CN1710825A - 结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法 - Google Patents

Abstract

结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法，本发明公开一种智能天线下行波束的形成方法。本方法所使用的设备由空时分组编码器1、N个波束形成单元2和移动台3组成，2由一个波束形成器2－1和M个基站天线2－2组成，3由空时分组译码器3－1和至少一个移动台天线3－2组成，设置在同一个2内的相邻两个2－2之间的距离小于等于半个2－2发射信号的载波波长，相邻两个2之间的距离大于等于十倍2－2发射信号的载波波长，本方法通过如下步骤实现：输入信号首先经过1，产生N路并行的输出信号；输出信号被分别送入2－1进行加权，输出加权后信号；加权后信号分别通过2－2发射；3使用最大似然算法进行空时译码。它克服了现有技术误码率随信号DOA和角度扩展变化有较大波动的缺点。

Description

结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法

技术领域：

本发明涉及一种智能天线下行波束的形成方法，具体涉及结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法。

背景技术：

在无线通信系统中，同道干扰(CCI)和码间串扰(ISI)是限制通信容量和数据传输速率的两个主要因素。第三代无线通信主要采用码分多址接入(CDMA)技术来提高通信容量和数据传输速率。CDMA系统为干扰受限系统，受限于无线信道的多径衰落、多址干扰(MAI)和码间串扰(ISI)，提高用户的信噪比不能简单地通过增加发射机功率达到，因此，多天线和空时处理技术成为CDMA系统中的重要研究课题。包括智能天线和MIMO(多输入/多输出)等在内的多天线技术，把信号的时域处理和空域处理结合在一起，有效利用电波空间传播特性突破系统容量和通信质量的限制，极大的改善了系统性能，已逐渐成为无线通信领域的研究热点之一，并被视为解决上述问题的突破口。研究表明，MIMO空时编码技术和智能天线波束形成技术是实现通信系统空间域优化的两种重要手段。传统的空时编码技术在带来显著的分集增益和空间复用效果的同时，因为使用多根天线发射，在一定程度上增加了符号间干扰(ISI)和用户间干扰(MUI)，而波束形成技术的优势在于降低ISI和抑制MUI，但是波束形成却不能形成多个相互分隔的信道，难以通过空间复用实现系统容量在质上的提高。当天线阵元数增多时，单一的波束形成技术对于信号波达角(DOA)估计的偏差非常敏感，一个小的扰动就会大大降低系统的性能；而对于MIMO空时编码系统，其接收机译码复杂度会随着天线阵元数量的增加急剧上升，给实现带来很大的困难。由此看出，不同的多天线技术适用于不同的通信系统，任何一种单一的技术都难以满足未来移动通信系统对于数据传输高速率，系统高容量和通信高质量的要求。

目前，已有文献提出将两种技术结合实现的思想，图1给出了基于智能天线的波束形成与STBC(空时分组编码)结合方案的系统框图(参考文献Zhong Lei，Francois P.S.Chin，Ying-Chang Liang.Combined Beamforming withSpace-Time Block Coding for Wireless Downlink Transmission.2002 IEEE56th Vehicular Technology Conference.2002，4：24~28.翻译为：无线下行链路传输的波束形成与空时分组编码结合技术。2002年IEEE第56次通信技术会议)。它采用的是M阵元单阵列发射的结构，天线阵元间隔λ/2。输入信号s(n)首先经过空时分组编码器，产生两路并行的输出s₁(n)和s₂(n)。接着，s₁(n)和s₂(n)被分别送入两个波束形成器进行加权，输出信号经过信号合成器完成叠加，最后通过一个M阵元阵列发射。在相邻的两个时刻，波束形成阵列上的发射信号可以分别表示为：

$x_1=x\left(t\right)=w_1^H{s}_1+w_2^H{s}_{2\·\·\·\left(1\right)}$

$x_2=x(t+T)=w_1^H(-s_2^{*})+w_2^H{s}_1^{*}\·\·\·\left(2\right)$

式中，w₁，w₂为波束形成权向量。

假设物理信道为平坦衰落信道，包含L条空间可分辨路径，每条路径的信道衰落系数和波达角为(h_l(t)，θ_l)，l＝1，2，...，L。信道响应可以表示为：

$H\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_l\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{e}^{\mathrm{j\φl}}a\left({\mathrm{\φ}}_l\right)\·\·\·\left(3\right)$

其中，a_l，φ_l分别是衰落幅度和相位，a(θ_l)为波达角θ_l时的下行链路阵列导引向量，即

$a\left({\mathrm{\θ}}_l\right)={\[1,e^{\mathrm{j\π}\sin {\mathrm{\θ}}_l},\mathrm{\Λ},e^{j(M-1)\mathrm{\π}\sin {\mathrm{\θ}}_l}\]}^T\·\·\·\left(4\right)$

因此，移动台的接收信号可以表示为：

$y_1=y\left(t\right)=w_1^{H}H\left(t\right)s_1+w_2^{H}H\left(t\right)s_2+n_1\·\·\·\left(5\right)$

$y_2=y(t+T)=w_1^{H}H\left(t\right)(-s_2^{*})+w_2^{H}H\left(t\right)s_1^{*}+n_2\·\·\·\left(6\right)$

式中，T表示码元符号的周期，y₁和y₂分别表示t和t+T时刻的接收信号，n₁和n₂表示加性高斯白噪声。

假设 ${\mathrm{\β}}_1\left(t\right)=w_1^{H}H\left(t\right),{\mathrm{\β}}_2\left(t\right)=w_2^{H}H\left(t\right),$ 通过适当的选择波束形成权向量w₁和w₂，可以保证β₁(t)和β₂(t)是两个不相关的等效信道复增益。这样，空时分组码的最大似然译码算法就可以应用到该方案中来恢复发射信号s(n)。发射波束的权向量按照接收端最大信噪比准则来选取，其代价函数如下：

                 J＝E[|β₁(t)|²+|β₂(t)|²]                  (7)

$E\[{\mathrm{\β}}_1\left(t\right){\mathrm{\β}}_2^{*}\left(t\right)\]=0\·\·\·\left(8\right)$

$w_1^H{w}_1+w_2^H{w}_2=1\·\·\·\left(9\right)$

在满足式(8)、式(9)的条件下，接收端最大信噪比通过最大化(10)式获得。其中，式(8)保证了β₁(t)和β₂(t)互不相关，式(9)保证了发射功率归一化。

这里使用奇异值分解的方法来求解代价函数。下行链路信道协方差矩阵(Downlink Channel Covariance Matrix，DCCM)可以表示为：

                R＝E[H(t)H^H(t)]                     (10)

假设空间L条可分辨路径的平均功率都相同，即E|h_l(t)|²＝1/L，则有：

$R=1/L\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}a\left({\mathrm{\θ}}_l\right)a^H\left({\mathrm{\θ}}_l\right)\·\·\·\left(11\right)$

下行链路信道协方差矩阵的两个最大特征值对应的特征向量即为代价函数(7)的解，这样便得到了两个权向量w₁和w₂，进而可以对接收信号进行最大似然译码。但这种技术方案存在的问题是误码率随信号DOA(波达角度)和角度扩展(AS)变化有较大波动，当移动台处于快速运动的状态下，系统性能不够稳定。

发明内容：

本发明的目的是提供一种结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法，以克服现有技术误码率随信号DOA和角度扩展(AS)变化有较大波动、当移动台处于快速运动的状态下系统性能不够稳定的缺点。本发明的方法所使用的设备由空时分组编码器1、N个波束形成单元2和移动台3组成，每个波束形成单元2由一个波束形成器2-1和M个基站天线2-2组成，移动台3由空时分组译码器3-1和至少一个移动台天线3-2组成，设置在同一个波束形成单元2内的相邻两个基站天线2-2之间的距离小于等于半个基站天线2-2发射信号的载波波长，相邻两个波束形成单元2之间的距离大于等于十倍基站天线2-2发射信号的载波波长，本方法通过如下步骤实现：一、输入信号s(n)首先经过空时分组编码器1，产生N路并行的输出信号s₁(n)，s₂(n)，L，s_N(n)；二、输出信号s₁(n)，s₂(n)，L，s_N(n)被分别送入N个波束形成器2-1进行加权，输出加权后的信号x₁(n)，x₂(n)，L，x_N(n)；三、加权后的信号x₁(n)，x₂(n)，L，x_N(n)分别通过每个波束形成单元2中的M个基站天线2-2发射；发射向量信号表示为： $x_i\left(n\right)=w_i^H{s}_i\left(n\right),$ i＝1，2，...，N，其中w_i是加权向量，每个波束形成单元2产生的波束到达移动台3只有一条路径，记为(h₁(t)，θ₁)，L，(h_N(t)，θ_N)，其中h_i(t)和θ_i(i＝1，2，...，N)分别表示信道衰落系数和信号波达角；移动台3接收到的信号是N路波束形成单元2发射波束信号和噪声之和；四、移动台3中的空时分组译码器3-1使用最大似然算法进行空时译码，从而恢复发射信号。

可以看出，本发明的技术方案是在传统的STBC(空时分组编码)系统基础上演变而来的。传统技术的发射分集是在发射端使用多天线阵元来实现的，本发明技术方案中每个天线阵元被一个波束形成单元2所取代，通过多波束发射来实现发射分集。基站端N个波束形成单元2之间的间距足够大(大约10倍信号波长以上)，以保证每个子阵列到达接收天线的信道之间可看作相互独立的；而每个波束形成单元2内的阵元间距仍为λ/2(λ为载波波长)，保证阵列内接收、发射信号之间的高度相关性。从整个系统的框架上来看，每个子阵列相当于一个小的智能天线系统，完成了波束形成的功能；而整个发射机可以看作一个大的MIMO系统，完成了发射分集的作用。本发明提出的这种实现方案，既解决了两种技术相结合对于天线结构的矛盾要求，又同时实现了波束形成和发射分集的效果。

附图说明：

图1是背景技术的结构示意图，图2是本发明的结构示意图，图3是SNR＝10dB，AS＝10°条件下背景技术方案和本发明技术方案的阵列增益比较图，图4是SNR＝10dB，AS＝50°条件下背景技术方案和本发明技术方案的阵列增益比较图，图5是BPSK调制，AS＝10°，SNR＝10dB时，误码率随中心DOA变化的性能曲线图，图6是BPSK调制，AS＝50°，SNR＝10dB时，误码率随中心DOA变化的性能曲线图，图7是BPSK调制，AS＝10°，DOA＝0°时，误码率随SNR变化的曲线图，图8是BPSK调制，AS＝50°，DOA＝0°时，误码率随SNR变化的曲线图。

具体实施方式：

具体实施方式一：下面结合图2至图8具体说明本实施方式。本实施方式所使用的设备由空时分组编码器1、N个波束形成单元2和移动台3组成，每个波束形成单元2由一个波束形成器2-1和M个基站天线2-2组成，移动台3由空时分组译码器3-1和至少一个移动台天线3-2组成，设置在同一个波束形成单元2内的相邻两个基站天线2-2之间的距离小于等于半个基站天线2-2发射信号的载波波长，相邻两个波束形成单元2之间的距离大于等于十倍基站天线2-2发射信号的载波波长，本方法通过如下步骤实现：一、输入信号s(n)首先经过空时分组编码器1，产生N路并行的输出信号s₁(n)，s₂(n)，L，s_N(n)；二、输出信号s₁(n)，s₂(n)，L，s_N(n)被分别送入N个波束形成器2-1进行加权，输出加权后的信号x₁(n)，x₂(n)，L，x_N(n)；三、加权后的信号x₁(n)，x₂(n)，L，x_N(n)分别通过每个波束形成单元2中的M个基站天线2-2发射；发射向量信号表示为： $x_i\left(n\right)=w_i^H{s}_i\left(n\right),$ i＝1，2，...，N其中w_i是加权向量，每个波束形成单元2产生的波束到达移动台3只有一条路径，记为(h₁(t)，θ₁)，L，(h_N(t)，θ_N)，其中h_i(t)和θ_i(i＝1，2，...，N)分别表示信道衰落系数和信号波达角；移动台3接收到的信号是N路波束形成单元2发射波束信号和噪声之和；四、在时刻t＝n，移动台3的接收信号表示为：

$y\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^H{h}_{i}a\left({\mathrm{\θ}}_i\right)s_i\left(n\right)+\mathrm{\η}\·\·\·\left(22\right)$

式中，a(θ_i)表示波达角θ_i时的下行链路阵列导引向量，η表示加性高斯白噪声。移动台3使用最大似然算法进行空时译码，从而恢复发射信号。通过对上行链路的接收信号进行适当处理，可以得到下行信道信息，估计出信号DOA(波达角)。这里考虑单用户，无干扰信号的情形，在白噪声背景下空间匹配滤波能实现最优的信号处理。如前假设，对于每一个波束形成单元2，空间只有一路来自方向θ_i(i＝1，2，...，N)的平面波，其方向向量为a(θ_i)，当权向量w_i取作a(θ_i)时，阵列增益 $\left|w_i^{H}a\left({\mathrm{\θ}}_i\right)\right|=\left|a{\left({\mathrm{\θ}}_i\right)}^{H}a\left({\mathrm{\θ}}_i\right)\right|=M$ 最大，实现了导向定位作用。此时，阵列内各路的加权信号为相干叠加，即完成了空间匹配滤波。据此，本发明技术方案中的最优化波束形成权向量可取为

    w_i＝ka(θ_i)       k为功率归一化系数                        (23)

在发射功率保持不变的条件下，即满足 $\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i^H{w}_i=1$ 时，若 $w_i^H{w}_i=1/N,$ 可解得

$k=1/\sqrt{N\·M}\·\·\·\left(24\right)$

将(23)式、(24)式代入(22)式中，则移动台的接收信号可改写为：

$y\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{M}{N}}{h}_i{s}_i\left(n\right)+\mathrm{\η}\·\·\·\left(25\right)$

假设等效信道复增益 ${\mathrm{\β}}_i=w_i^H{h}_{i}a\left({\mathrm{\θ}}_i\right),$ 由于系统结构决定了传输信道h₁，h₂，L，h_N的不相关性，所以β₁，β₂，L，β_N也是互不相关的。因此，移动台可以使用最大似然算法进行空时译码，从而恢复发射信号。本发明采用了N个发射阵列，每个阵列内有M个阵元，总共N×M个天线阵元。

空时编码是一种利用多个发射天线对信息符号在时间域上和空间域上的联合编码方式，通过在不同天线发射的信号之间引入时域和空域相关，实现时间上和空间上的分集，从而获得显著的空间复用效果和空间分集增益，进而提高系统的性能，增大系统的容量。空时编码要求编码输出的各子数据流应该经历低相关或近似独立的衰落信道到达接收机，这样，接收端才能利用最大似然算法进行译码。所以，MIMO系统中天线阵元的间隔必须足够大(对均匀线性阵列大约10个波长以上)，才能保证不同发射天线到达接收机的信道之间的不相关性。同时，多天线的引入也在一定程度上增加了符号间干扰和用户间干扰。波束形成的主要目的则是通过对天线阵列的加权来调整发射或接收天线阵列的方向图，在期望信号方向上形成主波束，而在干扰方向上形成零陷，使尽可能窄的波束在基站和移动台之间形成点对点的近似有线化的无线通信链路，以此获得可观的阵列增益，改善系统性能。但是，波束形成技术要求从所有天线发射或接收的信号之间具有高度的相关性，从而要求天线阵列中阵元间隔必须足够小(对均匀线性阵列通常为半个波长)。因此，空时编码结合波束形成技术的关键就是要努力实现两个或多个互不相关的信道，然后在每一个信道上进行波束形成。本发明从应用的角度，把空时编码技术与波束形成技术进行优势互补，通过将两者结合实现更好的提高系统性能和增加系统容量。将空时编码和波束形成两种多天线技术结合起来，构建一种新的发射技术，可以同时获得波束形成增益和分集增益，同时降低系统复杂度和敏感性，改善整个下行链路的系统性能。从而克服现有技术误码率波动较大和移动台高速运动时系统性能不够稳定的缺点。

为了验证本发明方案的这些优点，把本发明与背景技术的波束形成结合空时编码方案进行比较。空时分组编码选择了经典的2发1收Alamouti STBC方案，基站使用两个均匀线性阵列，每个阵列内有3个阵元，发射天线总数为N·M＝6，移动台3采用最大似然算法译码。本发明是6阵元单阵列结构，背景技术方案则是3阵元双阵列结构。考虑单用户单接收天线的情形，即忽略系统中同频干扰和邻道干扰的影响。假设用户在一个120°扇区中移动，经历的信道为平坦瑞利衰落信道。两种方案都是基于Alamouti STBC方案的基础上将波束形成与空时分组编码技术结合实现。通过适当的选取波束形成权向量和设计系统模型结构，使得到达移动台的接收信号互不相关，进而可以采用最大似然算法译码，因此两种结合方案的分集增益都能达到理论最大值，即传统的2发1收Alamouti STBC方案所能实现的满分集增益。此时，两种结合方案的性能差异就主要体现在阵列增益上，以下图3和图4分别给出了本发明方案和背景技术方案在不同角度扩展条件下的阵列增益随信号中心波达角变化的情况。在小角度扩展AS＝10°情况下，由图3可以看出，本发明方案的阵列增益对于不同的中心波达角方向均保持稳定，大约在1.75dB左右。相反，背景技术的阵列增益则随着中心波达角的变化有一定波动，当移动台处于扇区中心，信号DOA＝0°时，背景技术的阵列增益最大，大约为1.3dB；随着信号波达角的增大，阵列增益逐渐减小。进一步，在大角度扩展AS＝50°条件下，观察图4可以发现，本发明方案的阵列增益仍保持稳定，且与小角度扩展时的性能相同。此时，背景技术方案的性能逼近本发明方案，对于不同的中心波达角，其阵列增益只有很小的波动，基本上也趋于稳定。对于背景技术方案，权向量同时作用在波束形成和空时编码两个方面。在小角度扩展时，达到基站的两条可分辨路径信号的相关性较强，为了在移动台使用最大似然译码，必须保证两路等效信道系数β₁和β₂是相互独立的，此时对两个权向量w₁和w₂的选取的约束条件较强，从而制约了波束形成的效果，使系统获得的阵列增益较小。相反，在大角度扩展条件下，两条可分辨路径信号的相关性较弱，因此权向量的选取受等效信道不相关条件的约束较小，可以尽可能的使移动台的接收信噪比最大化，优化波束形成的效果，使系统获得更大的阵列增益。所以，从图上反映出来大角度扩展时的阵列增益在整体上要优于小角度扩展时的情况。对于本发明技术方案，系统结构保证了每个子阵列到达移动台的信道是互不相关的，因此波束形成权向量的选取不受额外条件的制约。对于每个子阵列形成的波束，其指向都和来波信号的方向一致，无论角度扩展的大小，系统获得的阵列增益始终为最大值并且保持不变。图5和图6分别给出了AS＝10°，SNR＝10dB和AS＝50°，SNR＝10dB条件下，两种方案的误码率随信号波达角变化的曲线。同时为了便于比较，也给出了传统的单天线发射、Alamouti STBC和6阵元智能天线波束形成三种方案的性能曲线。观察图5和图6可以发现，在任何DOA和AS条件下，两种结合方案的误码率性能都要优于单天线发射、Alamouti STBC和6阵元智能天线波束形成技术。对于背景技术方案，在小角度扩展时，其误码率有一定变化。当移动台位于扇区中心，DOA＝0°时系统误码率最低；随着信号波达角的增大，误码率逐渐升高。大角度扩展时，本发明方案的误码率在[-40°，40°]中心DOA范围内趋于稳定，并且优于小角度扩展时的情况。这是因为在小角度扩展条件下背景技术方案产生的两个正交波束的中心DOA非常接近，由图3可知，此时阵列增益受中心DOA变化的影响较大。随着角度扩展的增大，阵列增益随中心DOA变化的波动减小，趋于稳定。对于本发明方案，在任意DOA和AS条件下，其误码率性能始终保持稳定，大角度扩展时与背景技术方案的误码率在一定DOA范围内相近。这可以解释为，本发明技术方案中的子阵列间隔足够大，充分保证了两个子阵列到达接收天线的信道之间的不相关性。对于任意角度扩展，系统在获得完全分集增益的同时，阵列增益也是最大，所以性能保持稳定。图7和图8分别给出了AS＝10°，DOA＝0°和AS＝50°，DOA＝0°条件下，五种方案的误码率随平均比特信噪比变化的曲线。在误码率为10^-3时，小角度扩展条件下背景技术方案的SNR分别优于Alamouti STBC和6阵元波束形成大约2dB和4dB；大角度扩展条件下，则达到5dB和7dB。同样，在误码率为10^-3时，本发明技术方案的SNR分别优于Alamouti STBC和6阵元波束形成大约5dB和7dB，且对任意角度扩展均保持不变。进一步可以发现，随着SNR的提高，本发明技术方案的性能保持稳定，始终优于STBC方案5dB左右；而背景技术方案的性能则逐渐逼近STBC，小角度扩展时其误码率曲线在SNR＞20dB时与STBC几乎重合；大角度扩展时随着SNR的提高，其性能也有向STBC逼近的趋势。这可以解释为，智能天线的作用主要是在期望方向上形成主波束，提高信号增益，抑制噪声，而STBC发射分集则对抵抗多径衰落效果明显。对于本发明方案，发射权向量的选取首先要满足等效信道的不相关性，再考虑使移动台的接收信噪比最大。受此约束条件的限制，波束形成的效果就不能达到最优，其阵列增益随着约束条件的强弱而变化。在高信噪比区间，接收信号功率已远大于噪声，智能天线引入的阵列增益相对于STBC带来的分集增益已经很小，因此系统性能的改善主要体现在抑制多径衰落的STBC上。而对于本发明技术方案，系统结构保证了每个子阵列到达移动台的信道是互不相关的，因此波束形成权向量的选取不受额外条件的制约。对于每个子阵列形成的波束，其指向都和来波信号的方向一致，实现了最优的信号传输。无论角度扩展的大小，系统获得的阵列增益始终为最大值并且保持不变。

通过以上比较发现，本发明技术方案在获得满分集增益的同时，还获得了最大的阵列增益，其性能优于传统的单天线发射，Alamouti STBC和智能天线波束形成三种技术。并且，在相同的条件下，本发明技术方案的性能优于背景技术方案，其误码率不受DOA和AS变化的影响，当移动台快速运动时能保持性能稳定，是一种更好的将波束形成和空时分组编码技术相结合的实现方案。

具体实施方式二：下面结合图2具体说明本实施方式。本实施方式与实施方式一的不同点是：在步骤一中空时分组编码器1选用Alamouti STBC方案进行编码。在众多的空时编码方案中，Alamouti STBC(Alamouti是一位外国学者的名字，Alamouti STBC可译为Alamouti空时分组编码)方案的编码效率为1，与未编码系统相比，能在保持相同的带宽前提下提高系统的频谱利用率，由于它的编译码简单、有效性和单位编码效率等优点，得到了广泛的应用。将波束形成技术引入Alamouti STBC系统中，可以弥补这种低阶空时分组编码的不足，同时获得波束形成增益和分集增益，极大的提高系统性能。以下给出了M阵元波束形成结合2发1收Alaomouti STBC的实现方案。

采用双阵列分集发射的结构，发射天线总数为2M。编码和发射序列如表1所示。输入信号s(n)从空时分组编码器输出的两路并行信号s₁(n)和s₂(n)，在经过波束形成器2-1中加权向量w₁和w₂的加权后，分别从两个M阵元的子阵列发射。

表1  Alamouti STBC方案编码和发射序列

	天线1	天线2
			时刻t	s1	s2
时刻t+T	-s2 *	s1 *

假设每个波束形成子阵列到达移动台只有一条路径，记为(h₁(t)，θ₁)和(h₂(t)，θ₂)，其中h_l(t)和θ_l(l＝1，2)分别表示信道衰落系数和信号波达角，并且由于两个子阵列的间距足够大，保证了两个衰落信道h₁(t)，h₂(t)是互不相关的。在相邻的两个时刻，移动台的接收信号可分别表示为：

$y_1=y\left(t\right)=w_1^H{h}_1\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_1\right)s_1+w_2^H{h}_2\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_2\right)s_2+n_1\·\·\·\left(26\right)$

$y_2=y(t+T)=w_1^H{h}_1\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_1\right)(-s_2^{*})+w_2^H{h}_2\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_2\right)s_1^{*}+n_2\·\·\·\left(27\right)$

式中，T表示码元符号的周期，a(θ₁)和a(θ₂)分别表示波达角θ₁和θ₂时的下行链路阵列导引向量，y₁和y₂分别表示t和t+T时刻的接收信号，n₁和n₂表示加性高斯白噪声。

假设在基站发射天线处，下行信道信息完全已知，这可以通过上行链路的接收信号估计出来。这里考虑单用户，无干扰信号的情形，在白噪声背景下空间匹配滤波能实现最优的信号处理。则结合方案中的最优化波束形成权向量可取为

           w₁＝ka(θ₁)                                      (28)

           w₂＝ka(θ₂)                                      (29)

在满足发射功率不变的条件下，即 $w_1^H{w}_1+w_2^H{w}_2=1,$ 若

$w_1^H{w}_1=w_2^H{w}_2=1/2\·\·\·\left(30\right)$

可解得

$k=1/\sqrt{2M}\·\·\·\left(31\right)$

假设等效信道复增益

${\mathrm{\β}}_1\left(t\right)=w_1^H{h}_1\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_1\right)\·\·\·\left(32\right)$

${\mathrm{\β}}_2\left(t\right)=w_2^H{h}_2\left(t\right)a\left({\mathrm{\θ}}_2\right)\·\·\·\left(33\right)$

由h₁(t)，h₂(t)的不相关性可知，β₁(t)，β₂(t)也是互不相关的。因此，移动台可以使用最大似然译码算法来恢复发射信号。

将式(28)、(29)、(31)带入式(26)、(27)中，则移动台的接收信号可改写为：

$y_1=y\left(t\right)=\sqrt{\frac{M}{2}}{h}_1\left(t\right)s_1+\sqrt{\frac{M}{2}}{h}_2\left(t\right)s_2+n_1\·\·\·\left(34\right)$

$y_2=y(t+T)=\sqrt{\frac{M}{2}}{h}_1\left(t\right)(-s_2^{*})+\sqrt{\frac{M}{2}}{h}_2\left(t\right)s_1^{*}+n_2\·\·\·\left(35\right)$

移动台天线接收到的信号和由信道估计获得的路径增益h₁，h₂经过线性组合后，产生的估计信号

为

$s_1^{\%}=h_1^{*}{y}_1+h_2{y}_2^{*}\·\·\·\left(36\right)$

$s_2^{\%}=h_2^{*}{y}_1-h_1{y}_2^{*}\·\·\·\left(37\right)$

将式(34)、(35)代入式(36)、式(37)，即

$s_1^{\%}=\sqrt{\frac{M}{2}}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)s_1+h_1^{*}{n}_1+h_2{n}_2^{*}\·\·\·\left(38\right)$

$s_2^{\%}=\sqrt{\frac{M}{2}}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)s_2+h_2^{*}{n}_1-h_1{n}_2^{*}\·\·\·\left(39\right)$

最后，合并器输出的信号

和由信道估计获得的路径增益h₁，h₂被同时送入空时分组译码器3-1，经过最大似然判决得到译码输出。

观察式(38)、式(39)可以发现，结合方案的检测信号表达式和传统的AlamoutiSTBC方案的形式相似，差别仅在于期望接收信号的幅度不同。而这种差别正是体现了，结合方案由于引入了波束形成技术相对于单一的空时分组编码方案所带来的阵列增益好处，从而提高了接收机的输入信噪比，改善了系统性能。

Claims (2)

1、结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法，其特征在于本发明的方法所使用的设备由空时分组编码器(1)、N个波束形成单元(2)和移动台(3)组成，每个波束形成单元(2)由一个波束形成器(2-1)和M个基站天线(2-2)组成，移动台(3)由空时分组译码器(3-1)和至少一个移动台天线(3-2)组成，设置在同一个波束形成单元(2)内的相邻两个基站天线(2-2)之间的距离小于等于半个基站天线(2-2)发射信号的载波波长，相邻两个波束形成单元(2)之间的距离大于等于十倍基站天线(2-2)发射信号的载波波长，本方法通过如下步骤实现：一、输入信号s(n)首先经过空时分组编码器(1)，产生N路并行的输出信号s₁(n)，s₂(n)，L，s_N(n)；二、输出信号子s₁(n)，s₂(n)，L，s_N(n)被分别送入N个波束形成器(2-1)进行加权，输出加权后的信号x₁(n)，x₂(n)，L，x_N(n)；三、加权后的信号x₁(n)，x₂(n)，L，x_N(n)分别通过每个波束形成单元(2)中的M个基站天线(2-2)发射；发射向量信号表示为： $x_1\left(n\right)=w_i^H{s}_i\left(n\right),i=\mathrm{1,2},...,N$ 其中w_i是加权向量，每个波束形成单元(2)产生的波束到达移动台(3)只有一条路径，记为(h₁(t)，θ₁)，L，(h_N(t)，θ_N)，其中h_i(f)和θ_i(i＝1，2，...，N)分别表示信道衰落系数和信号波达角；移动台(3)接收到的信号是N路波束形成单元(2)发射波束信号和噪声之和；四、移动台(3)中的空时分组译码器(3-1)使用最大似然算法进行空时译码，从而恢复发射信号。

2、根据权利要求1所述的结合空时分组编码的智能天线下行波束形成方法，其特征在于在步骤一中空时分组编码器(1)选用Alamouti STBC方案进行编码。

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