CN1764176A - 正交频分复用系统帧同步结构 - Google Patents

Abstract

一种正交频分复用(OFDM)系统帧同步结构，定时度量(timing metric)定义为，前后两个相邻的相关长度内，接收信号相关信号的模值与接收信号能量和的比值。该帧同步结构适用于一切允许在数据帧前端加训练符号的正交频分复用系统。其特征在于，包括如下步骤：步骤1：选择相关运算(或者相关窗口)的长度；步骤2：计算两个相邻相关长度内接收信号相关信号的模值；步骤3：求取这两个相邻相关长度内信号的能量之和；步骤4：设定帧检测的判定阈值；步骤5：计算接收数据的定时度量，根据设定的阈值判定帧起始时刻。

Description

正交频分复用系统帧同步结构

技术领域

本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)系统帧同步结构(技术领域)。

背景技术

正交频分复用(OFDM)，是一种无线环境下的高速宽带传输技术。鉴于无线信道的频率选择性响应，正交频分复用技术的主要思想是在频域内将所给信道分成多个子信道，各个子信道上使用一个子载波进行调制，子载波序列并行传输，因此子信道的频率响应是相对平坦的，而且信号带宽小于信道的相关带宽，大大减少了符号间干扰；相互覆盖的子载波频谱由于正交特性，不会产生相互干扰，提高信道的频谱利用率。

由于强抗信道失真性以及高频谱利用率的优点，正交频分复用技术已经在无线局域网(WLAN)、数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)和非对称数字用户线(ADSL)等许多领域得到广泛应用，也可能是下一代蜂窝移动网络的无线接入技术。

同步对于数字通信系统是必不可少的环节。而OFDM技术中的同步涉及帧同步、符号定时、载波频率同步以及采样频率跟踪等多个方面。其中帧同步是整个同步过程的第一步，其精确度直接影响着后续同步过程的精确度以及整个系统的通信质量。

目前为止，对于正交频分复用符号的帧同步，在各种文献中已经提出了多种思路。其中的最小均方差(MMSE)标准和最大似然(ML)标准由于在没有帧数据到来情况下的误报率很大，仅适用于连续型正交频分复用技术应用。最大相关标准(MC)在多径瑞利衰落信道传输或者非常数包络调制技术场合性格恶化显著。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种正交频分复用(OFDM)系统帧同步结构，实现更为精确的帧同步，提高系统的整体通信质量；该帧同步结构通过归一化定时度量，使其适用于多径衰落信道和和非恒定包络调制应用。计算中设定的相关长度能够实现快速的帧检测，这一点对于基于帧结构的OFDM应用至关重要，当然也适用于连续传输模式的应用，例如数字广播。

本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)系统帧同步结构，定时度量(timing metric)定义为，前后两个相邻的相关长度内，接收信号相关信号的模值与接收信号能量和的比值。该帧同步结构适用于一切允许在数据帧前端加训练符号的正交频分复用系统。其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：选择相关运算(或者相关窗口)的长度；

步骤2：计算两个相邻相关长度内接收信号相关信号的模值；

步骤3：求取这两个相邻相关长度内信号的能量之和；

步骤4：设定帧检测的判定阈值；

步骤5：计算接收数据的定时度量，根据设定的阈值判定帧起始时刻。

其中相关运算的长度可以等于训练符号的长度，也可以大于训练符号的长度，但是必须等于训练符号周期的正整数倍。

其中计算两个相邻的相关长度内接收信号的能量之和，并在该能量和前乘以一个与信噪比相关的系数，使得在有数据帧到来的情况下，定时度量的数值与信噪比无关，从而，使得帧检测的正确性受到噪声的影响较少。

其中设定帧检测的判定阈值，保证在有数据帧和无数据帧情况下的相同误报裕量。

其中当接收信号的定时度量大于或者等于设定阈值时，将最小的可分辨时间作为帧检测结果；否则，不认为有数据帧到来。

附图说明

为进一步说明本发明的技术内容，以下结合实施实例及附图详细说明如后，其中：

图1多径瑞丽衰落信道下的定时度量实例图。

具体实施方式

图1是根据本发明的基本思路得到的多径瑞丽衰落信道下的定时度量实例。基于IEEE 802.11a标准，考虑到一般的室内环境，设定多径信道的均方根(RMS)扩展为100ns，叠加的高斯白噪声使得接收信号的信噪比(SNR)是10dB。为了验证算法的有效性，在正常的帧信号之前附加长度为100采样周期长度的高斯白噪声，其功率等于叠加在正常信号上噪声功率相等。

本发明涉及本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)系统帧同步结构，定时度量(timing metric)定义为，前后两个相邻的相关(该“相关”是一种衡量两个信号之间相似程度的物理量)长度内，接收信号相关信号的模值与接收信号能量和的比值。该帧同步结构适用于一切允许在数据帧前端加训练符号的正交频分复用系统。其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：选择相关运算(或者相关窗口)的长度；

步骤2：计算两个相邻相关长度内接收信号相关信号的模值；

步骤3：求取这两个相邻相关长度内信号的能量之和；

步骤4：设定帧检测的判定阈值；

步骤5：计算接收数据的定时度量，根据设定的阈值判定帧起始时刻。

该帧同步结构适用于一切允许在数据帧前端加循环训练符号的正交频分复用系统。相关运算的长度可以等于训练符号的长度，也可以大于训练符号的长度，但是必须等于训练符号周期的正整数倍。计算两个相邻的相关长度内接收信号相关信号的模值。计算两个相邻的相关长度内接收信号的能量之和，并在该能量和前乘以一个与信噪比相关的系数，使得在有数据帧到来的情况下，定时度量的数值与信噪比无关，从而，使得帧检测的正确性受到噪声的影响较少。设定帧检测的判定阈值，并根据经验，基本保证在有数据帧和无数据帧情况下的相同误报裕量。当接收信号的定时度量大于或者等于设定阈值时，将最小的可分辨时间作为帧检测结果；否则，不认为有数据帧到来。如果适当加大相关运算的长度，该结构也适用于OFDM系统的符号定时/同步。

下面着重以IEEE 802.11a无线局域网系统为例进行说明，在发射机中，射频信号的功率归一化复数基带等价表达式如下定义：

$x\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\mathrm{exp\; j}(2\mathrm{\πnk}/N),(n,k=\mathrm{0,1},K,N-1)$

其中，X(K)和x(n)分别是频域和时域离散时间信号，N是IFFT/FFT的大小，j是复数单位。

发送信号经过多径信道以后，接收机的采样信号可以表示为：

$r\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{i=0}{\overset{H-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n-i)h\left(i\right)\exp \left(j2\mathrm{\πi\Δf}\right)+w\left(n\right),(n=\mathrm{0,1},K,N-1)$

其中，h(i)是信道脉冲响应的采样值，H是信道脉冲响应采样值的数目，Δf是归一化频率偏移，而w(n)是加性高斯白噪声的包络采样值。

定义两组相邻L个采样信号的相关信号为P(n)：

$P\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n+l}^{*}{r}_{n+l+L}$

以及长度L的采样信号的能量R(n)，可以表示为：

$R\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+l}\right|}^2$

定义系统的帧检测的定时度量为M(n)：

$M\left(n\right)=1-\frac{2\left|P\left(n\right)\right|}{\mathrm{\ρ}[R\left(n\right)+R(n+L)]}$

其中，系数取决于信噪比SNR。

不妨假设接收信号由信号分量s_n和噪声分量w_n组成，并且信号分量和噪声分量的平均功率分别是2σ_s ²和2σ₀ ²，即

$E\left[\mathrm{Re}{\left\{s_n\right\}}^2\right]=E\left[\mathrm{Im}{\left\{s_n\right\}}^2\right]={\mathrm{\σ}}_s^2$

$E\left[\mathrm{Re}{\left\{w_n\right\}}^2\right]=E\left[\mathrm{Im}{\left\{w_n\right\}}^2\right]={\mathrm{\σ}}_0^2$

其中Re{·}和Im{·}表示复数的实部和虚部，E{·}代表随机变量的期望值。另外定义信噪比 $\mathrm{SNR}={\mathrm{\σ}}_s^2/{\mathrm{\σ}}_0^2.$

在大多数的实际应用中，频域信号X(k)可以认为是离散均匀分布随机变量，MQAM和MPSK是其中典型的例子。所有的频域数据X(k)来自相同的星座图，因此是N个离散的独立均匀分布随机变量，则时域采样值x(n)是不相关的。IFFT算法中，N个时域采样值是N个离散均匀分布随机变量的线性组合，因此，由中心极限定理可知，如果N足够大，也就是说，每个相加项对于总和不会产生决定性的影响，可以推知，符号的时域采样值近似高斯分布。那么，符号的时域采样值可以假定为独立同分布的高斯随机变量，而复数短训练符号的实部和虚部也是独立同分布的高斯随机变量，具有零均值和相等的方差。

根据中心极限定理，在有数据帧的采样时刻n_opt，Re{P(n_opt)}可以认为是高斯分布的随机变量，其均值是2Lσ_s ⁴，方差是 $2L({2\mathrm{\σ}}_s^4+{2\mathrm{\σ}}_0^2{\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^4);$ 而Im{P(n_opt)}也服从高斯分布，均值为零，方差为 $2L({2\mathrm{\σ}}_0^2{\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^4).$ 由以上推论知道，|P(n_opt)|服从高斯分布，其均值等于2Lσ_s ²。

对于单个采样点的功率|r_n+l|²，其概率分布等同于 $({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^2){\mathrm{\χ}}_2^2$ 分布，其中x₂ ²表示均值2方差4的x²分布。根据中心极限定理，功率项R(n_opt)高斯分布，均值等于 $2L({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^2),$ 方差等于 $4L{({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^2)}^2.$ 由于变量|P(n_opt)|和R(n_opt)的标准差远小于各自的均值，则定时度量在点n_opt的均值表达为：

$E\left[M\left(n_{\mathrm{opt}}\right)\right]=1-\frac{2\·2L\·{\mathrm{\σ}}_s^2}{\mathrm{\ρ}\·2\·2L({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^2)}=0.$

其方差等于：

$\mathrm{var}\left[M\left(n_{\mathrm{opt}}\right)\right]=\frac{1}{{\mathrm{\ρ}}^2}\·\frac{{2\mathrm{\σ}}_s^2{\mathrm{\σ}}_0^2+{3\mathrm{\σ}}_0^4}{2L{({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_0^2)}^2}=\frac{2\·\mathrm{SNR}+3}{2L\·{\mathrm{SNR}}^2}$

在信噪比比较大的情况下，该方差var[M(n_opt)]≈1/(L·SNR)。

在无数据帧的采样时刻n_nop，接收信号简化成噪声分量。接收信号服从零均值σ₀ ²方差的高斯分布，因而变量Re{P(n_nop)}和Im{P(n_nop)}也是高斯分布的，均值是零，方差是2Lσ₀ ⁴。|P(n_nop)|服从瑞丽分布，均值 方差 $L(4-\mathrm{\π}){\mathrm{\σ}}_0^4.$ |P(n_nop)|²的分布等同于2Lσ₀ ⁴x₂ ²，均值是4Lσ₀ ⁴而方差是16L²σ₀ ⁸。此时，|r_n+l|²的概率密度函数是具有2维自由度，均值2σ₀ ²，方差4σ₀ ⁴的中心x²分布，因此，根据中心极限定理，R(n_nop)是高斯分布的，均值2Lσ₀ ²而方差是4Lσ₀ ⁴。在采样点n_nop，定时度量定义式的分子分母的标准差都远小于各自均值，则定时度量可以简化为：

$E\left[M\left(n_{\mathrm{nop}}\right)\right]=1-\frac{1}{2\mathrm{\ρ}}\sqrt{\frac{\mathrm{\π}}{L}}$

方差为：

$\mathrm{var}\left[M\left(n_{\mathrm{nop}}\right)\right]=\frac{4-\mathrm{\π}}{{8\mathrm{\ρ}}^{2}L}$

假设需要在15dB信噪比的情况下进行帧检测，设定相关计算的长度为32个采样周期，即IEEE802.11a标准中两个短训练符号的长度。根据前述的结论，有数据帧到来时，定时度量的期望值等于0，标准差大约是0.0322。没有数据帧到来时，定时度量的期望值等于0.8384，相应的标准差是0.0597。如果设定的帧检测判定阈值是0.3。那么，在有数据帧到来时，不出现错误结论的判定裕量等于：

$\frac{0.3-0}{0.0322}\≈9.3$

在没有数据帧到来时，出现误报的裕量等于：

$\frac{0.8384-0.3}{0.0597}\≈9.0$

图1中的仿真实验以IEEE 802.11a标准为基础完成。相关计算的长度设置为16，即为一个短训练符号周期。无线信道以多径瑞利衰落信道为模型，其中RMS延时扩展为100ns，叠加的高斯白噪声信号与信号的信噪比SNR为10dB。

如图所示，在没有数据帧到来时，定时度量在一个比较大的数值附近波动，这个数值大约是0.8；而当数据帧到来时，定时度量迅速下降，并基本稳定在零值。有数据帧和无数据帧两种情况下，定时度量的这种显著差别保证了数据帧头的精确捕获。考虑到，在有数据帧到来时的低估计方差，如果适当加大相关运算的长度，该结构也适用于OFDM系统的符号定时。

Claims (5)

1、一种正交频分复用系统帧同步结构，定时度量定义为，前后两个相邻的相关长度内，接收信号相关信号的模值与接收信号能量和的比值，该帧同步结构适用于一切允许在数据帧前端加训练符号的正交频分复用系统，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：选择相关运算或者相关窗口的长度；

步骤2：计算两个相邻相关长度内接收信号相关信号的模值；

步骤3：求取这两个相邻相关长度内信号的能量之和；

步骤4：设定帧检测的判定阈值；

步骤5：计算接收数据的定时度量，根据设定的阈值判定帧起始时刻。

2、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统帧同步结构，其特征在于，其中相关运算的长度可以等于训练符号的长度，也可以大于训练符号的长度，但是必须等于训练符号周期的正整数倍。

3、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统帧同步结构，其特征在于，其中计算两个相邻的相关长度内接收信号的能量之和，并在该能量和前乘以一个与信噪比相关的系数，使得在有数据帧到来的情况下，定时度量的数值与信噪比无关，从而，使得帧检测的正确性受到噪声的影响较少。

4、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统帧同步结构，其特征在于，其中设定帧检测的判定阈值，保证在有数据帧和无数据帧情况下的相同误报裕量。

5、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统帧同步结构，其特征在于，其中当接收信号的定时度量大于或者等于设定阈值时，将最小的可分辨时间作为帧检测结果；否则，不认为有数据帧到来。