CN1742441A - 用于补偿自适应无线电接收机中直流电平的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

一种射频接收机30、32包括：第一组成装置12、16、18、20；第二补偿组成装置22、22a－22b、34；以及可用于控制第一组成装置的状态(例如，负载、偏置、增益)的控制电路26。当控制电路26使得第一组成装置的状态发生变化时，预期该变化在信号中引发DC偏移，控制电路26改变第二组成装置的状态以补偿DC偏移的估计值。第二组成装置最好是滤波器22、22a－22b、34，其暂时从标称截止频率改变到升高的截止频率，这样电压将快速准确地稳定在估计电压上，所估计电压是预定的并且基于第一组成装置的状态变化。还说明了用于实现本发明的方法。

Description

用于补偿自适应无线电接收机中直流电平的方法和设备
技术领域
这些论述一般涉及用于使诸如蜂窝电话的无线电接收机的性能优化的方法和设备。这些论述尤其涉及补偿直接变换无线电接收机中的DC偏移。
背景技术
诸如混频器和模拟基带电路的射频部件或装置在直接变换无线电接收机的信号通路中引入显著的DC电平，需要DC偏移补偿以从信号中消除自加的DC变化。现有技术的解决方案使接收的信号通过高通滤波器(HPF)再到模数转换器(ADC)，以防止ADC动态范围的减小。这种现有技术的高通滤波器采用了低的截止频率(fc)以免使信号频谱失真。例如，在宽带码分多址(WCDMA)频分双工(FDD)中，低频截止除去大约百分之一的带宽(即：10-20kHz)。如果必需的话，用附加的高通滤波器从信号中除去自加DC偏移的剩余部分。
只要修改基带的增益或某种其它参数、改变混频器的负载或偏置电流、接通或断开低噪声放大器(LNA)或者修改沿着信号链的任何其它部件的状态，自加的DC偏移都可能加到信号上。然而，现有的补偿自加DC偏移的方法和设备无论在速度还是准确性上都处于不利地位。例如，在基带处理时，采用数字调制增益控制或其它参数的接收机引入了高的瞬变信号的风险。那些瞬变信号可使在无线电接收机的接收恶化，例如，通过使接收机饱和、破坏同步等。特别是，下变频混频器和第一组模拟基带电路容易引起这种接收恶化。采用具有高截止频率的高通滤波器的现有技术的解决方案可以快速除去大多数DC偏移，但是产生的电压通常在异常时段保持在不够窄的频带内可变。相反，采用具有低截止频率的高通滤波器的现有技术的解决方案可以更快地稳定在稳定的电压上，但是要花费长得多的时间以除去大部分DC偏移。
在蜂窝电话设计中，紧凑性和低功耗是重要的考虑因素。模拟DC补偿器通常需要大规模的电容器，其占据非常大的电路面积。另外，这种电容器有时从蜂窝电话的电池中获得额外的功率。本发明旨在提供一种补偿自加DC偏移的方法和设备，其减小或消除至少一部分上面指出的现有技术中的缺点。
发明内容
按照这些论述的目前优选的实施例，前述的和其它的问题得以克服，并且其它优点得以实现。在本发明的一方面，射频RF接收机具有组成装置和补偿装置，各自沿着信号通路设置。接收机还包括控制电路，其可用于控制组成装置和补偿装置的状态。当控制电路以预期产生DC偏移的方式改变组成装置的状态(即，偏置、负载等等)时，控制电路还以一种补偿由于组成装置的状态变化而预期的DC偏移估计值的方式将补偿装置从第一状态改变到第二状态。
在本发明的另一方面，射频接收机可用于接收由时隙划分的无线电信号分组，例如(W)CDMA，其中，时隙定义时隙边界。无线电接收机包括组成装置、补偿装置以及通过组成装置和补偿装置的信号通路。接收机还包括用于存储估计的DC偏移的存储器和控制电路。控制电路可用于在时隙边界将组成装置从第一状态改变到第二状态，如在(W)CDMA中众所周知的。当预期从第一状态到第二状态的变化引发实际的DC偏移(其基本等于估计的DC偏移)时，控制电路还可用于将补偿装置从标称状态改变到补偿状态。
在本发明的另一方面，描述一种用于操作射频RF接收机的方法。该方法包括以预期在经过信号通路的信号中引发DC偏移的方式改变组成装置的状态、将补偿装置的状态从第一状态改变到第二状态以补偿预期的DC偏移；并且将补偿装置的状态改回到第一状态。
附图说明
在下面对优选实施例的详细说明中，当结合附图一起阅读时，这些论述的以上和其它方面变得更加明显，其中：
图1是示出现有技术的直接变换无线电接收机的方框图。
图2A是示出根据本发明的一个方面的直接变换无线电接收机的方框图。
图2B是类似于图2A的方框图，但是其中，门电路控制信号通路进入具有不同的固定截止频率的两个滤波器中的任一个。
图3是示出本发明优选实施例的方框图，其中，控制电路控制具有可变截止频率的数字滤波器。
图4是示出DC偏移电压与时间的曲线，并且说明了本发明的一个优点。
图5是说明用于控制自感的DC偏移补偿的优选方法的流程图。
图6是图5方法的流程图，但是其中，不同装置的状态变化触发不同的滤波器频率截止。
图7是图5方法的流程图，但是其中对引发DC偏移的单个状态变化采用一系列递增的滤波器频率截止。
图8是类似于图3的框图，但是其中，反馈环路使移动台的存储器能存储各种状态变化的DC估计值的移动平均数。
优选实施例的详细描述
图1是示出根据现有技术的常规直接变换接收机10的方框图。从低噪声放大器(LNA)12和本地振荡器14输出的信号输入到并联的同相(I)混频器16和正交(Q)混频器16。从每个混频器16输出的信号通过自动增益控制放大器18、信道选择/抗混淆低通滤波器20、以及DC补偿高通滤波器22，特征在于单个固定的截止频率。从高通滤波器22输出的信号进入模数转换器24。图1的射频控制电路26只控制放大器12和18的增益。在诸如(W)CDMA的基于时隙的无线电话系统中，例如只在时隙边界进行为改进功耗或线性而进行的RF接收机状态(即偏置、负载)的变化。部件的顺序可以不同于图1示出的顺序，并且可以在几个阶段(即，紧接在混频器之后的部分、在ADC 24之前紧接的剩余部分)进行DC补偿而不脱离本发明或权利要求的广泛论述。
因为RF控制电路26用于控制放大器增益，可以预先知道自加DC偏移将出现的时间以及到达的程度。图2A是示出根据本发明的一个方面的直接变换接收机30的方框图。如前面关于I-Q混频器16所述来布置低噪声放大器12和本地振荡器14。类似地，如前所述布置自动增益控制放大器18、低通滤波器20以及模数转换器24。然而，高通滤波器22具有可变的截止频率，并且图2的RF控制电路26控制混频器16和滤波器20、22以及放大器12、18的偏置和增益。只要出现接收机状态的预定变化(例如放大器增益的变化、混频器偏置电流的变化、或接通或关断低噪声放大器12)，RF控制电路26都暂时将DC偏移补偿电路(高通滤波器22)切换到较高的截止频率以便于补偿信号的快速稳定。
在图2B示出了备选方案，其中，一对各自具有固定且不同的截止频率的DC补偿滤波器代替了图2A中的DC补偿滤波器。在该实施例中，RF控制电路26控制门电路23，从而在具有较低截止频率的DC补偿滤波器22a和具有较高截止频率的滤波器22b之间改变信号通路。
每次由接收机30的内部控制26改变接收机30的状态时，可以进行从较低或标称截止频率(其可以是补偿状态)到较高截止频率(其可以被认为是快速补偿状态)的切换。在与对那些引发DC偏移的部件进行状态变化的同时，或者在略微早一些或晚一些的时候，可以改变截止频率。截止频率的变化不需要基于测量的电压变化，一旦已经加了DC偏移，其反映实际的DC偏移。而是可以只基于预期的DC偏移变化来改变截止频率，预期是由于知道正在对接收机内部其它的部件或组成装置进行改变而产生的。在实际的偏移开始之前或之后的时候并且在将实际的偏移引入信号中之前或之后沿着信号通路的位置，本发明的焦点即特定类型的DC偏移(即由接收机本身的变化强加的而不是从接收机外部引入的)可以基于估计的偏移而不是测量的偏移进行补偿。
然而，即使对于采用本发明的接收机，干扰RF信号可以引起DC电平移动，对于这种DC电平移动，没有对DC偏移的预编程估计值。例如，在CDMA系统中，干扰信号可能由于同一基站或附近基站的其它代码信道、阻塞信号、感兴趣频带的热噪声以及接收机本身引起的附加噪声/干扰(例如，接收机噪声系数、互调干扰和符号间干扰、振荡器相位噪声、以及量化噪声)而产生。在任何给定时间由于上述中之一或组合引起的总干扰可以在接收机装置内部引起DC电平移动，该移动不是预计的，并且因此没有编程到驱动RF控制电路26的算法中。由于干扰引起的DC偏移偶尔发生并且它的方向不能预先知道。这种基于干扰的偏移可以使得RF电路26以实时、无功的形式补偿。然而，在该情况下，通过将补偿装置22切换到快速补偿状态以用更快速的方式进行DC电平移动的校正，仍旧可以采用本发明产生良好效果。
例如，从较高截止频率回到较低或标称截止频率的切换可以基于经过的时间间隔、变化的信号电平、或者DC补偿器装置内的电压或电流-时间的曲线的斜率。最好是，仅对某些状态变化允许从较低到较高截止频率的切换，预定这些状态变化以强加超出预定阈值的DC偏移，而在经过的时间间隔之后进行回到较低截止频率的切换。以估计要超出这种预定阈值的方式改变接收机控制状态的特定动作可以通过仿真和/或测量来确定，并且随后可以对其进行编程并存储在存储器中以驱动接收机30的RF控制电路26。
图3以框图形式示出本发明的首选实施例。更先进的ADC，例如用于当代蜂窝式电话无线电接收机的那些，定义了比它们原先更高的动态范围。现在该更高的动态范围可以允许使用严格数字的补偿器，以补偿在RF装置中引起的DC，使对模拟DC补偿的需要减到最小或者完全消除。这种完全数字的解决方案在图3中呈现。无线电接收机32的各个部件如前所述，并且在模数转换器24之后设置数字DC补偿高通滤波器34，并且其定义了可变的截止频率。RF控制电路26控制放大器12、18的增益和偏置；混频器16的偏置；以及用于快速适应自加的DC电平变化的数字高通滤波器34的截止频率。
图4是示出若干无线电接收机的DC偏移电压与时间的关系图。为更好地说明本发明的优点，夸大DC电压偏移。在大约0.3毫秒幅度为1.0伏特的位置强加DC偏移，由曲线36标明。只有固定的高截止频率的接收机(由曲线38标明)快速补偿DC偏移，但由于在真实偏移电压周围的振荡使得补偿不准确。只具有固定的低截止频率的接收机(由曲线40标明)准确补偿DC电压，但是只是在经过相当长时间之后。根据本发明在快速补偿状态和快速稳定状态之间切换截止频率的无线电接收机(由曲线42标明)具备曲线38和40的优点。如上所述，初始沿着曲线42从较低截止频率到较高截止频率的切换可以出现在拐点A。随后回到较低截止频率的切换可以出现在拐点B。可以通过从拐点A测量的时间间隔、通过曲线42的斜率变化或通过实际电压与估计电压之间的预设的最小差来确定沿着曲线42的拐点B的位置，其中，接收机电路的每个部件或装置的状态的每个特定的变化的每个估计电压可以从实验室的测量或计算中导出。
图5是说明用于在直接变换无线电接收机中控制自感的DC偏移补偿的优选方法的流程图。在框46，在框44的射频控制算法在接收电路上施加控制，算法本身控制无线电接收机30、32的RF控制电路26。如果在框46的控制是预定导致超出那个特定控制的阈值电平的DC电平变化的那些之一，那么在框48，调整DC补偿器以使用更高的截止频率以便更快适应。在框50等待指定的时间之后，这可以是对所有接收控制都固定的时间、或特定于每个接收控制的时间，在框52，DC补偿器截止频率返回到其标称、较低的电平。
本发明并不只限于低的频率截止和高的频率截止。具体地说，在诸如图6中所示的并联型的流程图方案中，可以采用多个频率截止，其中，不同的接收控制触发不同的频率截止。例如，在框54打开或关闭低噪声放大器可以导致截止频率在框56中改变到值A并且在框58等待时间间隔tA后在框52将截止频率复位到其标称值。然而，在框60对低噪声放大器偏置改变大于阈值量的量可导致在框62频率被改变到不同的值B且在框64持续时间tB。在框66将自动增益控制放大器的增益改变阈值量可产生在框68截止频率变化到又一值C且在框70持续不同的时间间隔tC。
不是每个接收控制变化都需要导致持续唯一时间的唯一截止频率。例如，在框70，将混频器偏置至少改变阈值量可导致截止频率在框74改变到值B，类似于当改变低噪声放大器的偏置时在框62的值B。由于改变混频器偏置产生的截止值则可导致在框76等待时间tD，其不同于在框52将截止频率返回到其标称值之前在框64的等待时间tB。
另外或可选地，在诸如图7中所示的串联型的流程图方案中，可以采用多个频率截止。在图7的流程图中，在框78和80，DC补偿器最初切换到最高截止频率，其中，n＝1和f1表示最高截止频率。在框50指定的时间(或斜率变化、电压差等等)之后，在框82和84的迭代中，切换DC补偿器以递增地降低截止频率，其中，每个fn+1表示下一个随后的更低的截止频率。继续环路直到在框82最终返回到标称截止频率。图7的方案最大化地减少了用于完整准确的DC偏移补偿的时间。可以结合图6和图7的方法对自加DC偏移进行非常准确且反应迅速的补偿。
图8是类似于图3的但示出更进一步改进的方框图；自学能力，其读取从DC补偿器(HPF 22)到控制电路26的DC估计值，然后将每个状态的长时间DC平均值存储到移动台的非易失性存储器88中。这里使用的术语“状态”是指在一组部件中每个增益、偏置和负载控制的组合。每个状态可以有它自己的标称DC电平。每次改变接收机的相关状态(即，除了补偿装置外的装置中的部件的状态)，在即刻改变截止频率的同时，将在新状态中所存储的DC的估计值装入到DC补偿装置(HPF 22)中。最好使用数字DC补偿器(HPF 22)来实现该方案。
这里图8中具有相似参考数字的各种部件如前所述。在该实施例中，RF控制电路26包括带有存储器88的接口86，存储器88用于存储每个状态和每个由电路26控制的部件的DC补偿的估计值。这些估计值最好是在最近的一系列状态变化上取的移动平均值，并因而被不断更新。可以在存储器88中对每个部件的每个状态变化或状态变化组合的DC补偿的初始值预编程。第一次使用时，RF控制电路26的操作类似于关于图3所述的，除了在组成装置(除高通滤波器22外)的状态产生变化时，它访问所存储的DC偏移补偿的估计值并基于那个存储的估计值设定HPF 22的初始截止频率。与RF控制电路26指示初始截止频率同时或几乎同时，HPF 22向RF控制电路26报告DC估计值。对存储器88中的平均DC补偿进行更新，并且通过RF控制电路26在HPF 22设定新的截止频率。可以由控制电路26指示该新的截止频率而不管是否其它部件经历了另外的状态变化。
图8的实施例结合了在控制电路26和HPF 22之间的反馈环路，从而可以监测和调整实际的参数(即，电压)并与所存储的估计参数进行比较，并且，至少在每当改变HPF 22的频率截止时，并且最好和设定的时间间隔一样频繁地更新存储器88。与存储器88结合的RF电路26对组件状态的特定组合的DC补偿值进行更新，该补偿值在存储器88中。
尽管在目前优选的实施例的上下文中进行了描述，本领域的技术人员应该理解，可以对前述实施例进行各种修改和变更，并且所有这种修改和变更保持在本发明的范围内。规定这里的示例是说明性的而非穷举的。

Claims (22)

1.一种射频RF接收机包含：
沿着信号通路设置的组成装置和补偿装置；
控制电路，可用于控制所述组成装置和所述补偿装置的状态，使得当所述控制电路以预期产生DC偏移的方式改变所述组成装置的状态时，所述控制电路还以补偿所述DC偏移的估计值的方式将所述补偿装置从第一状态改变到第二状态。
2.如权利要求1所述的RF接收机，其中所述补偿装置包括滤波器，所述第一状态定义第一截止频率而所述第二状态定义第二截止频率。
3.如权利要求2所述的RF接收机，还包括设置在所述组成装置和所述滤波器之间的模数转换器。
4.如权利要求1所述的RF接收机，其中所述补偿装置包含一对彼此电并联的滤波器，其中第一滤波器定义第一截止频率而第二滤波器定义不同于第一截止频率的第二截止频率，并且所述控制电路包括指示所述信号通路通过第一或第二滤波器的门电路。
5.如权利要求1所述的RF接收机，其中所述无线电接收机包含直接变换无线电接收机。
6.如权利要求1所述的RF接收机，其中所述组成装置的状态包括增益、负载或偏置。
7.如权利要求6所述的RF接收机，其中所述控制电路基于从列表中选择的参数将所述补偿装置从第二状态改回到第一状态，所述列表包括：时间延迟、从所述补偿装置输出的信号的电压-时间曲线的斜率的变化、以及在指定的电压和由所述补偿装置输出的信号定义的电压之间的阈值差。
8.如权利要求1所述的RF接收机，其中所述控制电路还将所述补偿装置从第二状态改回到第一状态。
9.如权利要求1所述的RF接收机，还包括用于存储所述DC偏移的估计值的存储器。
10.如权利要求9所述的RF接收机，其中存储在存储器中的估计值是基于所述接收机的操作可改变的。
11.如权利要求10所述的RF接收机，还包含将DC偏移的估计值与测量的DC偏移进行比较的反馈环路。
12.在包含沿着信号通路设置的组成装置和补偿装置以及可用于以可能导致预期DC偏移的方式控制所述组成装置的状态的控制电路的射频接收机中，改进措施包含：
所述控制电路可用于以补偿预期DC偏移的方式控制所述补偿装置的状态。
13.如权利要求12所述的射频接收机，其中所述补偿装置包含滤波器，所述控制电路可用于将所述滤波器的状态从标称截止频率改变到升高的截止频率。
14.一种用于操作射频RF接收机的方法，包含：
以预期在通过信号通路的信号中引发DC偏移的方式改变组成装置的状态；
将补偿装置的状态从第一状态改变到第二状态以补偿预期的DC偏移；以及
将所述补偿装置的状态改回到第一状态。
15.如权利要求14所述的方法，其中在所述RF接收机的存储器中存储所述DC偏移的估计值。
16.如权利要求15所述的方法，还包含基于所述接收机的操作更新所述估计值。
17.如权利要求16所述的方法，其中更新所述估计值包括将DC偏移的估计值与测量的DC偏移进行比较。
18.如权利要求14所述的方法，其中将所述补偿装置的状态改回到第一状态是基于从列表中选择的参数，所述列表包括：时间延迟、在所述补偿装置之后测量的信号的电压-时间曲线的斜率的变化、以及在指定的电压和由所述补偿装置输出的信号定义的电压之间的阈值差。
19.如权利要求14所述的方法，其中所述补偿装置是至少一个滤波器，并且第一状态和第二状态由不同的截止频率定义。
20.一种可用于接收由时隙划分的无线电信号分组的射频接收机，所述时隙定义时隙边界，所述射频接收机包括：
组成装置；
补偿装置；
通过所述组成装置和补偿装置的信号通路；
用于存储估计的DC偏移的存储器；以及
可用于在时隙边界将所述组成装置从第一状态改变到第二状态的控制电路，所述从第一状态到第二状态的改变预期引发实际的DC偏移，其基本上等于所估计的DC偏移；
所述控制电路还可用于将所述补偿装置从标称状态改变到补偿状态。
21.如权利要求20所述的无线电接收机，其中可用于将所述组成装置从第一状态改变到第二状态的控制电路同时将所述补偿装置从所述标称状态改变到所述补偿状态。
22.如权利要求21所述的无线电接收机，其中所述补偿装置是至少一个滤波器；所述标称状态由标称截止频率定义，而所述补偿状态由补偿截止频率定义。
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