CN1711673A

CN1711673A - 功率变换器

Info

Publication number: CN1711673A
Application number: CN200380102870.XA
Authority: CN
Inventors: J·W·斯特里克; A·M·G·莫伯斯; A·B·范德瓦
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-11-07
Filing date: 2003-10-10
Publication date: 2005-12-21
Anticipated expiration: 2023-10-10
Also published as: US7304870B2; ATE385064T1; WO2004042905A1; CN100525042C; EP1563595A1; JP2006506035A; DE60318889T2; US20060109691A1; DE60318889D1; AU2003267772A1; EP1563595B1

Abstract

一种功率变换器，包括电感(L)和具有主电流路径的主开关(M1)，串联配置电感(L)和该主电流路径以用于接收DC输入电压(VIN)。控制电路(CC)控制主开关(M1)的导通周期(Ton)和/或截止周期(Toff)，来稳定供给负载(LO)的输出电压(VO)。控制电路(CC)还具有用于接收测量信号(MS)以保护主开关(M1)免于过压情况的输入端(IN)。测量电路(MC)耦合到电感(L)和主电流路径的连接点(J1)，以获取表示主电流路径两端电压的测量信号(MS)。优选地，测量电路(MC)包括峰值箝位电路。

Description

功率变换器

本发明涉及一种功率变换器、包括这种功率变换器的设备和用在这种功率变换器中的控制电路。

US-A-5,103,386公开了一种回扫式变换器(flyback converter)，其中利用峰值箝位电路来防止主开关(FET)上的过压。峰值箝位电路包括电容和二极管。二极管阴极连接到DC(直流)输入电压，二极管阳极连接到所述电容。电容另一端连接到变压器的初级绕组和所述FET的连接点。峰值箝位电路抑制FET漏极上的高电压峰值：二极管和电容连接点处的电压一旦高于DC输入电压，二极管就导通。

回扫式变换器包括具有一个输入端的控制器，该输入端通过变压器的辅助绕组接收反馈信息来稳定输出电压。该反馈被最优化以用来稳定回扫式变换器，而不是用来在输出电压由于故障而急剧增加时保护回扫式变换器。当这个反馈环路断开时，没有任何使得FET上免于过压的保护存在，并且输出电压增加至一个太高的数值。

此外，峰值箝位电路中的电容两端的电压通过去磁化网络耦合到控制器的输入端。去磁化网络使用电容两端的电压产生电流，该电流减小控制器输入端处的电压，以延长主开关的导通时间。因此，去磁化网络不保护免受过压。

此外，已知的功率变换器没有使得免受太高输入电压的保护。

本发明的一个目的是提供一种具有使得免受主开关两端过压的改进的保护的功率变换器。

本发明的第一方面提供如权利要求1所述的功率变换器。本发明的第二方面提供如权利要求9所述的包括这种功率变换器的音频和/或视觉设备。第三方面包括如权利要求11所述的用在这种功率变换器中的控制器。从属权利要求中限定了有益的实施例。

依照本发明的第一方面，功率变换器包括电感(它可以是线圈或变压器的初级绕组)和主开关(它可以是诸如FET或双极型晶体管的任何一种可控制的电子开关)。串联配置电感和主开关的主电流路径，用来接收DC输入电压。

控制电路控制主开关的导通和截止周期。在导通周期期间，通过电感的电流增加，能量存储在电感中。在截止周期期间，存储在电感中的能量或部分能量转移到负载中。通常，控制电路包括反馈输入端，在此处反馈负载两端的输出电压用以稳定输出电压。

功率变换器进一步包括耦合到电感和主开关连接点的测量电路，以提供表示主开关两端电压的测量信号。

控制电路具有耦合到测量电路的保护输入端来接收测量信号，以用于影响主开关的导通和截止周期，以便保护主开关免受过压。

电感和主开关的连接点处电压的独立测量使得能够更好地处理任何检测到的过压。并且因此，也提供了免受中断的反馈或DC输入电压的太高值的安全措施。过压的独立检测允许采取适当的行动，例如暂时切断功率变换器或直到接收到通电复位。减小导通周期的持续时间或增加截止周期的持续时间也是可能的。

在如权利要求2限定的实施例中，测量电路包括二极管和电容的串联配置。该串联配置跨接在电感两端。控制电路具有一个耦合到二极管和电容的串联配置的连接点的输入端，以接收表示主开关两端电压的信号。电容和二极管的这个串联配置可以被标定尺寸(dimension)来实际执行峰值限制器的功能。或相反地，已经存在的峰值限制器组件可以用作测量电路。也有可能对电容和二极管标定尺寸以使得只有电压的测量是相关的。现在，这些组件不需要能够承受流入峰值限制器的高电流。

尽管直接测量主开关和电感的连接点处(如果主开关是FET因而在漏极)的电压是可能的，但借助于二极管和电容的测量具有许多优点。

最终发现利用电阻性分压器测量漏极电压是很困难的。首先，保护电路必须很快速，因为在截止周期开始时，保护电路必须以高精度跟踪峰值电压。高精度是很重要的，因为使用切换装置直到达到完全规格(full specification)应当是可能的。较低的精度将导致较昂贵的超额的装置。其次，由于到地的和分压器的电阻两端的寄生电容，电阻性分压器上的电压背离计算值。为了使得这些寄生电容不重要，电阻性分压器应当是低阻的，这具有增加耗散的缺点。而利用二极管和电容的串联配置的测量没有这些缺点中的任何一种。

在权利要求3限定的实施例中，二极管和电容的串联配置跨接在电感两端，以便二极管的自由端连接到电感和主开关的连接点。电容的自由端连接到被耦合来接收DC输入电压的电感的另一端。二极管被架接成使得当主开关和电感的连接点处电压足够高时，在主开关的截止周期期间二极管导通。控制器耦合到电容和二极管的连接点。

这种配置具有这样的优点，即DC输入电压的任何变化将通过电容直接被提供给控制电路。

在权利要求4限定的实施例中，耦合在电容两端的电阻在DC输入电压和控制器的输入端之间提供一个DC路径。这样做具有控制器能够直接测量DC输入电压值的优点。如果检测到DC输入电压太高，控制器可以采取行动来保护主开关。在这个依照本发明的实施例中，测量电路提供有关DC输入电压上过压、输出电压上过压、以及当主开关关闭时由于谐振的过压的信息。因此，主开关可以被使用得达到其最大规格。测量电路将检测到任何可能的过压，并且控制器将采取任何需要的行动来避免主开关上的过压。

在权利要求5限定的实施例中，电阻分压器把二极管和电容的连接点处的电压变换到具有低得多的数值的控制器输入端的输入电压。当控制器是不能承受高电压的集成电路时，这是尤为重要的。

在权利要求6限定的实施例中，控制器包括另一开关和电流-电压变换器的串联配置。该串联配置耦合在控制器输入端和参考电势之间。当另一开关断开时，第一比较器比较控制器输入端处的电压和第一参考电压。当另一开关闭合时，第二比较器比较电流-电压变换器输出端处的电压和第二参考电压。

该配置允许提供两个保护电平。如果另一开关闭合，通过第一电阻的电流被测量并和第二参考电平进行比较。如果该电流大于第二参考电平，可以激活第一保护。当另一开关断开时，将所测量的控制器输入端处的电压和第一参考电平进行比较。当输入端处的电压超出第一参考电压时，激活第二保护。因此，利用第一电阻值可以设置第一保护电平，同时，利用第一和第二电阻值的比率可以设置第二保护电平。

这两个保护电平使得有可能依赖于超越哪个保护电平而采取不同的行动。当两个保护电平中较低的那个被超越时，如果检测到一个小的过压，控制器可以影响所述导通和/或截止周期的持续时间来降低主开关两端的电压。如果两个保护电平都被超越，控制器可以采取更严厉的行动，诸如关闭主开关和保持主开关关闭，直到检测出不再有过压为止。或者等待，直到接收到通电复位。最低的保护电平也可以用来检测电压足够低到允许功率变换器重启。

参考以下描述的实施例进行说明，本发明的这些和其它方面是显而易见的。

在附图中：

图1示出了依据本发明一个实施例的回扫式变换器的示意图，

图2A和2B示出了用来说明图1中回扫式变换器操作的波形，和

图3示出了回扫式变换器的控制电路的一个实施例。

不同图中相同的附图标记表示相同的信号或执行相同功能的相同元件。

图1示出了依据本发明一个实施例的回扫式变换器的示意图。该回扫式变换器包括电感L和主开关M1的主电流路径的串联配置。在依据本发明的这个实施例中，电感L是变压器TR的初级绕组。该串联配置耦合到DC输入电压源，以接收输入电压VIN。DC输入电压源可以是整流器，其提供经整流的电源电压。变压器TR的次级绕组LS通过整流器D1给平滑电容CS和负载LO的并联配置提供电流。

控制电路CC具有耦合到输出电压VO的控制输入端CIN，以及耦合到测量电路MC输出端的保护输入端IN。测量电路MC耦合到电感L和主开关M1的主电流路径的连接点J1。控制电路CC具有耦合到主开关M1的控制输入端的输出端，用来控制主开关M1的导通和截止周期。

在所示出的测量电路MC的实施例中，二极管D和电容C的串联配置耦合在电感L两端。二极管D的阳极耦合到连接点J1。电阻R和电容C并联耦合。电阻R1和电阻R2的串联配置耦合在二极管D与电容C的连接点J2和地之间。VP表示连接点J2处的电压。电阻R1和R2的连接点耦合到控制电路CC的保护输入端IN，以提供测量信号MS。

控制电路CC包括振荡器OSC，用来产生用在控制电路CC中的定时信号。脉冲宽度控制器PWM接收控制输入端CIN处的反馈电压，以便通过置位-复位触发器SR1来控制在控制电路CC输出端处提供的驱动信号DS的占空比。置位-复位触发器SR1具有两个均耦合到脉冲宽度控制器PWM的置位输入端SET1和第一复位输入端RSET11、第二复位输入端RSET12和提供驱动信号DS的输出端Q1。置位-复位触发器SR2包括置位输入端SET2、复位输入端RSET2和连接到复位输入端RSET12的输出端Q2。通电复位电路POR给复位输入端RSET2和脉冲宽度控制器PWM提供复位信号。放大器或比较器AMP具有连接到控制器CC的输入端IN的输入端，连接到参考电压VPROT的另一输入端，和耦合到置位输入端SET2的输出端。

图1示出的回扫式变换器的操作将参考图2示出的信号波形进行说明。

图2A和2B示出了用于说明图1的回扫式变换器操作的波形。图2A示出了驱动电压DR。图2B示出了连接点J1处的电压VD和二极管D和电容C的连接点J2处的电压VP。

在时刻t1，脉冲宽度控制器PWM置位该置位-复位触发器SR1，并且驱动信号DR变为高。主开关M1变为导通，电压VD变为低。通常，由脉冲宽度控制器PWM通过计数固定数目(通常是1)的由振荡器OSC产生的时钟脉冲来确定时刻t1。

在正常操作中，在时刻t2，由脉冲宽度控制器PWM通过RSET11输入端来复位该置位-复位触发器SR1。脉冲宽度控制器PWM控制驱动信号DR的占空比，以使得在变化负载LO下输出电压VO是稳定的。对占空比的控制可以通过直接使用输出电压VO的数值以众所周知的方式得到。或者，响应于通过主开关M1的电流来控制占空比也是众所周知的。当通过主开关M1的电流超出依赖于输出电压VO的参考电平时，置位-复位触发器SR1将被复位。

现在，主开关M1变为不导通，电压VD急剧增加。在从时刻t2持续到t3的周期期间的具有VPEAK数值的最初的过冲之后，在t3到t4的周期期间，二极管D1导通，电压VD稳定在数值VIN+n*VO，其中n是初级绕组L的线圈匝数的数量和次级绕组LS线圈匝数的数量间的比率。在时刻t4，二极管D1停止导通，电压VD表现为减幅振荡，持续到时刻t5，当驱动信号DR使主开关M1再次导通，下一个周期开始。从时刻t1到t2的周期称为主开关M1的导通周期，从时刻t2到t5的周期称为主开关M1的截止周期。

置位-复位触发器SR2将被通电复位电路POR复位，并且当保护输入端IN处的电压超出参考电平VPROT时被置位。置位-复位触发器SR2的置位将通过RSET12输入端复位置位-复位触发器SR1。因此，在依据本发明的这个回扫式变换器的实施例中，每当检测到过压时，主开关M1切断。只有在产生通电复位和置位-复位触发器SR2被复位后，回扫式变换器才将恢复正常操作。在预定时间的延迟后，或者当开关M1两端的电压降到比触发保护的电平(第一保护电平)低的电平(第二保护电平，如果如图3说明的两个保护电平可用的话)时，重启回扫式变换器也是可能的。

如图1所示，依据本发明的测量电路MC的实施例的操作依赖于电阻R的电阻。

如果电阻R(以及电阻R1和R2)具有高电阻，二极管D和电容C将作为峰值检测器，并且如图2B所示，电压VP将基本上等同于连接点J1处电压VD的最大值。使用该电压VP的过压保护将反应于DC输入电压VIN、如变换到初级绕组L的输出电压n*VO和峰值电压VPEAK的和。因此，如果输出电压VO或输入电压VIN变得太高，控制器CC也会运作。

如果电阻R的电阻比较低，电容C将更快地放电。在从时刻t2持续到t3的时间周期期间测量电压VP的最大值仍是可能的。此外，在二极管D1的导通周期期间或在该周期结束时，电容C可以被放电，直到电压VP达到数值VIN+n*VO。在导通周期TON期间或在该周期结束时，电容C可以被放电，电压VP可以表示DC输入电压VIN。因此，在电阻R的相对较低的电阻下，控制器CC可以在不同的时刻接收关于回扫式变换器中的不同电压的输入。这启用了一种处理过压情况的聪明的方式。例如，当检测到VIN的太高的数值时，控制器CC可以不接通主开关M1。或者，在从时刻t2到t3的周期中检测到电压VP的太高的数值时，减小驱动信号DS的占空比。当DC输入电压VIN达到足够低的数值时，可以重启回扫式变换器。

图3示出了回扫式变换器的控制电路的一个实施例。控制器CC包括开关S1和电流-电压变换器IVC的串联配置。该串联配置耦合在控制器CC的输入端IN和参考电势之间，在图3中该参考电势是地。当开关S1断开时，第一比较器AM1比较输入端IN处的测量信号MS和第一参考电压VR1。当开关S1闭合时，第二比较器AM2比较电流-电压变换器IVC输出端处的电压V2和第二参考电压VR2。比较器AM1和AM2的输出用来控制两个不同的保护动作。

该配置使得能够提供两个保护电平。如果开关S1闭合，通过第一电阻R1(参见图1)的电流被测量，并和第二参考电平VR2进行比较。如果该电流比第二参考电平VR2大，激活第一保护。当开关S1断开时，通过由电阻R1和R2构成的电压分压器(参见图1)测量的电压VP出现在控制器CC的输入端IN处，并和第一参考电平VR1进行比较。当输入端IN处的电压超出第一参考电平VR1时，激活第二保护。因此，可以利用第一电阻值设置第一保护电平，同时，利用第一和第二电阻值的比率设置第二保护电平。

应当指出，上述实施例只是举例说明而不是限制本发明，在不背离所附权利要求书的范围的情况下，本领域技术人员能够设计许多可替换的实施例。

例如，尽管这些实施例是针对回扫式变换器，在功率变换器的其它拓扑中本发明将获得相同的优点。

在权利要求书中，任何放置在圆括号间的附图标记不应当解释为对权利要求的限制。单词“包括”除了那些在权利要求中列出的之外，不排除其它元件或步骤的存在。本发明可以通过包括若干不同元件的硬件和通过适当编程的计算机来实现。在列举若干装置的装置权利要求中，这些装置中的几个可以由同一硬件项来实现。在互不相同的从属权利要求中阐述某些措施这一事实并不表示不能利用这些措施的组合来获益。

Claims

1、一种功率变换器，包括：

电感(L)和具有主电流路径的主开关(M1)，电感(L)和该主电流路径被串联配置以用于接收DC输入电压(VIN)，

测量电路(MC)，耦合到电感(L)和主电流路径的连接点(J1)，以获取表示主电流路径两端电压的测量信号(MS)，和

控制电路(CC)，用于控制主开关(M1)的导通周期(Ton)和/或截止周期(Toff)以便稳定供给负载(LO)的输出电压(VO)，并具有用于接收测量信号(MS)以保护主开关(M1)免受过压的输入端(IN)。

2、如权利要求1所述的功率变换器，其中测量电路(MC)包括二极管(D)和电容(C)的串联配置，二极管(D)和电容(C)的该串联配置和电感(L)并联耦合，控制电路的输入端(IN)耦合到二极管(D)和电容(C)的串联配置的连接点(J2)。

3、如权利要求2所述的功率变换器，其中二极管(D)耦合到主开关(M1)和电感(L)的连接点，二极管(D)被架接成能够在主开关(M1)的截止周期期间(Toff)导通。

4、如权利要求3所述的功率变换器，其中测量电路(MC)包括耦合在电容(C)两端的电阻(R)。

5、如权利要求2所述的功率变换器，其中测量电路(MC)包括电阻分压器(R1，R2)，该电阻分压器(R1，R2)包括第一电阻(R1)和第二电阻(R2)，第一电阻(R1)耦合在电容(C)与二极管(D)的连接点(J2)和控制电路(CC)的输入端(IN)之间，第二电阻(R2)耦合在控制电路(CC)的输入端(IN)和固定电势之间。

6、如权利要求5所述的功率变换器，其中控制电路(CC)包括：

另一开关(S1)和电流-电压变换器(IVC)的串连配置，该串连配置耦合在输入端(IN)和参考电势之间，

第一比较器(AM1)，用于当另一开关(S1)断开时比较输入端(IN)处的电压和第一参考电压(VR1)，和

第二比较器(AM2)，用于当另一开关(S1)闭合时比较电流-电压变换器(IVC)输出端处的电压和第二参考电势(VR2)。

7、如权利要求1所述的功率变换器，其中控制电路(CC)包括比较器(AM)，用于比较测量信号(MS)和参考信号(VR)，以便当测量信号(MS)超出参考信号(VR)时、即表示主开关(M1)两端电压高于一个特定值时，中断功率变换器的操作。

8、如权利要求1所述的功率变换器，其中对二极管(D)和电容(C)标定尺寸以作为峰值限制器进行操作。

9、一种包括如权利要求1所述的功率变换器(3)的设备。

10、如权利要求9所述的设备，其中该设备包括：

处理电路(1)，用于把输入信号(IS)处理为输出信号(OS)，该输出信号(OS)要借助于声换能器变得可听到或者要显示在显示装置(2)上，和

如权利要求1所述的功率变换器(3)，其中负载(LO)包括该处理电路(1)。

11、一种用在如任一前述权利要求所述的功率变换器(3)中的控制电路。