CN1714514B - 用于移动无线接收器的自适应频道滤波器 - Google Patents

Abstract

一具有可变通带宽的频道滤波器(200)，其在该输出端具有一第一低通滤波器(200.2)，且是由一控制装置(30)所驱动，而用以控制该通带宽，作为相邻频道干扰的功能。该控制装置(30)的一第一输入是连接于该第一低通滤波器(200.2)，且一第二输入是连接于该带通滤波器(200.4)，且并联于该频道滤波器(200)。包含该低通滤波器(200.2)的该信号路径，其包含一移除装置(37)，用以移出DC信号分量或是DC分量。

Description

用于移动无线接收器的自适应频道滤波器

技术领域

本发明关于一移动通信装置接收原用的自适应频道滤波，以及设定频道滤波可变通带宽的方法。

背景技术

在许多移动收讯系统如全球移动通信系统(GSM)以及他的延伸GEM演化的增强数据服务(EDGE，Enhanced Data Services for GSMEvolution)，总传输频宽被分成许多窄频用户频段(有效载荷频道数)。一个GSM或EDGE系统底下的用户频段频宽为200kHz。图1A至图1C所示为接收这种窄频负载信号时，三个主要的干扰影响因素。

图1A至图1C依序表示接收信号1在干扰2.1、2.2与2.3存在的情形下的频谱图像。图1A表示窄带接收信号1在代表宽频干扰2.0噪声的影响下的情形。图1B与图1C表示两个多重接取干扰的案例(MAI)，特指共频道干扰(图1B)邻近频道干扰(图1C)。虽然干扰2.2在共同频道干扰的案例中发生在期望的信号1同一个用户频带中，并且由一个在另一网络区段使用中的用户所引起。在相邻频道干扰的案例中，干扰2.3发生在两个相邻用户频带其中之一。

相邻频道干扰的影响会受到用户频带频道宽度以及系统所使用的符码率的影响。为了要达到高系统用户有效载荷以及高速移动数据通信，偏向使用窄频宽与高符码率。另一方面，这将导致相邻频道干扰的增加，而这必不能超过某一特定的界限。

在GSM与EDGE的例子中，其符码率为270.833kHz而其频道宽度，如前所列，为200kHz。这表示所求的信号1与由相邻频道干扰所引起的干扰2.3，从频谱来看是相互重叠的，如图1C所示。欲完全抑制相邻频道干扰而不抑制所求信号1的频谱是不可能的。

在传统移动通信装置的接收端，用来滤出所求的用户频率带的频道滤波有个固定预设的频宽。所选用的频宽取决于为了检测信号而尽量使用用户频带与尽量抑制相邻频道之间的干扰这两种互斥的目标之间的折衷方案。这折衷方案在许多收讯环境底下必需为次最佳化。

德国专利申请书文件编号DE 101 52 628.8是根据德国专利法§3(2)作为本发明的先前技术，其是揭露移动无线接收器的自适应频道滤波器自适应频道滤波器，以及自适应频道滤波器的方法，其中依据相邻频道干扰强度的函数设定该频道滤波器的通带宽。这将造成一自适应频道滤波器借助其有效载荷信号，便能永远可在不同的接收与干扰情形下获得最佳滤波效果。

图2显示一在前应用中说明的具体实施例。该自适应频道滤波器有200的滤波器以及一不同带频宽，以及一用来设定滤波器200的通带宽的控制器30。该自适应频道滤波器较佳地是为数字低频道滤波器，位于移动无线接收器的带宽处理部位。举例来说，提供给自适应频道滤波器的信号40已经被频率筛选以及或经用户筛选借助适当对于欲求的用户频宽频率的向下混合至基频，但是尚未或着未给予适当的频宽限制。

由虚线所围绕的具有可变通带宽的滤波器200，拥有一阻断频率高于所求的信号的初阶低通滤波器200.2。滤波器200同时拥有一串接式的低通滤波器200.2以及一下游限置滤波器200.3。该限定滤波器200.3拥有稍为减少低通滤波器200.2的频谱通过周波功能。也就是说滤波器200.2以及200.3的串接式安排，呈现出截止频率低于低通滤波器200.2的截止频率的单一低通滤波器的表现。

低通滤波器200.2以及200.3的输出传送到选择开关210。该选择开关包含一个输入控制22，其中一个提供的滤波信号可以被选取而经由可变通带宽切换到滤波器200的输出端23。

带通滤波器200.4，同样的提供信号40，跟可变通带宽的频道滤波器200并联相接。

图2所示的自适应频道滤波器的操作原理，是基于借助该带通滤波器200.4与低频道滤波器200.2所滤波，而提供给控制器30的信号x₁与x₂，信号强度的比对。当存在强大相邻频道干扰，低频道滤波器200.2所发射的信号强度小于带通滤波器200.4所过滤的信号强度，由于带通滤波器200.4传递一个比低频道滤波器200.2较强的干扰强度。如果两个信号强度比超过使用者定义的临界值，选择开关210由控制器30驱动，如此低频道滤波器输出200.3，因而串联包含于该低通滤波器200.2及200.3的电路，以较低截止频率产生于滤波器200的输出端23。相反的，也就是说如果相邻频道干扰较低或可忽略，两个强度的比即低于预设的临界值，将导致低频道滤波200.2的输出，将被选择开关210选取，然后传送至输出端23。带通滤波器200.4可被设计使其能精确的撷取控制器3.0中最适合作强度比较的信号强度段落。

复数样本值x₁(k)与x₂(k)由滤波器200.4以及200.2所计算，被输出至控制器30。在每一个信号路径，控制器30分别包含能量评估器31或32。其个别依序拥有强度形成装置以及一个加法器。样本值x₁(k)相关路径上能量评估器31后紧接着一乘法器33，会将样本值乘以一使用者可指定的预设的临界值t。

乘法器33的输出以及另一路径能量评估器32的输出提供给比对器34的两个输入端。比对器34检查哪一个输入端有较大的值，然后在输出端产生一个对应的比对信号。该信号产生的方式在前面已经说明为选择开关210输入端22的控制信号。

举例来说，在能量评估器31与32中，每个评估器的强度形成装置与加法器在大约一个突发周期中的累进的时段，计算两个输入信号的实部与虚部的大小总和。这将导致自适应频道滤波拥有基于突发传输的自适应表现。计算输出变量P1与P2的表达式为：

$P_i=\underset{k=1,...,k}{\mathrm{\Σ}}\left(\right|\mathrm{Re}\left(x_i\left(k\right)\right)|+|\mathrm{Im}\left(x_i\left(k\right)\right)\left|\right),(i=1,...,N---\left(1\right))$

N为控制器30的输入各数，x_i(k)为样本值于时间k提供给控制器30第i个输入端，而K是一个突发的取样值总数

除了由加总输入信号实部与虚部大小之外，亦可加总其大小的平方。

变量P1与Pa用来估计相对的信号强度。乘法器33将变量P1乘以预设的临界值t.变量P1 xt在比对器34中与变量P2做比对.

在图1中所示的自适应频道滤波器已经使用于GSM与EDGE接收器中。一个九个系数的IIR(无限脉冲响应，Infinite Impulse Response)滤波器使用在带通滤波器200.4。拥有高切除频率的低频道滤波器200.2被设定成有33组对称系数的线性FIR(有限脉冲响应，FiniteImpulse Response)相滤波器。压缩滤波器200.3被选作有13组对称系数的线性FIR相滤波器。接收器中所使用的超取样为m＝2。

总体说来当相邻频道干扰微小选用较宽通带宽的频道滤波，而当相邻频道干扰较多时则使用较窄通带宽的频道滤波器。所求的频率响应借助串接高切断频率的低频道滤波器200.2跟压缩滤波器200.3。有效载荷信号里能量对相邻频道干扰源能量之比，为使用何种频道滤波器的标准。在本例中，相邻频道干扰源的能量被乘以一预定的临界值t，然后跟相邻频道干扰源的能量作比较。若凹陷小于Pz则采用低频道滤波器200.2的输出端，反之则采用压缩滤波器200.3的输出端。

图1乃基于假设信号时脉为40mxfT。符码率标示为fT，在GSM与EDGE等于270.833kHz。超取样因子标示为m。对于一个基频中的频道滤波器，m通常等于2。图1表示使用m去做超取样时，另外的信号取样可在低频道滤波器200.2与200.3与选择开关210间每个案例中执行。更多的取样由取样器211执行。每个取样器211的作业方式是将一组m个样本中的其中一个样本值传递至输出端，而剩余的m-1样本值则被淘汰。信号取样只有当信号处理以自适应频道滤波器下游的符码时脉执行才需要。

图1中的自适应滤波器却有以下的缺点。

基于RF接收器的非线性因素，每一个RF输入的信号分量(有效载荷信号或干扰信号)亦导致一相对应的DC分量(直流电、DC偏差)其是位于与一正交解调I以及输出段的信号，如图3A所示。在某些接收情况下，该DC偏差亦可在突发传输内改变，在此状况中，干扰是为一step形式，一DC step叠层在该I和Q信号上，如同图3B所示。尽管因带通滤波而大大地抑制了在相邻频道干扰的能量评估的DC干扰，DC偏差或DC step在I和Q的信号上的叠层还是会损毁有效载荷信号的评估，即便在带通滤波之后，残余的干扰一般认为会留在DC step的转换状态，但对能量评估来说，相对于突发传输期，此时间是可忽略的。

发明内容

在两路径之一的能量测量的损毁会导致在检测相邻频道干扰来源时错误率的增加，因此在接收品质方面就会有失真的情形，最终，本发明的目的是描述一种自适应频道滤波器，其对相邻频道干扰有自适应地良好压制，同时还维持一自适应的带宽，甚至在该接收器出现DC信号分量或是DC分量的正交解调I和Q信号。

本发明并且描述一相对应的自适应频道滤波器的方法，其具有所述的特征。

本案的自适应频道滤波器可用以设定一频道滤波器的可变通带宽，其方法包含步骤如下：(1)使用一带宽滤波器，滤波一输入信号，用以产生一信号，其分别的特征为一干扰信号路径中的一干扰信号，以及具有一低通滤波器，用以产生一信号，其分别的特征为位于一有效载荷信号路径的一有效载荷信号，并且用以移除位于该有效载荷信号路径的该直流信号分量；(2)计算具有该两滤波信号的信号功率分别的特性的两变量；及(3)依据已计算变量(P1，P2)比较的函数，设定该频道滤波器(200)的该通带宽。

位于该有效载荷信号路径的直流信号分量可借助陷波滤波器移除。此外，移除位于该有效载荷信号路径的直流信号分量，是藉助首先基于输入信号评估，然后以输入信号减去该评估。控制频道滤波器的通带宽作为该相邻频道干扰的函数，这表示说一般而言，由相邻频道干扰强度所影响的函数变量，会使得使用自适应频道滤波器将总是能滤掉所欲滤掉的信号，且理想来看，在不同的接收和干扰情况下都办得到，这表示提供了由该信号移除DC信号分量或是DC分量。通过该第一低通滤波器的分量亦确保DC信号分量不会导致任何有效载荷信号能量的评估的毁损。

在一实施例中，这意味着移除该DC信号分量可借助一陷波滤波器完成，其是在频率零时具有高衰减的一高通滤波器。为了达到相邻频道干扰来源的检测最佳化，便需要使用一具停止带越窄越好的陷波滤波器，以便所需信号的频谱被滤出机会越小越好。

在另一实施例中，该DC信号分量的校正是由将该有效载荷信号减去DC信号值或DC值的评估所完成。在此范例中，DC值首先是基于一突发传输基础评估该输入信号所得，接着该输入信号便减去该DC值。

根据本发明的自适应频道滤波器较佳地是为一数字低通滤波器，其是位于该接收器单元的带宽部分，在此案例中，该可变通带宽是借助具有一可变上部切断频率的低通滤波器所完成。

除了介于控制该频道滤波器的带通宽及该相邻频道干扰之间的关系外，更可考虑在该频道滤波器的通带宽控制中的影响变量。在此范例中，自适应频道滤波器的一较佳实施例变形，其特征是在于控制该通带宽的装置亦可考虑到噪声，尤其是其强度。

在此范例中，当该相邻频道干扰很高时，用以控制通带宽的装置是权宜地设计来设定该频道滤波器为一第一窄通带宽，且当该相邻频道干扰及该噪声很低时，设定该频道滤波器为一第二通带宽，其是宽于该第一通带宽，并且当该相邻频道带宽低且该噪声支配该相邻频道干扰时，设定该频道滤波器为一第三通带宽，其是比该第一通带宽宽但比该第二通带宽窄。当噪声等级高时减少该通带宽的理由在于，其会导致减少该接收信号的该噪声带宽，但不会在处理过程中引起过度大的信号失真。

附图说明

自适应频道滤波器的实施例将会于下文参照图式做更详细的解释，其中：

图1A至图1C示为不同干扰来源出现时的信号频谱，其是分别为带宽噪声、共享频道干扰以及相邻频道干扰；

图2所示为根据习知技术参照德国专利法§3(2)的自适应频道滤波器的一方块图；

图3A、3B所示为一DC分量(a)及在一突发传输内的一DC STEP的正交解调I及Q信号；

图4所示为根据本发明的一实施例，一自适应频道滤波器的一方块图；以及

图5所示为一DC校正装置的一实施例。

具体实施方式

在图4的方块图中，所示为根据本发明的一自适应频道滤波器的一实施例，该电路分量与图1所示的自适应频道滤波器功能相同者保留使用。除此之外，一DC校正装置37是被置入于该能量评估器32的该有效载荷信号路径的上行串流，以及具有从该信号分量移除该DC信号分量或是DC分量的对象。在该实施例中，该DC校正装置37是为该控制装置30的一部份，然而，这并不是本发明最主要的技术特征，其同时也可提供该控制装置30，使其转换实质上与习知技术无变化，且会有额外的DC校正装置37于有效载荷信号路径中被配置在该控制装置30的上行串流。同样地，理论而言，将该DC校正装置37于有效载荷信号路径中配置于该第一低通滤波器200.2的上行串流亦是可行的，以便在该低通滤波进行之前能移除该DC分量。

在一第一实施例中，该DC校正装置37可由一陷波滤波器形成。在此案例中，此为一特殊的高通滤波器，其在频率为零时具有高衰减，为了该相邻频道干扰来源的检测最佳化，该陷波滤波器较佳地具有与停止带一样窄的带宽，以便所滤出该所需信号的频谱能越少越好。另一方面，此会导致具有一长衰减时间的step函数响应，其干扰如果由一DC STEP产生的话，则再一次的导致该有效载荷信号的能量评估器的毁损。一个最佳化的陷波滤波器就成为这些相互矛盾需求之间的折衷方案。一低次的FIR或是IIR滤波器，即为考量这些需求下而能有效利用成本的解决方案。

下列方程式代表两个简单的陷波滤波器的转换方程式，其是为一次及二次FIR滤波器的型式。

H_FIR1(z)＝1-z^-1                    (2)

H_FIR1(z)＝1-2z^-1+z^-2               (3)

如同所示，两滤波器在频率零时具有非常高的衰减，以及具有一非常短的衰减时间的一step函数响应，两个滤波器因此提供良好的DC压制以及DC-等级压制，然而，两滤波器的该宽停止带宽具有缺点，那就是该有效载荷频谱相对高的部分也会在这个程序中被滤掉。

一个更佳的折衷方案在此能借助递归滤波器达成，即便第一级IIR滤波器能用来产生一具有一窄停止带宽的陷波滤波器，下列所叙述的方程式描述了IIR陷波滤波器的转换方程式。

$H_{\mathrm{IIR}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-1}}{1-a{z}^{-1}}---\left(4\right)$

参数a允许该停止带宽的宽度可与该step函数响应的衰减时间交换，当a＝0时，该IIR滤波器合并入由方程式2所描述的FIR滤波器，同时会得出a＝0.5时会达成一个好的折衷方式。

在第二个实施例中，该DC校正装置37是首先借助在有效载荷信号2上的信号x₂的DC值的评估所执行，其后用该信号减去所评估的DC值，此是示于图5中。结果，该DC校正装置37包含一DC评估器37.1以及一加法器37.2，DC值是由该输入信号x₂基于一突发传输基础在DC评估器37.1中所评估，且该评估的DC值是在加法器37.2中由该输入信号x₂减去，用以评估该DC值最简单的方法就是产生该输入信号在一特定时间M的平均值：

$x_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{M}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{x}_2\left(k\right)---\left(5\right)$

其中x₂即为复数输入信号，而x_DC则为评估的复数DC值，该DC校正能写成如下方程序：

x₂*(i)＝x_s(i)-x_DCI＝1，2，...，N        (6)

其中N表示每一突发传输中数据样本的数目。

相对于第一实施例中的陷波滤波器，第二实施例的缺点是有更多的复数，因为该DC评估只有相对M＜N时具有所需的精确度，且剩余干扰端视该DC step的强度。

Claims (8)

1.一种接收器单元的自适应频道滤波器，以用于一移动通信系统，其特征在于：

一具有可变通带宽的频道滤波器，其在一输入端具有至少一个第一低通滤波器；

一带通滤波器，并联于该频道滤波器；

一控制装置，用于控制该频道滤波器的通带宽，作为相邻频道干扰的函数，其具有一第一输入连接于该至少一个第一低通滤波器的一输出，且具有一第二输入连接于该带通滤波器的一输出；以及

一直流校正装置，用以移除任何直流信号分量或是在该信号路径的直流分量，该直流校正装置与该至少一个第一低通滤波器的该输出连接；

其中，用于移除该直流信号分量的该直流校正装置具有直流信号评估器，用于作为有效载荷信号中的输入信号的直流信号评估，以及具有加法器，用于将该输入信号减去该评估直流信号分量。

2.如权利要求1所述的自适应频道滤波器，其特征在于，用于移除该直流信号分量的该直流校正装置为一陷波滤波器。

3.如权利要求1至2任一所述的自适应频道滤波器，其特征在于，该频道滤波器是为位于该接收器单元的带宽部分的一数位低通滤波器。

4.如权利要求1所述的自适应频道滤波器，其特征在于，具有不同通带宽的该频道滤波器具有二或多个第一低通滤波器互相以串联配置且阶段性限制带宽，以及具有选择开关，至少有一些该开关的输入连接至介于该二或多个第一低通滤波器间的信号输出接头。

5.如权利要求1所述的自适应频道滤波器，其特征在于，用以控制该通带宽的该控制装置具有：

每一连接至该第一输入及该第二输入的能量评估器，且皆计算代表供应给该第一输入及该第二输入的功率变量；以及

一比较装置，比较该第一输入及该第二输入所计算的变量。

6.如权利要求1所述的自适应频道滤波器，其特征在于，用以移除该直流信号分量的该直流校正装置连接至该至少一个第一低通滤波器的输出。

7.一种用以设定一频道滤波器的可变通带宽的方法，包含步骤如下：

使用一带宽滤波器，滤波一输入信号，以产生一第一信号，其中该第一信号的特征为位于一干扰信号路径的一干扰信号，以及具有一低通滤波器，以产生一第二信号，其中该第二信号的特征为位于一有效载荷信号路径的一有效载荷信号，并且用以移除位于该有效载荷信号路径的该直流信号分量；

计算具有已滤波的该第一信号及已滤波的该第二信号的信号功率特性的两个变量的差值；及

设定该频道滤波器的该通带宽，以作为已计算该两个变量比较的函数；

其中，通过先以该输入信号为基础评估该直流信号分量，然后以该输入信号减去该直流信号分量，移除位于该有效载荷信号路径的该直流信号分量。

8.如权利要求7所述的方法，其特征是在于，位于该有效载荷信号路径的该直流信号分量通过一陷波滤波器移除。

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