CN1747618A - 具诊断电路荧光灯驱动电路及荧光灯诊断方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种用于至少一荧光灯(10)的驱动电路以及诊断荧光灯的方法。该驱动电路具有以下特征：一半桥电路(Q1，Q2)，用于产生供应电压(V2)，一共振谐调电路(L1，C1)，耦合至该半桥电路(Q1，Q2)且该至少一荧光灯(10)乃连接至该共振谐调电路(L1，C1)，一诊断电路(30)，具有耦合至该共振谐调电路(L1，C1)的一电阻组件(R1)，连接至该电阻组件(R1)并从流经该电阻组件之电流(I1)制造至少一测量电压(V31；V311，V312)的至少一电流/电压转换器(31)，及连接至该电流/电压转换器(31)且被供应该至少一测量电压(V31；V311，V312)的一评估电路(32)。
Description
技术领域
本发明系有关一种荧光灯驱动电路及荧光灯诊断方法。
背景技术
为了协助了解将被解释于下文之本发明，被用来驱动荧光灯的电子镇流器基本设计及操作方法将首先参考图1至图3被解释。例如，一该镇流器被说明于EP 1 066 739 B1，US 5,973,943或US 6,617,805B2中。
该镇流器具有一半桥，具有一第一半导体开关组件Q1及一第二半导体开关组件Q2，其负载路径被串联于直流电压Vb被施加其间的终端K1，K2间。例如，此直流电压Vb藉由大致已知来自主交流电压的功率因子修正电路(功率因子控制器PFC)来产生(以不被任何更详细描述的方式)。此直流电压Vb具有400V的正常振幅值。
该半桥电路Q1，Q2使用此直流电压Vb于输出K3处产生具有脉冲信号波型的电压V2。该两半导体开关组件以产生脉冲方式藉由驱动电路20经驱动信号S1，S2来驱动以产生此脉冲电压V2。此驱动被预期最小化开关损失，使该两开关组件Q1，Q2永不同时被开关，且使该两开关组件于开关处理期间被同时关闭于一预定时间区间。除了别的因素外，该两开关组件被以产生脉冲方式驱动及脉冲电压V2被产生的频率，视被该电路供应如一旦燃烧为40kHz的荧光灯10的燃烧状态而定。此频率以基本上已知方式藉由驱动电路来调整。为了简化起见，该驱动电路经由其接收有关灯燃烧状态信息的信号输入及产生该信号的装置并不被描绘于图标中。该图标同样地不显示供应电压至该驱动电路的电路组件。
荧光灯10被与共振谐调电路部分之一共振电容器C1并联。除了共振电容器C1外，具有被与该共振电容器C1串联的一共振电感L1的此共振谐调电路被连接至半桥Q1，Q2的一输出K3且被脉冲供应电压V2供应。被与该共振谐调电路L1，C1串联的一阻隔电容器C2被用来从该脉冲供应电压V2滤出直流电压组成，因而产生具有跨越包含共振谐调电路L1，C1及荧光灯10装置大约方形或梯形信号波型的交流电压。此交流电压的振幅约为被施加至该半桥Q1，Q2的直流电压振幅一半。
开启后，荧光灯10表现类似电压相依电阻。荧光灯10被开启后跨越其电压降具有约为正弦曲线的波型。
荧光灯10被开启前，灯电极11，12必须被预热至放射温度。针对此，供应电压V2以较开启后为高的频率被产生，因而产生小于灯10的燃烧电压的电压V10。预热阶段结束后，半桥电路Q1，Q2的驱动频率被降低以达到足以使灯燃烧的燃烧电压，因而开启灯。
为了预热灯电极11，12，灯可以各种方式被连接于共振谐调电路。图1所示例中，共振谐调电路L1，L2中的电流流经电极11，12以预热它们。图2所示例中，被提供来预热电极11，12的辅助电感Lh1，Lh2被电感耦合至共振电感L1，且分别被连接至电极11，12之一以预热它们。
参考图1及图2，具有共振谐调电路L1，C1及荧光灯10装置可被连接于半桥电路Q1，Q2的输出K3及参考地位GND间，或参考图3于半桥电路Q1，Q2的输出K3及被连接于输入终端K1，K2的电容分压器C4，C5的中央分接头间。
缓冲电容器C3被与半桥电路的第二半导体开关组件Q2的负载路径并联，目的系促成该两半导体开关组件Q1，Q2的零电压开关操作(ZVS)。
荧光灯寿命有限。当灯朝此寿命终点耗损时，灯电极11，12于操作期间发射电子进入荧光气体的放射能力下降。当这些电子从电极11，12的金属移入气体放电时，此通常实际产生被产生用来保持电极11，12于放射所需温度的非常大量热。若这些放射条件因耗损而破坏，则该电极会发生较大电压降而导致大量热被产生且不利灯效率。虽然相对旧灯类型通常可局部承受较大功率损失而不会因其较大尺寸造成损害，但相对新灯类型例，例如具有5/8”直径的灯例所产生的此较大功率损失及较大量热极可能导致环绕灯的玻璃融化。因此必须于荧光灯良好状况时辨识其寿命终点以避免该损害。
当灯寿命终点来到时，跨越灯的电压V10上升。两电极11，12之一耗损通常较其它为早，所以灯电压V10变成不平衡，也就是正或负半周期的一振幅具有较个别另一半周期为大。以此知识为基础，已知荧光灯耗损藉由形成灯电压的算数平均值及比较此与零来检测。假设寿命终点已达到，若此算数平均值与零不同大于预定量，则指示灯电压不平衡。
如灯电压算数平均值被评估用于耗损的这些方法藉由如US5,808,422或EP 0 681 414 A2来说明。这些方法利用灯电压V10的算数平均值加上供应电压Vb一半被降落于阻隔电容器C2上，而可被相当容易测量及监控的事实。
已知方法具有其实施需不能被集成相当大量组件的缺点。
因此，本发明目的系提供可靠诊断荧光灯耗损的荧光灯驱动电路及荧光灯诊断方法。
此目的藉由具有权利要求1的装置及具有权利要求21的方法来达成。本发明有利改进附带权利要求的主题。
发明内容
依据本发明至少一荧光灯驱动电路具有以下特征：
可产生供应电压的一半桥电路，
被耦合至该半桥电路及该至少一荧光灯可被连接至的一共振谐调电路，
具被耦合至该共振谐调电路的一诊断电路，被连接至电阻组件及从流经该电阻组件的电流产生至少一测量电压的至少一电流/电压转换器，及被连接至该电流/电压转换器且被供应该至少一测量电压的一评估电路。
具有施加周期操作电压诊断至少一荧光灯依据本发明方法包含以下方法步骤：
产生视操作电压而定的至少一周期单极信号，
决定该周期信号的第一及第二峰值，
比较该峰值或比较各例中一峰值与从个别另一峰值所导出值，以产生作为该比较结果函数的一耗损信号。
本发明主题亦有关用于至少一荧光灯的驱动电路，其具有以下特征：
可产生供应电压的一半桥电路，
被耦合至该半桥电路及该至少一荧光灯可被连接至的一共振谐调电路，
一直流路径，包含该电组组件且可被荧光灯中的完整灯单纤维包围，而检测器电路被连接至其用于检测流经该直流路径的直流。
附图说明
本发明将使用实施例参考附图而被更详细解释于下文。
图1显示依据先前技术的荧光灯第一驱动电路。
图2显示依据先前技术的荧光灯第二驱动电路。
图3显示依据先前技术的荧光灯第三驱动电路。
图4显示依据本发明具有一电阻组件，一电流/电压转换器及一评估电路的诊断电路荧光灯驱动电路。
图5显示产生耗损信号的评估电路第一实施例。
图6显示产生于图5所示评估电路的被选择信号波型。
图7显示图5所示评估电路的修正。
图8显示具有依据第二实施例评估电路的诊断电路。
图9显示产生于图8所示评估电路的被选择信号波型。
图10显示电流/电压转换器实施例。
图11显示诊断电路的另一实施例。
图12显示产生于图11所示诊断电路的被选择信号波型。
图13显示驱动电路的一实施例，其具有包含被连接至直流路径的检测器电路直流路径。
图14显示驱动电路的另一实施例，其具有包含被连接至直流路径的检测器电路直流路径。
除非相反陈述，图中具有相同意义的相同参考符号标示相同电路组件及信号。
具体实施方式
图4显示依据本发明荧光灯10的驱动电路。此驱动电路具有已被解释于介绍中具有第一及第二半导体开关组件Q1，Q2的半桥电路，其负载路径被串联于直流电压Vb被施加至的输入终端K1，K2间。具有一共振电感L1及一共振电容器C1的共振谐调电路被连接至半桥Q1，Q2的一输出K3，其藉由该两半导体开关组件Q1，Q2的负载路径共享节点而形成。此例中，荧光灯10被与共振电容器C1并联。荧光灯10及共振谐调电路L1，C1于该例中以对应方式被连接至图1所示的已知电路，当然亦可以对应方式被连接至图2所示的电路。相对于图4所描绘，远离该半桥灯10该连接同样地经由电容分压器被连接至参考地位。
阻隔电容器C2被连接于共振谐调电路L1，C1及半桥电路Q1，Q2间，且从该半桥电路Q1，Q2所产生的电压V2滤出任何直流电压组成而具有脉冲信号波型。所谓缓冲电容器C3被与第二半导体开关组件Q2的负载路径选择性并联，并以长期已知方式促成该两半导体开关组件Q1，Q2的零电压操作，也就是促使这两半导体开关组件Q1，Q2被开关于跨越这两半导体开关组件Q1，Q2负载路径的电压等于零时。如此缓冲电容器使用已长期已知，且已被说明于介绍中所解释的US5,973,943中。
控制电路21被提供来驱动半桥电路中的半导体开关组件Q1，Q2，并为该半导体开关组件产生驱动信号S1，S2使其间具有时间偏移的这两半导体开关组件Q1，Q2被以脉冲产生方式驱动。此例中，这两半导体开关组件Q1，Q2被以其决不被同时开关方式来驱动，且使这两半导体开关组件Q1，Q2于开关阶段期间被较佳同时关闭于一预定时间区间。半桥Q1，Q2被以脉冲产生方式驱动的频率视荧光灯10的燃烧状态而定，而一旦荧光灯燃烧约为40kHz。此频率于预热阶段可为65kHz或更多。驱动信号S1，S2的任务周期，也就是其被开启的时间间比例及驱动周期持续期间为如约45％。
依据本发明，所述驱动电路具有包含被连接至共振谐调电路L1，C1，于该例中被连接至共振电容器C1的电阻组件R1的一诊断电路30。电流/电压转换器31被连接至此电阻组件R1，并将流经该电阻组件R1的电流I1转换为至少一电压测量电压V31，其被施加至评估电路32且被从电流/电压转换器31向下连接。此评估电路32提供被供应至控制电路21用于半桥电路的诊断信号S30。稍后将被解释的此例中，控制电路21被设计岔断对半桥Q1，Q2的驱动及对荧光灯10的供应，或若适用若诊断信号S30标示瑕疵操作状态则并不开启它。
应注意控制电路21及用于诊断电路30的电流/电压转换器31及评估电路32可被集成于一共享半导体芯片中。控制电路21及诊断电路30于图4中被描绘为仅协助理解的独立块。
再者，除了已被解释先前技术相关功能外，控制电路21当然可具有任何预期另外功能，例如介绍中所解释文献中的控制电路说明。
将被解释于下文的实施例基础上，诊断电路30亦明显地大部分可被集成。仅电阻组件R1为不能被集成于一半导体芯片中的外部组件。
依据本发明的驱动电路中，流经电阻组件R1的电流I1与被施加跨越灯10的灯电压V10成正比，一旦荧光灯10燃烧，此电流I1的数学符号以约为正弦的灯电压V10频率作变化。
电流/电压转换器31被设计来产生与参考地位GND相关的至少一单极测量电压V31，也就是为单独正或单独负的测量电压V31，测量电压V31的振幅从此具有变化数学符号的此电流I1变化对应流经电阻组件R1的电流I1振幅。
例如，参考图6a)，此电流/电压转换器31被设计来产生具有交流电压组成的正测量电压V31，其与测量电流I1或灯电压V10成正比，且其具有对参考地位GND的正值流组成或偏移VR。此例中，当灯电压V10为零或当测量电流I1为零时，偏移值VR刚好藉由测量信号V31来达成。
为了产生测量电压V31，偏移VR例如被供应为从参考电压源至电流/电压转换器的值流电压，其藉由添加参考电压及与测量电流I1成正比的电压值来形成测量电压V31。
图5显示被用来以被导出自灯电压V10的测量电压V31为基础来诊断荧光灯10可能耗损及产生耗损信号为诊断信号S30的评估电路第一实施例。例如，该诊断信号为两值信号，其假设第一信号位准检测耗损，而第二信号位准作为它用。
评估电路32于一输入处被供应与参考地位GND相关的测量电压V31。评估电路32中亦可获得大小对应电压测量信号V31的直流组成/偏移VR的信号。此信号被施加至评估电路32中的若干节点，其被注释”VR”。
评估电路32具有第一峰值检测器D11，C11，包含被与输入及偏移电位VR间的第一开关S11串联的第一二极管D11及第一电容储存组件C11。被提供来驱动该第一开关S11的第一控制信号KS31藉由第一比较器K31比较测量信号V31及偏移电位VR，并于测量信号V31的振幅大于偏移电位VR时假设高位准来产生。与此第一比较信号K31互补的第二控制信号KS31’藉由反向器INV11从第一控制信号K31来产生。针对图6a)所示测量信号V31，第一比较信号K31的波型被描绘于图6b)。
电压信号V31大于偏移VR期间的时间区间于下文被称为电压信号V31的正半周期，而电压信号V31小于偏移VR期间的时间区间于下文被称为负半周期。
当第一开关S11被关闭为对应电压信号V31的交流电压组成正振幅ΔV+减去二极管D11的传导状态电压的值时，第一电容储存组件C11于电压信号V31正半周期期间经由第一整流器组件D11被充电。以下解释视此二极管D11的传导状态电压为可忽略地，所以假设该电容器于正半周期期间被充电至正振幅ΔV+。针对正半周期末端处的参考地位GND，第一比较信号V11被施加至检测器组件D11及储存电容C11共享的节点N11，该第一比较信号V11对应正振幅值ΔV+及偏移电位的总和，使得：
V11＝VR+ΔV+ (1)
除了固定加法组成VR外，因为此第一比较信号包含该正振幅ΔV+相关信息，所以其于下文中亦被称为正峰值信号。正半周期末端处，此信号V11对应电压信号V31最大值。ΔV+标示正振幅大小，且于下文亦被称为正振幅值。
评估电路32具有第二峰值路径检测器，包含被与用于偏移电位VR及输入的节点间的第二开关S21串联的一第二二极管D21及一第二电容储存组件C21。此例中，忽略电压信号V31负半周期期间的二极管D21传导状态电压，第二二极管D21反方向被连接至第一二极管D11以充电该第二电容储存组件C21至对应测量电压V31的负振幅值ΔV-的值。针对参考地位GND，第二比较信号V21被施加至第二二极管D21及一第二电容储存组件C21共享的节点，该第二比较信号V21于负半周期末端：
V21＝VR-ΔV- (2)
此信号于下文中亦被称为负峰值信号。负半周期末端处，其振幅对应电压信号V31最小值。ΔV-标示负振幅大小，且于下文亦被称为负振幅值。
第二开关S21被第二比较信号KS31’驱动于比较电压V31的负半周期期间切换此第二开关S21。
正半周期末端处所出现的跨越第一储存电容C11的电压对应测量电压V31针对偏移电位的交流电压组成的正振幅ΔV+，因而为正半周期期间的灯电压V10的测量。负半周期末端处所出现的跨越第二电容储存组件C21电压对应测量电压V31针对偏移电位VR为负的交流电压组成振幅ΔV-，因而为负半周期期间的灯电压V10测量。为了比较这些振幅值彼此及以此方式诊断可能耗损，评估电路32具有产生诊断信号S30的一评估单元33。
此评估单元33基本上被设计使其可于正半周期结束后降低跨越第一电容储存组件C11的电压ΔV+，及比较产生于此于下文中被称为被降低正振幅值的被降低电压ΔV+及发生于负半周期期间的跨越第二电容储存组件C21的电压ΔV-。再者，该评估单元33于负半周期结束后降低跨越第二电容储存组件C21的电压ΔV-，及比较产生于此于下文中被称为被降低负振幅值的被降低电压ΔV-及发生于正半周期期间的跨越第一电容储存组件C11的电压ΔV+。此例中，耗损被辨识正振幅值ΔV+何时小于该被降低负振幅值ΔV-，或负振幅值ΔV-何时小于被降低正振幅值ΔV+。
实施例中，评估单元33具有一第一附加电容储存组件C31，其可藉由第三开关S31被与第一电容储存组件C11并联。面对远离第三开关S31的这些电容器C11，C31连接被短路，且经由第一开关S11被连接至偏移电位VR。由于第一开关S11于负半周期期间被开启，所以第三开关S31藉由第二比较信号KS31’驱动于此时间区间连接与第一电容储存组件C11并联的第一附加电容器C31。
对应方式中，评估单元33具有一第二附加电容储存组件C41，其可藉由第四开关S41被与第二电容储存组件C21并联。面对远离第四开关的这些电容器C21，C41连接被短路，且经由第二开关被连接至偏移电位VR。由于第一开关S11于负半周期期间被开启，所以第四开关S41藉由第一比较信号KS31驱动以便于测量电压V31正半周期期间将第二电容储存组件C21及第二另外电容储存组件C41短路。该第二开关S21于这些半周期期间被开启。
评估单元33操作方法将针对图6c)及6d)所示波型被解释于下文。此例中，图6c)显示第一峰值检测器的二极管D11及电容储存组件C11所共享的节点N11处的第一峰值电位V11，及第一电容器C11及第一另外电容器C31所共享节点处的第一比较电位V31。图6d)显示第二峰值检测器的二极管D21及电容储存组件C21所共享节点处的第二峰值电位V21，及第二电容器C21及第二另外电容器C41所共享节点处的第二比较电位V41。
参考图5及图6c)，当第一开关S11被关闭而第三开关S31被开启至对应偏移电位VR及正振幅值ΔV+的比较电压V3最大值时，第一峰值检测器D11，C11处的电位V11于正半周期期间上升。第一另外电容储存组件C31于此正半周期期间被连接于偏移电位VR的两连接间，使此电容储存组件C31被放电。
负半周期开始时，第一开关S11被开启而第三开关S31被关闭。此导致第一电容储存组件C11部分被放电。假设正半周期末端处的跨越第一电容储存组件C11的电压大小对应正振幅值ΔV+大小，则跨越该并联电路的被降低正振幅值ΔV+于关闭第三开关S31及交换充电已发生后从该两电容储存组件C11，C31被产生，其中：
ΔV+’＝C11/(C11+C31)·ΔV+＝k1·ΔV+ (3)
被降低正振幅值ΔV+’藉由乘上因子k1＜1从正振幅ΔV+产生。
为了可比较此被降低正振幅值ΔV+’及负振幅值ΔV-，第三比较信号V3被产生，其中：
V3＝VR-ΔV+’ (4)
开启第一开关S11及关闭第三开关S31后，第一峰值检测器的节点N11位于偏移电位VR，此信号V3被产生于电容器C11，C31及参考地位GND所共享的节点。此第三比较信号V3的波型于图6c)中系以虚线被显示。正半周期期间，当第一开关S11被关闭时，此比较信号V3对应偏移电位VR。
第一开关S11被开启而第三开关S31被关闭后，此第三比较信号V3首先下降至对应偏移电位VR减去正振幅值ΔV+的值，由于第一储存电容C11于负半周期进一步进行时放电，所以比较信号V3上升至(4)所标示的值。
负振幅值ΔV-及被降低正振幅值ΔV+’的比较系藉由第一比较器K11来执行，其比较第二比较信号或负峰值信号V21＝VR-ΔV-及第三比较信号V3＝VR-ΔV+’。于各例中相同各具有大小ΔV+’及包含负数学符号的ΔV-这两信号及加法组成VR的比较，可作成负信号值ΔV-及被降低正振幅值ΔV+’间的比例相关的直接结论。若第二比较值V21大于第三比较值V3，则负振幅值ΔV-小于被降低正振幅值ΔV+’，其被解释为错误。来自第一比较器K11的输出信号KS11接着假设一高位准，其于负半周期末端处被储存于第一正反器FF11中，源自此的第一正反器FF11输出处的高位准经由或门OR11被引导至被产生于输出处的耗损信号S30的高位准。当信号V31交流组成的正振幅值ΔV+大于负振幅值ΔV-超过因子(C11+C31)/C11时，则该耗损信号被假设为高位准。
第二电容储存组件C21系于比较电压V3负半周期期间被充电至对应电压信号V31交流组成的负振幅值ΔV-的电压。
负半周期开始时，第二开关S21被开启而第四开关S41被关闭。此导致第二电容储存组件C21部分被放电。假设负半周期末端处的跨越第二电容储存组件C21的电压大小对应负振幅值ΔV-大小，则跨越该并联电路的被降低负振幅值ΔV-系于关闭第四开关S41及接续充电交换后藉由该两电容储存组件C21，C41被形成，其中负振幅值ΔV-’：
ΔV-’＝C21/(C21+C41)·ΔV-＝k2·ΔV- (5)
被降低负振幅值ΔV-’系藉由乘上因子k2＜1从负振幅值ΔV-产生。
为了可比较此被降低负振幅值ΔV-’及正振幅值ΔV+，第四比较信号V4系被产生，其中：
V4＝VR+ΔV-’ (6)
开启第二开关S21及关闭第四开关S41后，第二峰值检测器的节点N21位于偏移电位VR，此信号V4被产生于电容器C21，C41及参考地位GND所共享的节点。此第四比较信号V4的波型于图6d)中以虚线被显示。负半周期期间，当第二开关S21被关闭时，此比较信号V4对应偏移电位VR。
第二开关S21被开启而第四开关S41被关闭后，此第四比较信号V4首先上升至对应偏移电位VR加上负振幅值ΔV-值，由于第二储存电容C21于正半周期进一步进行时放电，所以比较信号4下降至(6)所标示的值。
正振幅值ΔV+及被降低负振幅值ΔV-’比较藉由第二比较器K21来执行，其比较第一比较信号或正峰值信号V11＝VR+ΔV+及第四比较信号V4＝VR+ΔV-’。于各例中相同各具有大小ΔV+’及包含正数学符号ΔV-及加法组成VR这两信号比较，可作成正振幅值ΔV+及被降低负振幅值ΔV-’间比例相关的直接结论。若第四比较值V4大于第一比较值V11，则正振幅值ΔV+小于被降低负振幅值ΔV-’，其被解释为错误。来自第二比较器K21的输出信号KS21接着假设一高位准，其于正半周期末端处被储存于第二正反器FF21中，源自此的第二正反器FF21输出处的高位准经由或门OR11被引导至被产生于输出处的耗损信号S30的高位准。当信号V31交流组成的负振幅值ΔV-大于正振幅值ΔV+超过因子(C21+C41)/C21时，则该耗损信号被假设为高位准。
图5所示评估电路32中，正半周期末端处所出现的跨越第一储存电容C11的电压并不完全对应正振幅ΔV+，但与此振幅相较系被降低有第一二极管D11的传导状态电压值。对应方式中，负半周期末端处所出现的跨越第二电容储存组件C21的电压并不完全对应负振幅值ΔV-，但与此负振幅值ΔV-振幅相较系被降低有第二二极管D21的传导状态电压值。
图7显示此问题可被避免的图5所示评估电路32修正。此评估电路中，第一电容储存组件C11系经由第一开关S11被连接至大于偏移电位有二极管电压的被增加偏移电位VR+。此原因将被简短说明于下文：
对于第一近似，当被比较于比较器K11及K21输入处时，D11及D21的二极管电压彼此删去。然而，对于第二近似，因为例如来自D21的二极管电压藉由K11输入处的因子1加权而产生，而D11的二极管电压藉由因子C11/(C11+C31)加权而被产生于比较器输入处，所以此产生误差。因此，C11被充电至被降低二极管电压的电压，也就是VR+必须有些大于VR。
再者，第二电容储存组件C21于此实施例中经由第二开关S21被连接至被降低负振幅值ΔV-’，其小于被降低正振幅值ΔV+有二极管电压。
图8显示依据本发明的诊断电路另一实施例。此诊断电路具有一电流/电压转换器31，可制造两电压V311，V312，其中之一于各例中代表测量电流I1或灯电压V10的正半周期，而其中之一于各例中代表测量电流I1或灯电压V10的负半周期。此电流/电压转换器31针对图9a)及9c)所示波型设计来产生第一电压信号V311，使其假设测量电流I1的负半周期期间的一预定偏移植VR2，且使其于测量电流I1的正半周期期间低于其偏移植VR2，该第一电压信号V311的波型于正半周期期间线性依赖被乘上因子-1的测量电流I1正半周期。
第二电压测量信号V312被该电流/电压转换器制造，使该第二电压信号V312于测量电流I1的正半周期期间假设偏移植VR2，且使此电压信号V312线性依赖已被该偏移VR2转移的测量电流I2负半周期期间。
图10显示如图9b)及9c)所示可从测量电流I1制造测量电压V311，V312的电流/电压转换器电路实施例。此评估电路32具有一反向器，其具有一电阻器R21，被与该电阻器R21串联的一晶体管T21，及被连接当作二极管的一晶体管T11。此例中，第一电压V311可针对晶体管T21及电阻器R21的负载路径所共享节点处的参考地位GND被分接。实施例中，晶体管T21及T11为npn双极晶体管型式，且被连接来形成输入被测量电流I1驱动的平衡电路。测量电流I1正半周期期间，当测量电流I1增加时，晶体管T21变成较具传导性，使得当正测量电流I1增加时，测量电压V311降低。
电流/电压转换器亦具有一串联电路，具有一附加电阻器R11及一附加晶体管T31。此实施例中，测量I1被发射于于该附加晶体管T31射极处。该附加晶体管T31被介于阈电压Vbe及该附加双极晶体管T31的阈电压Vbe两被间的驱动电压永久偏向。此确保此附加晶体管T31于测量电流I1正半周期期间被关闭。测量电流I1的负半周期期间，附加晶体管T31的射极电位下降，使得此晶体管开始传导。该偏压意指附加晶体管T31的射极电位不能下降至低于参考地位GND值。第二测量信号V312于测量电流I1负半周期期间本质上跟随该测量电流I1。
当然，应了解金属氧化半导体晶体管亦可被取代图10描绘的双极晶体管使用。
图8所示诊断电路实施例中的评估电路32具有一第一峰值检测器，具有一第一电容储存组件C12及一第一检测器组件D12，其被串联于正供应电位Vcc及第一电压信号V311被产生处的电流/电压转换器的第一输出OUT311间。对应方式中，一第二峰值检测器被提供一第二电容储存组件C22及一第二检测器组件D22，其被串联于正供应电位Vcc及第二电压信号V312可被分接处的电流/电压转换器31的第二输出OUT312间。
该例中评估单元33具有一第一附加电容储存组件C32，其可藉由第一开关装置S32A-S32D被与第一电容储存组件C12并联。评估单元33亦具有一第二附加电容储存组件C42，其可藉由第二开关装置S42A-S42D被与第二电容储存组件C22并联。各例中，开关装置S32A-S32D及S42A-S42D被设计使附加电容储存组件C32及C42及开关装置S32A-S32D及S42A-S42D各分别形成一桥电路，使电容储存组件C32及C42可被选择性以第一极性方向或第二极性方向与电容储存组件C12，C22并联。此例中，附加电容储存组件C32及C42的极性反向永远被执行于测量电流I1一半周期后。关于第一开关装置，此意指开关S32A，S32B被开启于一半周期期间，而开关S32C，S32D被关闭，而两开关S21A，S32B被关闭于下一半周期期间，而另二开关S32C，S32D被开启。对应方式中，开关S42A，S42B被第二开关装置联合开启于一半周期期间，而开关S42C，S42D被开启，而另两开关S42A，S42B被关闭于下一半周期期间。
两开关装置S32A-S32D及S42A-S42D中的开关被切换为藉由比较器比较电压测量信号V311，V312所产生的控制信号S22，S22’函数。此例中，第一控制信号KS22对应来自比较器的输出信号，而第二控制信号KS22’对应被反向器INV11反向的来自比较器K22的输出信号。实施例中，第一控制信号KS22假设测量电流I1正半周期期间及灯电压V10正半周期期间的高位准，及假设负半周期期间的低位准。开关桥装置S32A-S32D及S42A-S42D中的个别相对开关，也就是第一开关装置中的开关S32A，S32B及第二开关装置中的开关S42A，S42B被如第一控制信号KS22驱动，而另一相对开关，也就是第一开关装置中的开关S32C，S32D及第二开关装置中的开关S42C，S42D被如第二控制信号KS22’驱动。
图8所示评估电路32操作方法将参考图9所示波型被更详细解释于下文。图9d)显示第一电容储存组件C12及第一峰值检测器的第一检测器组件D12中的共享节点N12处的电位V12波型。测量电流I1正半周期期间，此电位V12被汲取至对应第一电压信号V311关于参考地位GND最小值之值。此正半周期期间第一电压信号V311最小值系对应偏移植VR2减去与测量电流I1正振幅成正比的振幅值ΔV1。该例中，偏移植VR2系对应正供应电压Vcc减去第一二极管D21的二极管电压。被连接于该供应电位Vcc及电流/电压转换器间的附加二极管提供补偿跨越该二极管的电压降，使得发生于跨越第一电容储存组件C12及第一附加电容储存组件C32所形成的并联电路处的电压最大值系对应该第一振幅值ΔV1。因此，正半周期末端处：
V12＝Vcc-ΔV1 (7)
振幅值ΔV1于下文被称为正振幅。V12于下文被称为第一比较值。
测量电流I1负半周期开始时，第二电容储存组件C32的极性被反向，而导致第一电容储存组件C12被部分充电，及第一节点N1处的电位V12上升。电压ΔV1’被产生于跨越第一电容储存组件C12及第一附加电容储存组件C32所形成的并联电路处的电荷交换后，而其于下文被称为依据以下关系于正半周期期间产生自正振幅值ΔV1的被降低正振幅值：
ΔV1’＝(C12-C32)/(C12+C32)·ΔV1 (8)
所以负半周期末端处的电位V12为：
V12＝Vcc-ΔV1’ (9)
此例中，第一附加电容器C32被选择使其电容小于第一电容器C12者。
测量电流I1负半周期期间，峰值电压ΔV2被产生于跨越第二电容器C22及第二附加电容器C42的并联电路处，其与测量电流I1的负振幅成正比，且于下文被称为负振幅。因此，负半周期期间，第二电位V22被产生于第二电容器C22及第二二极管D22所共享的节点处，该电位V22对应供应电位Vcc减去此第二振幅ΔV2，使负半周期末端处：
V22＝Vcc-ΔV2 (10)
振幅值ΔV2于下文被称为负振幅。V22于下文被称为第二比较值。
负半周期开始时，第二附加电容储存组件C42的极性被反向，使得被产生于跨越第二电容器C22及附加电容器C42所形成的并联电路处的电压下降至值ΔV2’，使正半周期末端处：
ΔV2’＝(C22-C42)/(C22+C42)·ΔV2 (11)
此值ΔV2’于下文系被称为被降低负振幅值：
正半周期末端处的第二比较值V22则为：
V22＝Vcc-ΔV2’ (12)
此例中，第二附加电容器C42系被选择使其电容小于第二电容器C22者。
为了决定耗损，正振幅值ΔV1系被与被降低负振幅值ΔV2’作比较，而负振幅值ΔV2被与被降低正振幅值ΔV1’作比较，耗损被假设当个别降低值ΔV1’或ΔV2’大于个别峰值ΔV2或ΔV1。
针对此比较，第一及第二比较值V12，V22藉由比较器K12作比较。来自该比较器的输出信号于正半周期末端被储存于第一正反器FF12中，且于负半周期末端被储存于第二正反器FF22中，该正反器FF12，FF22中的输出信号被供应至耗损信号S30被制造于其输出处或门OR12。
若正半周期末端的第一比较值V12大于第二比较值V22，则考虑(7)及(12)及(11)，此意指：
Vcc-ΔV1＞Vcc-ΔV2’＝＞
ΔV1＜(C22-C42)/(C22+C42)·ΔV2＝＞
ΔV1＜k3·ΔV2 (13)
此例中，高位准于正半周期末端被产生于比较器K12输出处，而此被储存于第一正反器FF12中，并产生具有高位准的耗损信号S30。
若负半周期末端的第二比较值V22大于第一比较值V12，则考虑(9)及(10)及(8)，此意指：
Vcc-ΔV2＞Vcc-ΔV1’＝＞
ΔV2＜(C12-C32)/(C12+C32)·ΔV1＝＞
ΔV1＜k4·ΔV2 (14)
此例中，高位准于负半周期末端被产生于比较器K12输出处，而此被储存于第二正反器FF22中，并产生具有高位准的耗损信号S30。
两例中，耗损信号的高位准被产生于当一半周期期间的个别振幅ΔV1或ΔV2小于个别另一半周期的振幅有小于1的因子k3，k4时。此例中，电容C12，C22，C32，C42较佳被选择使因子k3，k4于各例中相同。
总之，亦于此实施例中，一电容器于一半周期期间被以与此半周期期间电压测量信号V311，V312最大振幅成正比的电压充电。下半周期期间，电容器被部分充电，而产生于此的比较值系被与发生于此半周期期间跨越另一电容器的峰值电压作比较，以便使用此来产生标示灯可能耗损的诊断信号。图8所示实施例中，当该耗损被检测到，也就是当与第一电压测量信号V311的测量电流成正比的信号组成第一振幅ΔV1大于第二振幅ΔV2超过预定因子，或当与第二电压测量信号V312的测量电流成正比的此信号组成第二振幅ΔV2大于第一振幅ΔV1超过预定因子时，此诊断信号S30假设高位准。此例中，这些因子以上述方式视各并联电容器C12，C32及C22，C42的比例而定。
图11显示依据本发明诊断电路的另一实施例。此诊断电路具有若干电流/电压转换器单元，其各制造正输出电压V43，V53，V83，V93，其与一半周期期间输入电流I1瞬间值成正比，或与一半周期期间输入电流I1的振幅最大值成正比。
此诊断电路中，测量电流I1被直接供应至反向输入反向器，其具有一运算放大器OP13，及被连接于该运算放大器OP13的负输入及输出间的一电阻器R13。有关参考地位GND的电压V13被产生于此运算放大器OP13的输出处，其波型被描绘于图12与输入电流I1波型做比较。此电压V13于输入电流I1正半周期期间为零，并于输入电流I1负半周期期间假设为正值，信号值与于负半周期期间被乘上-1的输入电流I1信号值成正比。此输入转换器OP13，R13执行反向半波整流器的函数。
来自此输入转换器的输出信号被供应至瞬间值输出阶OP43，其具有正输入被供应电压V13的一运算放大器，瞬间值信号V43被制造于其输出处，其于输入电流I1正半周期期间为零，且其于输入电流I1负半周期期间具有正值，其正值与负半周期期间被乘上-1的输入电流I1成正比。
再者，第二瞬间值输出阶OP53被提供，其具有正输入被供应输入电流I1的一运算放大器，且其负输入被耦合至其输出处。第二瞬间值输出阶OP53被制造于此第二瞬间值输出阶OP53的输出处，其于输入电流I1负半周期期间为零，且与正半周期期间的输入电流I1成正比。
诊断电路32亦具有第一及第二峰值检测器34，35，第一峰值检测器34被直接供应输入电流I1，而第二峰值检测器被供应来自半波整流器OP13，R13的输出信号V13。两峰值检测器34，35具有个别输入放大器OP63，OP73，个别输入信号I1或V13被供应于其正输入处，而其输出被个别二极管D63，D73跟随。此例中，二极管D63，D73的阴极被回授至运算放大器OP63，OP73的负输入。具有下游二极管D63，D73的运算放大器OP63，OP73产生峰值检测，所以各例中，一值于与正半周期期间的测量电流I1最大值成正比的正半周期末端被制造于第一检测器34的二极管D63阴极连接处。负半周期末端处，与负半周期期间的测量电流I1振幅成正比的正电压被制造于第二检测器35的二极管D73阴极连接处。
此例中，被当作固定组件的电容器C83，C93经由个别电阻器R83，R93被下游连接自两峰值检测器单元34，35中的二极管D63，D73。此例中，正峰值信号V83与正半周期期间的输入电流I1正峰值成正比，而负峰值信号与负半周期期间的输入电流I1负振幅成正比。参考图12，被决定于正半周期期间的正峰值信号V83被固定于负半周期期间，而被决定于负半周期期间的负峰值信号V93被固定于正半周期期间。
开关被与电容器C83，C93并联，被与电容器C83并联的开关S83系于正半周期开始时被短期关闭，以便于下一充电处理前将电容器C83放电。各例中，被与电容器C93并联的开关S93系于负半周期开始时被短期关闭，以便于下一充电处理前将电容器C93充电。
例如，用于这两开关S83，S93的驱动信号，系藉由不被描绘的比较器比较瞬间值信号V43及V53制造于负半周期开始处具有一上升侧面，于正半周期开始处具有一下降侧面的方型信号。此比较器信号可被供应至第一延迟组件(无图标)，其可于比较器信号上升侧面后关闭开关S93一预定时间区间，及可于比较器信号下降侧面后关闭开关S83一预定时间区间。
可进一步处理瞬间值输出信号V43，V53或峰值输出信号V83，V93的附加评估单元并不被描绘于图11中。此进一步处理可以长期已知方式被执行。例如，为了决定输入电流I1的正振幅是否与测量电流I1的负振幅明显不同，峰值输出信号V83，V93间的差异可以简单方式来决定，若此差异超过预定值，则制造误差信号及压抑进一步驱动灯。
该诊断电路亦具有一灯检测器，其具有被连接于输入IN及参考地位GND间的一开关S33。例如，此开关S33以不被更详细描绘方式被装配灯10被插入的灯插座，且被关闭于当灯被插入该插座时。此例中，测量输入IN位于参考地位GND，其藉由比较测量输入处的电位及附加参考电位REF33的比较器OP33辨识来阻止半桥电路Q1，Q2及灯(不被呈现)被驱动。
再者，有关与灯电压10正及负振幅成正比的输入电流I1正及负振幅的信息，可被用于半桥电路Q1，Q2的控制电路21以改变驱动频率特别用于最佳化预热阶段及灯启始处理。本质上，如此程序被说明于相同日期被提出的德国专利申请案，标题为”Verfahren zurAnsteuerung einer eine Leuchtstofflampe aufweisenden Last zurOptimierung des Zundvorgangs”[驱动具有荧光灯的负载以最佳化启始处理的方法]发明人：Michael Herfurth，Martin Feldtkeller，Antoine Fery。
图13及图14显示荧光灯的驱动电路及灯镇流器另一实施例。此例中，电阻组件R1为检测器电路40被耦合至以检测流经检测直流路径的电流的直流路径部分。实施例中，该直流路径从半桥电路的供应电位被施加至半桥电路Q1，Q2的连接终端K1，经由附加电阻组件R2，共振电感L1，第一灯单纤维或灯电极11及电阻组件R1，运行至参考地位Vcc的终端，该例中，例如此参考地位Vcc为驱动半桥电路Q1，Q2的检测器电路40及驱动电路21的组件供应电位。经由荧光灯10中的第一灯单纤维11运行的此直流路径，仅于荧光灯10被插入或第一灯单纤维11保持完整，也就是其为电导时才被关闭。
检测器电路40具有一电流检测器44，其被连接于直流路径中且被耦合至评估电路45，其可制造被供应至驱动电路21的第一检测器信号S45。
第一二极管D41较佳被连接于检测器电路40中的直流路径，并促使电流仅流动于图13所示电流I1方向。为了限制以此相反方向流动的电流事件中检测器电路40电压，第二二极管D42被提供，且被连接于于参考地位GND及电阻组件R1与第一二极管D41所共享的节点间。
该直流路径与检测器电路40一起被用来辨识荧光灯10是否出现或灯是否完整。当控制电路经由第一检测器信号S45接收流经直流路径的直流低于预定阈的信息时，此驱动电路防止半桥电路Q1，Q2被驱动电路21驱动，意指无荧光灯10被插入或荧光灯10不完整。例中，被检测电流的比较阈藉由电流检测器44被耦合至阈检测器45来制造。
例如，直流路径中的电阻组件R1，R2被选择使当完整荧光灯10被插入流经直流路径的直流介于约20μA及200μA间。
如图13所示，检测器电路40可特别与已被解释诊断电路30一起被使用。此例中，如图11亦显示，开关S13被连接于电阻组件R1及其它组件间，也就是诊断电路30的电流/电压转换器31及评估电路32间。此开关S13同样地被驱动电路21驱动。此文中，应注意半桥电路Q1，Q2的驱动电路21，诊断电路30及检测器电路40，较佳形成灯镇流器的共享集成控制电路且被集成于一共享半导体芯片中。
图13所示装置操作方法将被解释于下文中：
当镇流器被开启时，由于直流电压Vb被施加至输入终端K1，K2，半桥电路Q1，Q2最初不被驱动，而开关S13被驱动电路21驱动开启。一旦检测器电路40检测到流经直流路径的直流大于预定阈，则控制电路21开始驱动半桥电路Q1，Q2，开关S13于此驱动开始后被关闭或一起开始，以接续经由诊断电路30执行诊断荧光灯可能耗损。
若诊断电路30中的评估电路32检测到荧光灯10耗损，其经由诊断信号S30被发送信号至控制电路21，对半桥Q1，Q2的驱动被岔断以岔断对荧光灯的电压供应。此外，开关S13再次被驱动电路21开启，而流经直流路径的电流再次被检测器电路40评估。
因耗损岔断对半桥驱动后，控制电路21使用第一检测器信号S45来检测流经直流路径的电流是否于延迟时间从零至正值后上升。一旦延迟时间于半桥因耗损被关闭后消逝，从零至大于预定阈的正值的此直流上升指示使用者已更换荧光灯，该例中控制电路再次驱动半桥Q1，Q2使灯电荷被检测到。
由于检测器电路40可不需检测耗损的诊断电路30的组件31，32，所以图14所示实施例并不需开关S13。
检测器电路40可选择性包含一参考电压源REF41，被与该参考电压源REF41串联的一电阻器R41，及一附加二极管D43，该串联电路包含该参考电压源REF41，开关SW41，电阻器R41，及被连接于参考地位GND及电阻组件R1间的二极管D43。第二阈值检测器46被连接至电阻器R41及二极管D43所共享的节点，及供应第二检测器信号S46至控制电路21。当开关S13被开启时，开关SW41同样地以更详细说明方式被控制电路21驱动，且于半桥Q1，Q2开始后被关闭。二极管D43及电阻器R1所共享的节点接着位于对应至少参考电位REF41的电位。
二极管D43及电阻器R1所共享的此节点代表具有组件21，30，40及成控制电路及”外部世界”间的接口。整体而言，若镇流器制造商连接此节点至参考地位GND，事实上其仅于制造商不能装配电阻组件R1，R2于电路中，接着可以此方式发送电阻组件R1，R2不被配置的信号至控制电路21，而诊断电路不应被使用。此信息经由第二检测器信号S46从第二阈值检测器46被传送至控制电路21，其可评估电阻器R41及二极管D43所共享节点位的电位。
当诊断电路不使用时，半桥的操作被控制电路21赋能，而开关S13于此例中不被关闭。
已被解释的操作于集成控制电路例中系值得的，其可被选择用于一个或更多灯且其可具有对应数量诊断电路，以便关闭不被需要的这些诊断电路。
参考符号表
C1 共振电路
C12，C22 电容储存组件
C2 阻隔电容器
C3 缓冲电容器
C31，C41 电容储存组件，电容器
C32，C42 电容储存组件，电容器
C4，C5 电容分压器
C83，C93 电容器
D11，D21 二极管
D23，D33 二极管
D41-D43 二极管
D63，D73 二极管
FF1，FF21 D正反器
FF12，FF22 D正反器
GND 参考地位
I1 测量电流
INV1 反向器
INV12 反向器
K1，K2 输入终端
K11，K21 较器
K12 比较器
K22 比较器
K31 比较器
KS11，KS21 比较器信号
KS12 比较器输出信号
KS22 比较器输出信号
KS22’ 反向比较器输出信号
KS31 比较器信号
KS31’ 反向比较器信号
L1 共振电感
Lh1，Lh2 辅助电感
OP13 运算放大器
OP23，OP33 比较器
OP43-OP93 运算放大器
OR11 或门
OR12 或门
OUT311，OUT312 电流/电压转换器的输出
Q1，Q2 半导体开关组件，开关组件
R1 电阻组件
R11，R21 电阻器
R33 电阻器
R41 电阻器
R83，R93 电阻器
REF13-REF33 参考电压源
REF41 参考电压源
S1，S2 驱动信号
S11，S21，S31，S41 开关
S13 开关
S30 诊断信号
S42A-S42D 开关
S83，S93 开关
SW41 开关
T11 被连接为二极管的晶体管
T21，T31 晶体管
V11，V21 峰值信号
V10 灯电压
V2 供应电压
V3，V4 比较信号
V31 电压信号
V311，V312 电压信号
Vb 直流电压，输入电压
VR 偏移电位
VR+，VR- 偏移电位
10 灯
11，12 灯电极
30 诊断电路
31 电流/电压转换器
32 评估电路
40 检测器电路
44 电流检测器
45，46 阈值检测器
Claims (39)
1.一种用于至少一荧光灯(10)之驱动电路，具有以下特征：
一半桥电路(Q1，Q2)，用于产生供应电压(V2)
一共振谐调电路(L1，C1)，耦合至该半桥电路(Q1，Q2)且该至少一荧光灯(10)可连接至其，
一诊断电路(30)，具有耦合至该共振谐调电路(L1，C1)之一电阻组件(R1)，连接至该电阻组件(R1)并从流经该电阻组件之电流(I1)制造至少一测量电压(V31；V311，V312)之至少一电流/电压转换器(31)，及连接至该电流/电压转换器(31)且被供应该至少一测量电压(V31；V311，V312)之一评估电路(32)。
2.如权利要求1所述的驱动电路，其中该电流/电压转换器(31)产生一第一测量电压(V311)，其代表第一半周期期间跨越该至少一荧光灯(10)之一电压，及产生一第二测量电压(V312)，其代表第二半周期期间跨越该荧光灯(10)之一电压。
3.如权利要求2所述的驱动电路，其中该评估电路(32)具有以下特征：
一第一峰值检测单元(D12，C12)，该第一测量电压(V311)可供应至其且该第一峰值检测单元(D12，C12)制造一第一峰值信号(ΔV1)，
一第二峰值检测单元(D21，C31；D22，C22)，该第二测量电压(V312)被供应至其且第二峰值检测单元制造一第二峰值信号(ΔV2)，
一评估单元(32)，产生诊断信号(S30)作为该第一及第二峰值信号(ΔV1，ΔV2)比较之函数。
4.如权利要求3所述的驱动电路，其中该诊断信号(S30)假设一位准，该位准在该等峰值信号(ΔV1，ΔV2)之一小于该个别其它峰值信号(ΔV1，ΔV2)的量超过一个小于最小整数的一预定因子时标示耗损。
5.如权利要求1所述的驱动电路，其中该评估电路(32)具有以下特征：
一第一峰值检测单元(D11，C11)，该至少一测量电压(V31)可供应至其且其制造一第一峰值信号(ΔV+)，
一第二峰值检测单元(D21，C21)，该至少一测量电压(V31)可供应至其且其制造一第二峰值信号(ΔV-)，
一评估单元(32)，可制造诊断信号(S30)作为该第一及第二峰值信号(ΔV+，ΔV-)比较之函数。
6.如前述权利要求其一所述的驱动电路，其中该第一峰值检测单元(D11，C11；D12，C12)具有包含一第一整流器装置(D11；D12)及一第一电容储存组件(C11；C12)的一串联电路，而其中该第二峰值检测单元具有包含一第二整流器装置(D12；D22)及一第二电容储存组件(C12；C22)的一串联电路。
7.如前述权利要求其一所述的驱动电路，其中该评估单元(33)经设计而替代性比较两峰值信号(ΔV1，ΔV2；ΔV+，ΔV-)之一及比较信号(ΔV2’，ΔV1’；ΔV-’，ΔV+’)，其对应被乘上小于最小整数的预定因子的该两峰值信号(ΔV1，ΔV2；ΔV+，ΔV-)的另一者。
8.如前述权利要求其一所述的驱动电路，其中该评估单元(33)系具有一第一开关单元(S31；S32A-S32D)及一第三电容储存组件(C31；C32)，该第一开关单元(S31；S32A-S32D)经设计而将该第三电容储存组件(C31；C32)与该第一电容储存组件(C11；C12)并联以于该并联电路上制造比较信号(ΔV+’；ΔV-’)，而其中该评估单元(33)具有一第二开关单元(S41；S42A-S42D)及一第四电容储存组件(C41；C42)，该第二开关单元(S41；S42A-S42D)乃经设计而将第四电容储存组件(C41；C42)与该第二电容储存组件(C12；C22)并联以于该并联电路上制造第二比较信号(ΔV-’；ΔV2’)。
9.如权利要求1所述的驱动电路，其中该电流/电压转换器具有以下特征：
一反向输入放大器(OP13)，具有一反向输入及一非反向输入及一输出，该反向输入连接至该电阻组件(R1)，而其反向输入耦合至该输出，
一第一峰值检测器(34)，其耦合至该输入放大器(OP13)之该输出，并从来自该输入放大器(OP13)之输出信号(V13)制造一第一峰值信号(V93)，
一第二峰值检测器(34)，其耦合至该输入放大器(OP13)之该反向输入，并从施加至该输入放大器(OP13)之该反向输入之信号制造一第二峰值信号(V83)。
10.如权利要求1所述的驱动电路，其中该电流/电压转换器具有以下特征：
一反向输入放大器(OP13)，具有一反向输入及一非反向输入及一输出，其反向输入可被连接至该电阻组件(R1)，而其反向输入耦合至该输出，
一第一瞬间值放大器(OP43)，其耦合至该输入放大器(OP13)之该输出，并从来自该输入放大器(OP13)之输出信号(V13)制造一第一瞬间值信号(V43)，
一第二瞬间值放大器(OP53)，其耦合至该输入放大器(OP13)之该反向输入，并从施加至该输入放大器(OP13)之该反向输入之信号制造一第二瞬间值信号(V53)。
11.如前述权利要求其一所述的驱动电路，其具有包含该电阻组件(R1)之一直流路径，该荧光灯(10)中之完整灯单纤维(11)包围该直流路径，且检测器电路(40)连接至该直流路径以检测流经该直流路径之直流。
12.如权利要求11所述的驱动电路，其具有用于该半桥电路(Q1，Q2)之一控制电路(21)，该检测器电路(40)可制造依赖该检测直流且供应至该控制电路(21)之检测器信号(S45)。
13.如权利要求12所述的驱动电路，其中该控制电路(21)经设计而在以该检测器信号(S42)为基础发现流经该直流路径之直流低于预定电流阈时可避免驱动该半桥电路(Q1，Q2)。
14.如权利要求11至13其一所述的驱动电路，其中该直流路径系具有一附加电阻组件(R2)，其与该灯单纤维(11)连接串联。
15.如权利要求14所述的驱动电路，其中该直流路径置于该半桥电路(Q1，Q2)之该供应电位之连接(K1)及参考地位(Vcc)间。
16.如权利要求15所述的驱动电路，其中该参考地位(Vcc)为用于该控制电路(21)及/或该检测器电路(40)之供应电位。
17.如权利要求11至16其一所述的驱动电路，其中该检测器电路(40)具有一电流检测器(44)，其连接于该直流路径且被耦合至评估电路(45，47)。
18.如权利要求17所述的驱动电路，其中开关(S13)乃连接于该电阻组件(R1)及该电流/电压转换器(31)之间。
19.如权利要求18所述的驱动电路，其经设计为
于施加供应电压(Vb)至该半桥电路(Q1，Q2)后开启该开关(S13)，
仅于经由该控制电路(21)检测到流经该直流路径且大于预定阈值之直流后才驱动该半桥电路(Q1，Q2)，及
当该半桥电路(Q1，Q2)被驱动时关闭该开关(S13)。
20.如权利要求11至19其一所述的驱动电路，其经设计为，
当该诊断信号(S30)指出该荧光灯耗损时，岔断对该半桥电路(Q1，Q2)之驱动，
仅当流经该直流路径之该直流在延迟时间之后低于预定第一阈值并接着上升至高于预定第二阈值时才再次驱动该半桥电路(Q1，Q2)。
21.一种诊断至少一荧光灯(10)之方法，该荧光灯具有施加周期操作电压(V10)之连接，该方法包含以下方法步骤：
制造视该操作电压而定之至少一周期单极信号(V31)，
决定该周期信号之第一及第二峰值信号(ΔV+，ΔV-；ΔV1，ΔV2)，
比较该等峰值(ΔV+，ΔV-；ΔV1，ΔV2)，或比较该等峰值(ΔV+，ΔV-；ΔV1，ΔV2)的其一峰值与自该等峰值的另一峰值所导出的一数值(ΔV-，ΔV+’；ΔV2’，V1’)，来制造耗损信号(S30)以作为该比较结果之函数。
22.如权利要求21所述的方法，其具有以下方法步骤：
a)提供一第一电容储存组件(C11；C12)，一第二电容储存组件(C12；C22)及至少一第一附加电容储存组件(C31；C32)，
b)于该周期信号(V31)的第一半周期期间充电该第一电容储存组件(C11；C12)至一第一峰值(ΔV+；ΔV1)，所述第一峰值(ΔV+；ΔV1)视该第一半周期期间该周期信号振幅之峰值而定，
c)并联该第一附加电容储存组件(C31；C32)及该第一电容储存组件(C11；C12)以部分放电该第一电容储存组件(C11；C12)至一被降低电压值(ΔV+’；ΔV1’)，
d)于该周期信号(V31)第二半周期期间充电该第二电容储存组件(C12；C22)至一第二峰值(ΔV-；ΔV2)，所述第二峰值(ΔV-；ΔV2)视该第二半周期期间该周期信号振幅之峰值而定，
e)比较跨越该第一附加电容储存组件(C31；C32)之电压(ΔV+’；ΔV1’)及跨越该第二电容储存组件(C12；C22)之电压(ΔV-；ΔV2)来制造耗损信号(S30)。
23.如权利要求22所述的方法，其更具有以下方法步骤：
f)提供第二附加电容储存组件(C41；C42)，
g)并联该第二附加电容储存组件(C41；C42)及该第二电容储存组件(C12；C22)以部分放电该第二电容储存组件(C12；C22)至一降低电压值(ΔV-’；ΔV2’)，
h)重复方法步骤b)及比较跨越第二附加电容储存组件(C41；C42)之电压(ΔV-’；ΔV2)及该第一峰值(ΔV+；ΔV1)来制造该耗损信号。
24.如权利要求22所述的方法，其中该耗损信号(S30)假设了在步骤c)中决定的该被降低电压值(ΔV+’；ΔV1’)大于该第二峰值(ΔV-；ΔV2)时指示该荧光灯耗损之一值。
25.如权利要求22或23所述的方法，其中该耗损信号(S30)假设了在步骤g)中决定的该被降低电压值(ΔV-’；ΔV2’)大于该第一峰值(ΔV+；ΔV1)时指示该荧光灯耗损之一值。
26.如权利要求22至25其一所述的方法，其中该第一附加电容储存组件(C31；C32)于方法步骤g)前完全放电。
27.如权利要求22至26其一所述的方法，其中该第二附加电容储存组件(C41；C42)于方法步骤g)前完全放电。
28.如权利要求22至25其一所述的方法，其中该第一附加电容储存组件(C31；C32)于步骤b)中与该第一电容储存组件(C11；C12)并联，且于该周期信号(V31)第一半周期期间与该第一附加电容储存组件(C31；C32)一起被充电至该第一峰值(ΔV+；ΔV1)，其中该第一附加电容储存组件(C31；C32)系以相反极性而在步骤d)中与该第一电容储存组件(C11；C12)并联，以便放电该第一电容储存组件(C11；C12)至该降低电压值(ΔV+’；ΔV1’)。
29.如权利要求22至26其一所述的方法，其中该第二附加电容储存组件(C41；C42)于步骤f)中与该第二电容储存组件(C12；C22)并联，且于该周期信号(V31)第二半周期期间与该第二电容储存组件(C12；C22)一起充电至该第二峰值(ΔV-；ΔV2)，其中该第二附加电容储存组件(C41；C42)以相反极性而于步骤g)中与该第二电容储存组件(C12；C22)并联，以便放电该第二电容储存组件(C12；C22)至该被降低电压值(ΔV-’；ΔV2’)。
30.一种用于至少一荧光灯(10)之驱动电路，具有以下特征：
一半桥电路(Q1，Q2)，用于产生供应电压(V2)
一共振谐调电路(L1，C1)，耦合至该半桥电路(Q1，Q2)且该至少一荧光灯(10)可连接至共振谐调电路(L1，C1)，
一直流路径，包含该电阻组件(R1)且可被该荧光灯(10)中之完整灯单纤维(11)包围，且检测器电路(40)连接至该直流路径以检测流经该直流路径之直流。
31.如权利要求30所述的驱动电路，其具有用于该半桥电路(Q1，Q2)之一控制电路(21)，该检测器电路(40)可制造依赖该检测直流且被供应至该控制电路(21)之检测器信号(S45)。
32.如权利要求31所述的驱动电路，其中该控制电路(21)经设计而当以该检测器信号(S42)为基础发现流经该直流路径之直流低于预定电流阈时可避免驱动该半桥电路(Q1，Q2)。
33.如权利要求30至32其一所述的驱动电路，其中该直流路径系具有一附加电阻组件(R2)，其与该灯单纤维(11)连接串联。
34.如权利要求33所述的驱动电路，其中该直流路径乃置于该半桥电路(Q1，Q2)之该供应电位之连接(K1)及参考地位(Vcc)之间。
35.如权利要求34所述的驱动电路，其中该参考地位(Vcc)为用于该控制电路(21)及/或该检测器电路(40)之供应电位。
36.如权利要求30至35其一所述的驱动电路，其中该检测器电路(40)具有连接于该直流路径且被耦合至评估电路(45，47)的一电流检测器(44)。
37.如权利要求36所述的驱动电路，其中一开关(S13)乃连接于该电阻组件(R1)及该电流/电压转换器(31)间。
38.如权利要求37所述的驱动电路，其经设计
于施加供应电压(Vb)至该半桥电路(Q1，Q2)后开启该开关(S13)，
仅于经由该控制电路(21)检测到流经该直流路径且大于预定阈值的直流后才驱动该半桥电路(Q1，Q2)，及
当该半桥电路(Q1，Q2)驱动时关闭该开关(S13)。
39.如权利要求30至38其一所述的驱动电路，其被设计，
当该诊断信号(S30)指出该荧光灯耗损时，岔断对该半桥电路(Q1，Q2)之驱动，
仅当流经该直流路径之该直流于延迟时间之后低于预定第一阈值并接着上升至高于预定第二阈值时才再次驱动该半桥电路(Q1，Q2)。
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