CN1697964A - 位移检测器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种位移检测器，该位移检测器可以补偿线圈的阻抗的温度系数相对于磁芯位移变化。该检测器包括：用于输出包含交变电流的恒定电流的恒流源单元；所述恒定电流提供到其上的线圈部分；被支撑以在可动范围内相对于线圈部分可移动的磁芯；及信号处理电路，其用来在将恒定电流提供到线圈部分的条件下根据线圈部分输出电压的变化获得磁芯相对于线圈部分的位移；用于从线圈部分的输出电压中提取特征值(V1)的特征值提取单元；及用来向特征值上加上一个电平移位电压(Vsh)的电平移位电路。在可动范围内特征值(V1)和电平移位电压(Vsh)的总和(V2)的温度系数的波动幅度小于在可动范围内特征值(V1)的温度系数的波动幅度。

Description

位移检测器

技术领域

本发明涉及一种非接触型位移检测器，用来检测运动物体的位移。

背景技术

在过去，就已经提出位移检测器，检测将芯部插入到线圈部分中而引起线圈部分的阻抗的变化，由此提供一个表示芯部相对于线圈部分的位置数据的信号。

这种位移检测器在美国专利第5003258号、第4864232号和第5893300号中公开。例如，如图43所示，在美国专利第5003258号中公开的位置检测器中，线圈部分2形成为使得由芯部1的磁性材料21所造成的阻抗z(电感分量)相对于温度的变化被由非磁性材料22所造成的阻抗z(涡流分量)相对于温度的变化所抵消。也就是说，为了克服线圈部分阻抗z的温度系数依赖于芯部1的位置这个问题，通过改变线圈部分的结构及其圆周来减弱阻抗z的温度系数对位移的相关性。但是，这导致总的零件数量增多，并难于进行零件定位。另外，存在这样的问题，即线圈部分设计的自由度被减小、成本增大且通用性变劣。

另外，作为另一现有技术，日本专利早期公开[kokai]2000-186903公开了一种利用高频磁场的非接触型位置传感器。如图44所示，这个位置传感器设置有：转轴201，该转轴201与待检测的物体一同转动；弧形的、可动的金属体202，该金属体202通过耦合件202c与转轴201耦合，以便随着转轴的旋转、沿着以转轴201的轴线为中心的圆的圆周移动；一对传感器线圈203(203a、203b)，它们固定在所述圆的圆周上，并且具有中心轴，该中心轴被弯曲，使得可动金属体202的臂202a、202b可以进入到相应的传感器线圈的通孔内并可以离开该通孔，从而改变在磁路中所占据的面积；传感器电路，该传感器电路通过给传感器线圈供能来产生一个RF调制的磁场来检测根据臂202a、202b在传感器线圈203a、203b内占据面积所产生的磁性变化；以及电阻器205a、205b，该电阻器用来检测在传感器线圈203a、203b内流动的线圈电路。根据这个传感器，由于可动金属体202的臂202a、202b互补地插入到传感器线圈203a、203b中，并且传感器电路204检测每个传感器线圈203a、203b的阻抗变化，因此具有不需要精确定位的优点。

然而，在可动金属体202的臂202a、202b未插入到传感器线圈203a、203b内的角度状态下，传感器线圈203a、203b的线圈阻抗仅仅是线圈导线的阻抗。因此，其温度特性(温度系数)仅取决于线圈导线这一因素。另一方面，在臂202a、202b插入到传感器线圈203a、203b内的角度状态下，传感器线圈203a、203b的线圈阻抗除了所述线圈线的阻抗外，具有一个由臂202a、202b插入而带来的阻抗增加(电感、涡流损失、磁滞损失等的增加)。在这种情况下，由于温度系数是由于导致阻抗增加的各因素的不同温度系数的总和来决定的，因此这个温度系数与在臂202a、202b还未插入传感器线圈203a、203b的角度状态下的温度系数不同。这意味着温度系数根据插入量(角度)来变化。即使进行数字微调(digitaltrimming)，以通过传感器电路204的补偿电路210获得温度的补偿，仍存在不能向ECU提供精确输出的问题，除非进行响应角度进行改变放大率的复杂补偿。从而，传统的传感器仍存在改进的空间。

发明内容

因此，鉴于上述观点，本发明所关注的是提供一种位移检测器，这种位移检测器对线圈部分的阻抗的温度系数相对于线圈位移的变化具有补偿能力，由此提高检测的精度。

即，本发明的位移检测器包括：

恒流源单元，该恒流源单元被构造成输出一个包含交变电流的恒定电流；

线圈部分，所述恒定电流供给到该线圈部分上；

磁芯，该磁芯受到支撑，以便在可动范围内相对于线圈部分移动；以及

信号处理电路，该信号处理电路被构造成在将恒定电流提供到线圈部分的条件下根据线圈部分输出电压的变化确定磁芯相对于线圈部分的位移。恒流源单元向线圈部分提供恒定电流，这个恒定电流是通过将直流叠加在交变电流上来获得的。在可动范围内线圈部分的为DC电压分量Vdc和AC电压分量Vac总和的输出电压的峰值V1的温度系数的波动幅度小于在可动范围内AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。

根据本发明，可以提高线圈部分设计的自由度，并通过设定电路常数轻易减小位移与线圈部分的阻抗温度系数的相关性。结果，可以通过简单的电路补偿线圈部分的阻抗温度系数随着磁芯位移的变化。

具体地说，在上述位移检测器中，优选的是，确定恒定电流中的交变电流和直流之间的比率、线圈部分的阻抗的AC分量和DC分量之间的比率、在恒定电流中的交变电流和直流之间的比率的温度特性、以及线圈部分阻抗的AC分量和DC分量之间的比率的温度特性中的至少一个，使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。

另外，作为上述位移检测器的优选实施例，线圈部分包括具有一曲率的弯曲线圈，而磁芯具有与弯曲线圈相同的曲率，并且围绕转动轴线可旋转，且通过围绕转动轴线转动磁芯变化磁芯插入到弯曲线圈中的插入量。在这种情况下，可以增大线圈阻抗的变化。同样优选的是，与在磁芯插入弯曲线圈的最小插入量情况下所述线圈部分输出电压的AC电压分量的温度系数相比，线圈部分输出电压的DC电压分量的温度系数更接近于在磁芯插入弯曲线圈最大插入量情况下线圈部分输出电压的AC电压分量的温度系数，可以减小线圈部分输出电压的峰值的温度系数的波动幅度。

在上述位移检测器的优选实施例中，恒流源单元包括振荡电路和电压/电流转换电路，其中振荡电路构造成产生一个通过在AC电压上叠加DC电压而获得的电压。确定电压中AC电压和DC电压之间的比率使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。在这种情况下，优选的是，由振荡电路所产生的AC电压是三角波。

作为上述位移检测器的另一优选实施例，恒流源单元包括振荡电路和电压/电流转换电路，其中振荡电路构造成产生一个通过在AC电压上叠加DC电压所获得的电压。振荡电路具有一个电阻器，DC电压的数值通过该电阻器来确定。确定电阻器的数值的温度系数使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。

在上述位移检测器的另一优选实施例中，恒流源单元包括振荡电路和电压/电流转换电路，其中振荡电路被构造成产生一个通过在AC电压上叠加DC电压所获得的电压。确定AC电压的频率的温度特性使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。在这种情况下，即使在由于恒流源单元由集成电路构成而难于设定电路常数的情况下，也可以在用于确定AC电压的振荡频率的电阻器和电容器被外置的条件下，通过选择电阻器和电容器的温度系数来设定线圈部分阻抗的AC分量的温度系数。

在上述位移检测器的再一个优选实施例中，恒流源单元包括一个DC恒流电路和AC恒流电路。确定从DC恒流电路提供的直流的数值的温度特性、从AC恒流电路提供的交变电流的频率的温度特性、以及从AC恒流电路提供的交变电流的数值的温度特性中的至少一个，使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。在这种情况下，优选的是从AC恒流电路输出的交变电流是三角波。

另外，作为上述位移检测器的优选实施例，线圈部分包括线圈和与线圈串联的电路元件，并且该电路元件的阻抗与磁芯的位移没有相关性。确定电路元件的阻抗的DC和AC分量、以及电路元件的阻抗的DC和AC分量的温度系数中的至少一个，使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。

在上述位移检测器的优选实施例中，电路元件包括电阻器和电感器之一。在这种情况下，可以在适度的成本下控制线圈部分的DC电阻的AC阻抗。

在上述位移传感器的再一个优选实施例中，恒流源单元由集成电路提供，该集成电路包括设定直流的大小、交变电流的频率和振幅的电阻器，并包括数字微调单元，该数字微调单元被构造成设定电阻的大小。电阻的大小是通过数字微调单元确定的，使得峰值V1的温度系数的波动幅度小于AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。

在上述位移检测器中，优选的是，信号处理电路包括整流电路和构成为保持整流电路的输出峰值的电路。

在上述位移检测器中，优选的是，信号处理电路具有放大器，该放大器的温度系数与线圈部分的输出电压的峰值的温度系数成相反正负性关系。根据放大器的输出，信号处理电路输出表示磁芯相对于线圈部分的位置数据的位移信号。由于放大器的输出仅取决于经温度补偿的位移，因此可以通过处理这个输出来获得经温度补偿的位移信号。

本发明另一个所关注的问题是提供一个位移检测器，该位移检测器具有用来实现与上面相同目的的另一部件。即，上述位移检测器的特征在于向线圈部分提供通过在交变电流上叠加直流而获得的一个恒定电流。另一方面，这个位移检测器特征在于将一个电平移位电压Vsh加入到从线圈部分的输出电压中提取的特征值V1上。

即，本发明的位移检测器包括：

恒流源单元，该恒流源单元被构造成输出一个包含交变电流的恒定电流；

线圈部分，所述恒定电流供给到该线圈部分上；

磁芯，该磁芯受到支撑，以便在可动范围内相对于线圈部分可移动；以及

信号处理电路，该信号处理电路被构造成在将恒定电流提供到线圈部分的条件下根据线圈部分的输出电压的变化来确定磁芯相对于线圈部分的位移。这个位移检测器还包括特征值提取单元和电平移位单元，其中，该特征值提取单元被构造成从线圈部分的输出电压中提取特征值V1，而电平移位单元被构造成将一个电平移位电压Vsh加入到特征值上。在可动范围内特征值V1和电平移位电压Vsh的总和V2的温度系数的波动幅度小于在可动范围内特征值的温度系数的波动幅度。

根据本发明，可以避免出现由于调节温度特性而带来的电流消耗变化的不便。另外，由于这种调节是在不依赖于导线材料的DC电阻的温度系数的情况下进行的，因此带来这样的效果，即可以通过简单的电路来补偿线圈部分阻挡的温度系数相对于线圈的位移的变化。换句话说，为了实现本发明的目的，通过电平移位电路，可以将相对小的电平移位值加入到特征值上。因此，这在对电流消耗存在限制的情况下尤其有效。从而，与包括恒流源单元的位移检测器相比，可以呈现出进一步的优点，其中所述恒流源单元用来向线圈部分提供通过在交变电流上叠加直流所获得的恒定电流。

优选的是，上述位移检测器还包括用来调节电平移位电压的温度系数和大小中的至少一个的单元。通过减小大规模生产带来的温度特性的变化，可以以更高的精度调节温度特性。另外，可以通过电平移位电路调节电平移位电压的数字量的大小。

在上述位移检测器中，优选的是信号处理电路包括峰值保持电路作为特征值提取单元、用来将特征值转变成数字信号的A/D转换电路、以及温度补偿电路，其中A/D转换电路设置在峰值保持电路和电平移位电路之间，而温度补偿电路被构造成对电平移位电路的输出进行温度补偿。在这种情况下，可以轻易进行精确标定。

在上述位移检测器中，优选的是，特征值是线圈部分的输出电压的峰值、线圈部分的输出电压的下限值(bottom value)、以及与线圈部分的输出电压的振幅成正比的数值中的一个。

在上述每种位移检测器中，优选的是，线圈部分具有带一曲率的弯曲线圈，且弯曲线圈固定到一壳体上，该壳体具有用来校正弯曲线圈的曲率变化的单元。在这种情况下，可以校正或防止弯曲线圈的曲率变化。

作为每种上述位移检测器的优选实施例，所述磁芯是由多个相同曲率的弯曲磁芯来提供的，这些弯曲磁芯受到支撑，以便围绕单独一个转动轴线转动。线圈部分包括曲率与弯曲磁芯的曲率相同的多个线圈，它们沿转动轴线的轴向彼此分隔开。通过弯曲磁芯围绕转动轴线转动变化弯曲磁芯插入线圈中的插入量。在这种情况下，可以增加弯曲线圈的绕组导线的开度角和可动模块的机械旋转角。因此，可以获得使线圈部分具有良好阻抗线性的大范围的旋转角。另外，当使用具有相同规格的两个线圈时，它们的线圈特性彼此相同。因此，在绕组加工方面和成本方面具有优点。

在每种上述位移检测器的另一优选实施例中，线圈部分由一对内线圈和外线圈提供，该对线圈具有不同的曲率，并且设置成彼此基本平行地弯曲。磁芯包括第一磁芯和第二磁芯，其中第一磁芯以与内线圈相同的曲率弯曲，并受到支撑以便围绕转动轴线可转动，第二磁芯以与外线圈相同的曲率弯曲，并受到支撑以便围绕转动轴线可转动。第一磁芯插入内线圈的插入量可通过围绕转动轴线旋转第一磁芯而改变，而第二磁芯插入外线圈的插入量可通过围绕转动轴线旋转第二磁芯而改变。在这种情况下，可以增大弯曲线圈的绕组导线的开度角以及可动模块的机械旋转角。另外，可以提供减薄的位移检测器。

在每种上述位移检测器的另一优选实施例中，信号处理电路包括信号补偿电路，该信号补偿电路由A/D转换电路和补偿电路构成，该A/D转换电路被构造成将线圈部分的输出电压的峰值转化为数字信号，而补偿电路被构成对数字信号进行数字微调。在接收和处理位移检测器的输出的系统(ECU)中，该系统由数字电路构成，当位移检测器的输出是模拟信号时，担心由于A/D转换或D/A转换的额外重复而带来误差和相应延迟。然而，在这个实施例中，由于位移检测器的输出是数字信号，因此不会出现这个问题。另外，与输出模拟信号的情况相比，可以防止信号传输时外界噪声的影响。

本发明的其他特性和由此带来的效果将从下面描述的实施本发明的最佳模式中更好地理解到。

附图说明

图1是根据本发明第一实施例的位移检测器的电路图；

图2是位移检测器的俯视图；

图3是沿着图2的线A-A′截取的位移检测器的横截面图；

图4是图3的局部放大图；

图5是来自位移检测器的线圈的输出电压的波形图；

图6是示出位移检测器的线圈的阻抗和磁芯的旋转角关系的曲线；

图7是示出位移检测器的线圈的输出电压和磁芯的旋转角关系的曲线；

图8是示出位移检测器的线圈的输出电压的温度系数和磁芯的旋转角的关系的曲线；

图9是示出位移检测器的线圈的峰值电压的温度系数和磁芯的旋转角的关系的曲线；

图10是示出位移检测器的恒流电路和信号处理电路的电路图；

图11是示出位移检测器的振荡电路的电路图；

图12是示出位移检测器的电压-电流转换电路的电路图；

图13是示出位移检测器的另一恒流电路的电路图；

图14是示出位移检测器的另一种电路结构的视图；

图15是示出线圈的输出电压的温度系数和磁芯的旋转角的关系的参考图；

图16是示出根据本发明第二实施例的等效电路的视图；

图17是示出集肤效应所造成的铜导线的电阻值的波动的曲线；

图18是示出邻近效应所造成的铜导线的电阻值的波动的曲线；

图19是根据本发明第一实施例的位移检测器的电路图；

图20是根据本发明第三实施例的位移检测器的电路图；

图21是位移检测器的俯视图；

图22是示出位移检测器的线圈的AC阻抗和磁芯的旋转角关系的曲线；

图23是示出图19的位移检测器的线圈的输出电压的温度系数与磁芯旋转角关系的曲线；

图24是示出图20的位移检测器的峰值保持电路的输出信号的温度系数与磁芯旋转角关系的曲线；

图25是示出图20的位移检测器的峰值保持电路的该输出信号的温度系数与磁芯旋转角关系的曲线；

图26是位移检测器的另一种电路图；

图27是根据本发明第四实施例的位移检测器的电路图；

图28是示出用于本发明第五实施例中的磁芯的磁性材料的特性的视图；

图29A到29E是分别示出在各个频率下线圈的AC阻抗和磁性材料的角度范围线性关系的曲线；

图30A到30D是磁芯的端部形状的视图；

图31是线性行程型位移检测器的横截面图；

图32A到32E是去除了边缘的磁芯的端部形状视图；

图33是在两端部具有支撑/固定元件的线圈的平面图；

图34是根据本发明第六实施例的具有一对线圈部分的位移检测器的俯视图；

图35是图34的位移检测器的局部横截面图；

图36是根据本发明第六实施例的具有一对线圈部分的另一种位移检测器的俯视图；

图37是图36的位移检测器的局部横截面图；

图38A和38B是示出本发明第七实施例的位移信号的视图；

图39A和39B是示出在本发明第七实施例中的另一位移信号的视图；

图40A和40B是示出在本发明第七实施例中的再一位移信号的视图；

图41是根据本发明第八实施例的位移检测器的横截面图；

图42是图41的位移检测器的电路图；

图43是传统位移检测器的横截面图；以及

图44是另一种传统位移检测器的示意图。

具体实施方式

参照附图，根据下面的优选实施例详细解释本发明的位移检测器。

(第一实施例)

如图1到4所示，本发明的位移检测器具有线圈2、可动模块13、以及磁芯1。线圈2围绕弯曲的线圈架10缠绕，该线圈架以恒定的曲率弯曲并具有U形横截面，在线圈架10的内侧形成一涂层11。可动模块13由柱状实体和突起13a构成，该柱状实体以弯曲线圈2的曲率中心为转动轴线，而突起13a形成在该柱状实体的外表面上。磁芯1在其一端连接到突起13a上，并且以恒定曲率弯曲，使得磁芯可以插入到弯曲线圈2的空腔部分内。位移检测器还包括：曲率校正元件12，该曲率校正元件12用来校正线圈2曲率中的变化；壳体14，该壳体14具有一个安装表面，在该安装表面上安装相应的零件；恒流电路3，该恒流电路3用来向线圈2提供恒定电流Id，该恒定电流Id是通过在所需大小的直流Idc上叠加一个具有所需频率f和振幅的交变电流Iac来获得；以及信号处理电路4，该信号处理电路4用来响应在线圈2两端处检测到的电压Vs(检测信号)的峰值V1提供一个表示磁芯1相对所述线圈2的位置数据的位移信号Vout，其中该峰值V1是由恒流电路3提供的恒定电流Id以及线圈2的阻抗z所确定的。线圈2包括线圈部分A，恒定电流Id提供到该线圈部分A上，并且从该线圈部分A处输出检测信号。弯曲的线圈架10可以具有U形之外的其他横截面。作为线圈的绕组导线，例如，优选地是利用镍铬铁合金、锰镍铜合金、或者铜镍合金。在优选实施例中，随着可动模块13的旋转角Θ从0°到90°变化，插入有磁芯2的线圈1的区域减小。

恒流电路3由振荡电路3a和电压-电流转换电路3b构成，振荡电路3a用来产生一个恒定电压Vd′，这个恒定电压Vd′是通过在所需大小的DC电压Vdc′上叠加一个具有所需频率f和振幅的AC电压Vac′来获得的，而电压-电流转换电路3b用来将振荡电路3a提供的恒定电压Vd′转变成恒定电流Id。

在上述位移检测器中，如图1所示，交变电流Iac和直流Idc同时从恒流电路3提供到线圈2上。当“Zdc”标识线圈2的DC电阻、“Zac”标识在AC电流Iac的振荡频率f处的AC阻抗、而“Vs”标识在线圈2的两端处检测到的电压时，电压Vs是DC电压Vdc和AC电压Vac的总和，并由下面的方程表示：

Vs＝Vdc+Vac＝Idc×Zdc+Iac×Zac    (1)

在方程(1)中，其值是复数。但是，当仅考虑电压Vs的峰值电压V1时，电压V1由下面的方程(2)表示：

V1＝Vdc+Vac＝Idc×Zdc+Iac×Zac    (2)

在方程(2)中，其值可作为实数被处理。因此，如图5所示，波形具有峰值电压V1，为DC电压Vdc和AC电压Vac的和。

本实施例的位移检测器特征在于在可动范围内作为DC电压分量Vdc和AC电压分量Vac之和的线圈2的输出电压的峰值V1的温度系数的波动幅度小于在可动范围内AC电压分量Vac的温度系数的波动幅度。

顺便说，在位移检测器中，在室温下校准在所需位移区内检测到的信号的输出线性误差。通过为该信号赋予一个恒定余量，该校准可以成为整个工作温度范围内的校准。例如，可以如下地进行校准：当用于位置检测的角度范围为Θ＝0°到90°，在室温下所检测到的信号的线性误差为±1％FS或更小，且在-40℃到+130℃的范围内为±2％FS或更小。这意味着由于温度波动因素所造成的线性误差的恶化必须控制在±1％FS之内。另外，当室温是30℃时，在高温一侧具有100℃的温度范围。假设线圈部分A的检测信号相对于温度线性地变化，这意味着温度变化比率(温度系数)的波动幅度必须控制在±100ppm/K的范围内。

另外，相对于在所需位移区内的位移，当在线圈2两端处检测到的电压Vs的峰值电压V1的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)在±100ppm/K的范围之内时，通过加入具有恒定温度系数的简单的温度补偿电路，通过简单地增加一个具有常温系数的温度补偿电路，就可以获得一个与室温值偏差为±100ppm/K范围内的温度补偿的电压。这是本发明的目标。

图6是从线圈2阻抗的实际测量值取得的采样数据，该线圈是通过缠绕铜-镍合金导线(GCN 15导线)获得的。在这个曲线中，绘出线圈2的DC阻抗Zdc和AC阻抗Zac，并且水平轴是图2的旋转角Θ。阻抗被设定为相对于旋转角Θ完全线性变化，这与实际测量值很接近。在图6中，分别示出了在周围环境：-40℃、+25℃、+85℃、+130℃下的Zac和Zdc。

在+25℃的环境温度下，DC电阻Zdc是188Ω，温度系数是511ppm/K，且AC阻抗Zac由下式表示：

Zac＝(Z0+Z’×Θ)×{1+(β0+β′×Θ)×T}    (3)

其中，Z0＝636Ω，Z′＝3.48Ω/度，β0＝478ppm/K，β′＝-2.49ppm/K/度，Θ是旋转角，而T是周围的摄氏温度。另外，AC阻抗Zac的温度系数在Θ＝0°时是478ppm/K，且在Θ＝90°时是254ppm/K。因此，波动幅度Δ(dZac/dT)达到224ppm/K。

接着，在恒流电路3输出1.5mA的直流Idc以及0.3mA的交变电流Iac的条件下，在线圈2的两端处检测到的DC电压Vdc、AC电压Vac和峰值电压V1的结果利用上述方程(2)在图7中绘出，其中，为了简化，频率f、直流Idc和交变电流Iac的温度变化比率为零。图8示出它们的温度系数。

如从图8所理解到的，峰值电压V1的温度系数在旋转角Θ＝0°到90°上大约是450到500ppm/K，并且波动幅度Δ(dV1/dT)大约是50ppm/K，这远比AC阻抗Zac的波动幅度窄。因此，通过对峰值电压V1进行470ppm/K的温度补偿，可以无误差地获得实际上等于室温值地补偿电压。

在改变直流Idc、同时保持从恒流电路3输出0.3mA的交变电流Iac的条件下，以如图8所示相同方式计算出的峰值电压V1的温度系数的结果绘于图9中。当直流Idc＝0时，温度系数的位移相关性与线圈2的阻抗z的位移相关性相同。但是，随着直流Idc的增加，它变得接近DC电压Vdc的温度系数。另外，随着磁芯1在线圈2中的插入量减小(在本实施例中，随着旋转角Θ增加)，由于DC电压Vdc在峰值电压V1中的百分比较大，因此容易出现DC电压Vdc的影响。

当直流Idc稍微混合时，峰值电压V1的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)与直流Idc＝0的情况相比得到相当大的改进。随着直流Idc增大，峰值电压V1的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)较小，并然后饱和于某一程度上。因此，由于存在增大直流Idc会导致电流消耗增大的情况，应该在考虑可允许的电流消耗以及峰值电压V1的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)值的情况下选择直流Idc。此时，通过分别设定振荡电路3a所产生的DC电压Vdc′和AC电压Vac′，可以确定恒定电流Id中的直流Idc和交变电流Iac之间的比率。

另外，由于振荡电路3a所产生的AC电压Vac′的频率较高，AC电压对DC电压Vdc的比例增大。因此，通过适当地选择频率f，可以正确地确定Vdc和Vac之间的比率。在上面的解释中，每个频率、直流Idc、以及交变电流Iac的温度变化比率为零。然而，当这些值存在温度系数时，DC电压Vdc和AC电压Vac中每一个的温度系数在图8中上下偏移，从而峰值电压V1的温度特性发生变化。

如从图8和9中所理解到的，当磁芯1的插入量较小时，(dV1/dT)受到(dVdc/dT)的影响很大，并且当磁芯1的插入量较大时，它受到(dVac/dT)的影响很大。这可以从峰值电压V1中DC电压Vdc和AC电压Vac的组成比率中清楚地理解到。

不考虑磁芯1的插入量，(dV1/dT)的值在(dVdc/dT)的值和(dVac/dT)的值之间。当在磁芯1的插入量较大的情况下(在实施例中旋转角Θ＝0°的附近)最小化(dVdc/dT)的值和(dVac/dT)的值之间的差值时，在磁芯1的插入量小的情况下(它自然容易受到DC电压Vdc的温度系数的影响)以及磁芯1的插入量较大的情况下(虽然它易于受到AC电压Vac的温度系数的影响，但是DC电压Vdc接近于AC电压Vac)，(dV1/dT)成为接近(dVdc/dT)的值。结果，易于减小峰值电压V1的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)。

此外，当(dVdc/dT)的值接近在磁芯1最大插入量时(dVac/dT)的值的情况下，与(dVdc/dT)的值接近在磁芯1最小插入量时(dVac/dT)的值的情况相比，可以减小峰值电压V1的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)。

具体地说，根据下面的方法，通过适当地设定频率f、交变电流Iac、以及直流Idc的值、AC阻抗Zac、和DC电阻Zdc的温度系数的值，可以控制(dVdc/dT)和(dVac/dT)。

首先，通过选择线圈2的绕组材料确定DC电阻Zdc的温度系数。作为绕组材料，由于普通的铜导线具有非常大的温度系数，因此实际上使用镍铬铁合金、锰镍铜合金导线或铜-镍合金导线(GCN导线)。在使用铜-镍合金导线的情况下，可以根据铜和镍之间的组分比率来确定体电阻率及其温度系数。

接着，解释针对直流Idc、交变电流Iac和频率f提供适当的温度系数的方法。如图10所示，恒流电路3由振荡电路3a和电压-电流转换电路3b构成，其中振荡电路用来提供电压Vdc′±Vac′。如图11所示，振荡电路3a包括比较器CP1、连接在比较器CP1的输出端子和正相输入端子之间的电阻器R3、连接在地和比较器CP1的反相输入端子之间以提供电压Vcc/2的DC电源E1、一端与比较器CP1的输出端子相连接的电阻器R4、反相输入端连接到电阻器R4的相对端、而正相输入端连接到DC电源E1上的运算放大器OP1、连接在运算放大器OP1的输出端和反相输入端之间的电容器C2、连接在运算放大器OP1的输出端和比较器CP1的正相输入端之间的电阻器R2、以及连接在运算放大器OP1的输出端和控制电源Vcc之间的电阻器R5和R6的串联电路。

另一方面，电压-电流转换电路3b由电阻器R和PNP型晶体管Q1构成，其中电阻器R的一端与控制电源Vcc连接，而PNP型晶体管Q1具有连接到电阻器R1的相对端上的发射极、连接到振荡电路3a上的基极以及连接到线圈2上的集电极。

信号处理电路4利用峰值保持型整流电路作为拾取峰值电压V1的电路。这个电路包括恒流源I1、NPN型晶体管Q2、NPN型晶体管Q3、以及电容器C1和恒流源I2的并联电路，其中恒流源I1的一端与控制电源Vcc相连接，NPN型晶体管Q2具有连接到恒流源I1的相对端上的集电极、连接到集电极上的基极，以及连接到线圈2上的发射极，NPN型晶体管Q3具有连接到控制电源Vcc上的发射极、以及连接到晶体管Q2的基极上的基极，具有连接在地和晶体管Q3的发射极之间电容器C1和恒流源I2的并联电路。在电容器C1的两端处检测到的电压为通过整流在线圈2的两端处检测到的电压Vs所获得的峰值保持电压，即峰值电压V1，这个电压作为位移信号Vout输出。

为了消除叠加在线圈上的RF噪声的影响，优选的是，在信号处理电路的输入一侧上设置低通滤波器。在这种情况下，可以有效地消除RF噪声的影响，其中RF噪声包括线圈驱动电路的谐波分量以及来自外界的辐射噪声。

优选的是，从恒流电路3输出的交变电流为三角波。在上述电路中，运算放大器OP1的输出Vosc是三角波，其偏移中心为Vcc/2。DC电压Vdc′和AC电压Vac′是通过用电阻器R5和R6分割输出Vosc来确定的。与正弦波振荡电路相比，这种三角波振荡电路可以通过简单的构造来实现稳定温度变化的电路。当将方波电流施加到线圈2上时，产生信号电压，该信号电压由于方波电流的di/dt而难于控制。因此，不能使用方波振荡电路。在利用三角波的情况下以及利用正弦波的情况下，可以获得反映磁芯的旋转角Θ的输出电压。

在图11中，AC电压Vac′的振荡频率f正比于(R3/(C2×R4×R2))，并且振幅正比于(R2/R3)。因此，通过适当地设定温度系数以及电容器C2和电阻器R2到R6的值，可以控制温度系数和DC电压Vdc′和AC电压Vac′的值。特别是，即使在恒流电路3整体由单块IC构成时，电容器C2也经常放在外面。因此，用电容器C2调节温度系数的方法是有效的。

另外，当恒流电路3整体以单块IC方式形成时，通过经数字微调设定电阻器R1到R5中的一部分的电阻值或它们全部的电阻值，可以针对频率f、交变电流Iac、和直流Idc提供适当的温度系数。在这种情况下，即使在磁芯1、线圈2和位移区变化时，也不需要更换IC，因此通用型高。

如上所述，数字微调装置，通过将待调节的电阻器连接到一个具有并联的一个电阻器和一开关元件的并联电路上，然后根据数字信号导通/截止该开关元件，进行电阻调节。具体地说，在进行数字微调的情况下，在监控电子特性的同时确定数字数据的最优码，然后所确定的最优码写入到IC的ROM中，或烧断IC中形成的用于数据存储的熔丝，从而将最优码赋予到IC上，并且IC中的电阻器被设定为与这个最优码相对应的值。作为三角波振荡电路，可以使用不同于图11的其他电路结构。

在图10的电压-电流转换电路3b中，即使在振荡电路3a所产生的DC电压Vdc′的温度系数为零时，施加到线圈2上的直流Idc由于晶体管Q1的基极和发射极之间的电压Vbe的温度特性而具有正的温度系数。在不期望存在直流Idc的正温度系数时，可以使用图12的电压-电流转换电路3b′，该电路包括一个附加的运算放大器OP2，这个运算放大器OP2使其反相输入端连接到图10所示的电压-电流转换电路3b的发射极上，输出端连接到晶体管Q1的基极上，而正相输入端连接到振荡电路3a的输出上。

图13示出与图10的恒流电路3不同的恒流电路3′的电路结构。恒流电路3′由交变电流供电电路Sac和直流供电电路Sdc构成。交变电流供电电路Sac形成为具有：NPN型晶体管Q4和PNP型晶体管Q6的串联电路；连接到晶体管Q4和Q6之间的中点的AC电源AC；连接在控制电源Vcc和Vee之间的串联电路，其中包括：由PNP型晶体管Q8、NPN型晶体管Q5、电阻器R7、R8、PNP型晶体管Q7和NPN型晶体管Q10；以及PNP型晶体管Q9和NPN型晶体管Q11的串联电路。晶体管Q4和Q5的栅极彼此连接。晶体管Q6和Q7的栅极彼此连接。晶体管Q8和Q9的栅极彼此连接。晶体管Q10和Q11的栅极彼此连接。在每个晶体管Q8和Q10中，基极与集电极短路。

直流供电电路Sdc形成有PNP型晶体管Q12、发射极连接到控制电源Vcc上的PNP型晶体管Q13、以及连接在地和晶体管Q13的集电极的电阻器R9；其中PNP型晶体管Q12使其集电极连接到晶体管Q9和Q11之间的中点上，而发射极连接到控制电源Vcc上。晶体管Q12、Q13的栅极彼此连接，且晶体管Q13的基极与其集电极短路。

线圈2在其一端连接到晶体管Q9和Q12之间的中点上，由于用来提供交变电流Iac的交变电流供电电路Sac与用于提供直流Idc的直流供电电路Sdc无关，可以简单地控制直流Idc和交变电流Iac之间的比率以及温度系数。此外，它们可以通过数字微调加以设定。

在信号处理电路4包括具有这样一个放大器，该放大器具有与线圈部分A的输出电压的峰值电压V1的温度系数正负性相反的温度系数，并且根据这个放大器的输出而输出位移信号Vout的情况下，这个放大器的输出仅取决于经温度补偿的位移。因此，可以通过处理这个输出来获得经温度补偿的位移信号。

另外，除了恒流电路3之外，可以控制温度系数和DC电阻Zdc和AC阻抗Zac的值。取代图1中所解释的线圈部分A，使用如下的线圈部分A，该线圈部分包括电路元件5，该电路元件5由DC电阻Zdc′和AC阻抗Zac′构成，并与线圈2串联。此时，电路元件5的DC电阻Zdc′和AC阻抗Zac′与磁芯1的旋转角Θ没有关系。因此，通过适当地设定温度系数和DC电阻Zdc′和AC阻抗Zac ′的值，可以控制温度系数和在线圈部分A两端处检测到的电压的峰值。

例如，当电路元件5是纯电阻器时，AC阻抗Zac′成为R(电阻值)。当电路元件5是电感器时，它具有DC电阻Zdc′和AC阻抗Zac ′。此外，当在电路元件5中使用二极管时，可以仅对线圈2两端处检测到的电压Vs的DC分量Vdc造成影响。

如上所述，通过向线圈2施加交变电流Iac和直流Idc，可以显著减小在位移区(旋转角Θ)内信号电压的温度系数的波动幅度Δ(dV1/dT)。当然，随着Δ(dZac/dT)更小，可以进一步减小波动幅度Δ(dV1/dT)。

为了减小Δ(dZac/dT)，希望磁芯1是一种具有导磁率或电阻率的温度系数较小的磁性材料。在磁性材料中，例如在-40到+130℃的范围内，导磁率温度系数没有很大差别。因此，尤其优选的是使用具有较小电阻率温度系数的磁性材料。例如，这种磁性材料包括镍-铬合金、镍-铬-铁合金、铁-铬-铝合金、铜-镍合金和锰镍铜合金。这些金属材料通常用作加热丝，并可以用很低的价格购得。因此，当磁芯1是通过将加热丝切割成所需长度并弯曲所述加热丝而形成时，可以进一步减小磁芯插入情况下线圈阻抗相对于温度的波动，并使得材料的损失最小化。从而，可以以低价格制造具有优异温度特性的磁芯1。

如上所述，存在这样一种情况，即：当未适当设定直流Idc、交变电流Idc、DC电阻Zdc和AC阻抗Zac以及它们的温度系数时，Δ(dV1/dT)变得大于Δ(dZac/dT)。例如，当线圈2具有100Ω的DC电阻Zdc(温度系数50ppm/K)，AC阻抗Zac由上面的方程(3)获得，其中Z0＝800Ω、Z′＝-8Ω/deg、β0＝346ppm/K、而β′＝-2.35ppm/K/deg，并且向线圈2施加0.2mA的直流Idc以及1.0mA的交变电流Iac(这些温度系数是零)时，获得具有与图8向对应的曲线的图15。图中示出Δ(dV1/dT)大于Δ(dZac/dT)。从而，通过简单地施加直流Idc并不能总是减小Δ(dV1/dT)。

在本实施例的位移检测器中，磁芯的位移方向由弯曲线提供。然而在使用由直线提供位移方向的位移检测器中可以获得相同的效果。

(第二实施例)

在本实施例中，对第一温度补偿方法进行解释，通过这种方法，作为一种使Δ(dZac/dT)变得最小的理想条件，线圈2的阻抗z相对于温度的变化不会受到磁芯1相对于线圈2的位移的影响。这个实施例的位移检测器的结构与第一实施例中的相同。因此，相同的部件由相同的附图标记标识，并且省略重复的描述。

作为第一温度补偿方法，说明了将磁芯1未插入到线圈2内的情况下的阻抗z相对于温度的变化率与磁芯1插入线圈2的情况下阻抗z相对于温度的变化率进行匹配的方法。

为了控制在未插入磁芯情况下线圈部分的阻抗，由此实现阻抗相对于温度的变化不会由磁芯相对于线圈的位移而变化，例如，优选地确定线圈部分绕组导线的圈数、绕组导线的绕组节距和输入到线圈部分内的恒定电流的频率中的每一个，使得线圈部分的阻抗的温度系数等于磁芯相对于线圈部分的位移所导致的线圈部分阻抗的温度系数。

如图16所示，线圈2的阻抗z等效于电阻分量Rs和电感分量Ls的串联电路。电感分量Ls具有集肤效应分量。当表层厚度足够薄时，且频率恒定时，集肤效应正比于体电阻率ρ的二分之一次方，且温度系数还受到体电阻率ρ的二分之一次方的影响。图17是示出集肤效应带来的铜导线的电阻值的波动，并且提供了铜导线的频率和电阻值之间的关系。曲线Y7、Y8、Y9和Y10分别对应于0.32mm、0.16mm、0.10mm和0.07mm的导线直径。由于集肤效应的影响，电阻的变化程度取决于频率和线圈的导线直径。

另外，电阻分量Rs的温度系数很大程度上取决于绕组材料的体电阻率ρ的温度系数，且电阻分量Rs还受到邻近效应的影响。图18是示出接近效应所造成的铜导线电阻值的波动的曲线。曲线Y1和Y12分别对应于0.16mm、40圈和0.07mm、60圈的导线直径和圈数的组合。接近效应是在线圈的绕组导线以较窄的绕组节距缠绕时，电流在绕组导线中不均匀流动的现象。随着绕组节距变窄，该影响增大。这种影响还取决于导线直径。由于接近效应分量依赖于体电阻率的负一次方，温度系数也受到体电阻率的负一次方的影响。

即，当导线直径较粗或频率较高时，由于集肤效应和接近效应在不插入磁芯1时的阻抗z的温度系数被减小。因此，在未插入磁芯1的位移条件下的DC电阻分量、集肤效应分量和接近效应分量之间的平衡可以得到控制，以便通过适当地设定绕组导线的体电阻率ρ、圈数、绕组节距和频率来减小线圈2的阻抗z的温度系数。因此，可以解决温度系数响应于位移量变化的问题。

作为绕组材料，由于铜具有非常大的体电阻率ρ温度系数，需要选择具有比铜小的体电阻率ρ的温度系数的材料。具体地说、镍铬铁合金、锰镍铜合金和铜-镍合金优选地用作线圈2的绕组材料。尤其是，优选地使用铜-镍合金，这是由于可以通过合金的配比来控制体电阻率ρ。

接着，解释第二种温度补偿方法，该方法将磁芯1插入到线圈2内的情况下阻抗z相对于温度的变化率与磁芯1未插入线圈2内的情况下阻抗z相对于温度的变化率相匹配。

为了控制插入磁芯情况下的线圈部分的阻抗，由此实现阻抗z相对于温度的变化不受磁芯相对于线圈部分的位移而变化，例如，优选地由如下的材料形成磁芯，通过选择该材料，使得线圈部分的阻抗的温度系数等于由磁芯相对于线圈部分位移所导致的线圈部分的阻抗的温度系数。另外，优选地对磁芯进行表面处理，以便线圈阻抗的温度系数等于由磁芯相对于线圈位移所导致的线圈部分的阻抗的温度系数。

插入磁芯1所导致的线圈2阻抗z的增大取决于磁芯1的体电阻率ρ和导磁率μ。因此，由于温度系数也与磁芯1的体电阻率ρ和导磁率μ的温度系数相关，优选的是充分选择磁芯1，该磁芯经由这样的体电阻率ρ和导磁率μ，使得磁芯1处于线圈2内的温度系数与磁芯1不在线圈2内的温度系数相匹配。另外，可以进行表面处理，使得磁芯1的表面为适当的体电阻率ρ和导磁率μ。

通常，位移检测器所使用的环境温度最高是120到130℃。磁芯1的居里温度远高于环境温度。虽然导磁率μ在居里温度附近剧烈减小，但是在位移检测器所使用的温度范围内很少改变。

因此，在用体电阻率ρ变化小的材料至少形成磁芯1的表面时，可以减小阻抗z的温度系数，并由此使线圈2的阻抗z相对于温度的变化减到最小。其中，体电阻率ρ是影响线圈2的阻抗z增大的另一因素。

例如，在第一实施例的位移检测器根据线圈2的阻抗变化进行位置检测中，这个阻抗的主分量是电感。当通过在线圈2中流过恒定电流而在线圈2轴向上产生的磁场时，环状电流(所谓的涡流)流入磁芯1中，从而抵消在轴向上产生的磁场。这个环状电流具有降低线圈2的电感的作用。环状电流的大小取决于磁芯1的体电阻率，以及所施加的磁场的大小和频率(在使用恒定电流和固定频率情况下，不存在波动)。也就是说，随着磁芯1的体电阻率增大，环状电流变小，从而降低电感的作用减少。因此，当磁芯1的体电阻率具有温度特性时，则电感也具有温度特性。从而，电感的温度特性极大影响阻抗的温度特性。

当线圈2实际用作阻抗因素时，它经常通过施加几十KHz到几百KHz频率的电流来驱动。在这种情况下，在该频率下由线圈2产生的磁场不会到达线圈1的内部，并且汇集在其表面附近。

因此，优选的是至少磁芯1的表面是镍-铬合金、镍-铬-铁合金、铁-铬-铝合金、铜-镍合金和锰镍铜合金中的一种，其中每种材料都是体电阻率ρ较小的材料。在这种情况下，可以减小在磁芯插入到线圈的情况下线圈的阻抗相对于温度的波动。这些材料被称作电热材料。它们具有较小的电阻温度系数。另外，由于铁和镍为磁性材料，它们的合金经常具有磁性。因此，可以相当大地减小阻抗的变化。

然而，如果磁芯1由具有较小体电阻率的材料形成为大块状(bulkshape)，那么就可以获得进一步改进的温度特性。当利用诸如镍-铬合金、镍-铬-铁合金、铁-铬-铝合金、铜-镍合金和锰镍铜合金的电热材料，并通过冲压这些材料的薄片而形成大块状磁芯1时，由于材料损失，生产成本变得很昂贵。然而，通过将容易获得的、市场销售的电热材料的导线切割成所需长度，然后进行弯曲加工(或拉伸加工)，可以经济地制造磁芯，而不会出现无用的工业废品。

可以采用第一和第二种温度补偿方法的结合来有效地进行温度补偿。

(第三实施例)

第一实施例的位移检测器用于在将直流Idc和交变电流Iac供给到线圈2上时，根据在线圈2两端处产生的AC电压Vac和DC电压Vdc之间的比率来减小由于磁芯1相对于线圈2位移而带来的位移信号Vout的温度系数的波动幅度(温度系数的位移相关性)。另外，如图19所示，信号处理电路4例如由峰值保持电路4a、温度补偿电路4c、非线性补偿电路4e和放大电路4d构成。峰值保持电路4a提取在线圈2两端处检测到的电压Vs的峰值V1。温度补偿电路4c以与峰值V1的温度系数正负性相反的温度系数对峰值V1进行温度补偿。非线性补偿电路4e对磁芯1相对于线圈2位移的线性进行补偿。放大电路4d进行信号放大，以输出位移信号Vout。

相反，在这个实施例的位移检测器中，如图20所示，信号处理电路4由峰值保持电路4a、电平移位电路4b、温度补偿电路4c和放大电路4d构成。峰值保持电路4a提取在线圈2两端处检测到的电压Vs的峰值V1。电平移位电路4b将电平移位值Vsh加到峰值V1上，从而提供信号V2。温度补偿电路4c以与信号V2的温度系数正负性相反的温度系数执行对信号V2的温度补偿，从而提供信号V3。放大电路4d进行信号V3的放大，从而输出位移信号Vout。

为了消除叠加在线圈上的RF噪声的影响，优选的是在信号处理电路的输入一侧处设置低通滤波器。虽然RF噪声包括线圈驱动电流的谐波分量和来自外界的辐射噪声，但是可以有效地消除这些影响。

如上所述，本实施例的位移检测器特征在于由峰值保持电路4a从线圈输出电压中提取特征值V1，由电平移位电路将电平移位电压Vsh加到这个特征值上，从而在磁芯可动范围内特征值V1和电平移位电压Vsh的总和的温度系数的波动幅度小于可动范围内特征值V1的温度系数的波动幅度。

从而，由于通过电平移位电路4b将电平移位值Vsh加到峰值V1上，因此，施加到线圈2上的直流Idc可以为零或很小的值。因此，这在对电流消耗存在限制(在图3中，直流Idc＝0)的情况下非常有效。相反，在第一实施例中，由于为减小峰值V1的位移相关性要求Idc/Iac值较大，因此，存在着增加电流消耗的担忧。

峰值V1由上面的方程(2)表示，而另一方面，信号V2由下面的方程表示：

V2＝(Idc×Zdc+Vsh)+Iac×Zac    (4)

其中：(Idc×Zdc+Vsh)对应于DC电压Vdc。适当设定温度系数或电平移位值Vsh的大小(绝对值)等价于如第一实施例中一样适当设定温度系数或直流Idc和交变电流Iac之间的比率。另外，对电平移位值Vsh之外的温度系数、AC阻抗Zac、DC阻抗Zdc、交变电流Iac和直流Idc的值中任一个的适当设定等价于对温度系数和信号V2的DC电压Vdc和AC电压Vac之间的比率的适当设定。因此，可以减小信号V2的温度系数的波动幅度。

这个实施例的位移检测器具有与第一实施例中相同的结构。然而，在本实施例中，如图21所示，随着可动模块13的旋转角Θ从0°向90°变化，磁芯1插入线圈2内的插入量增大。图22示出线圈2的AC阻抗Zac相对于旋转角Θ的温度系数。AC阻抗Zac具有位移相关性。也就是说，随着旋转角Θ变大，磁芯1插入到线圈2内的插入量增大，从而位移相关性增大(在旋转角Θ＝0到100°的范围内，存在大约470ppm/℃的差)。所测得的AC阻抗Zac的频率是70KHz。DC电阻Zdc是58Ω(25℃)。DC电阻Zdc的温度系数是3900ppm/℃。

图23示出在图19的装置结构下提取的峰值V1的温度系数。通过在交变电流Iac＝1mA的条件下改变Idc/Iac的值，可以控制峰值V1的温度系数的位移相关性。当Idc/Iac的值在1.0附近时，峰值V1的温度系数的位移相关性可被减到最小。为了简单起见，假设是在频率、交变电流Iac和直流Idc相对于温度(等)不变化的情况下。

另一方面，图24示出利用图20的装置结构在将电平移位值Vsh从0mV到200mV变化的条件下信号V2的温度系数。直流Idc为零，而电平移位值Vsh的温度系数h是3000ppm/℃。在这种情况下，可以通过改变电平移位值Vsh来控制信号V2的温度系数的位移相关性。当值Vsh在100mV附近时，信号V2的温度系数的位移相关性被减到最小。结果，可以获得与如图19所示的情况相同的效果。

另外，图25是利用图20的装置结构在电平移位值Vsh的温度系数h从0ppm/℃变化到5000ppm/℃的条件下信号V2的温度系数。直流Idc为零，且电平移位值Vsh是100mV。在这种情况下，可以通过改变温度系数h控制信号V2的温度系数的位移相关性。当温度系数h在2000ppm/℃附近时，信号V2的温度系数的位移相关性可以最小化。结果，可以获得如图19的情况相同的效果。

对于如此获得的信号V2，通过温度补偿电路4c(例如，在图23中大约时-1200ppm/℃、在图24中大约是-1450ppm/℃、而在图25中大约是-1300ppm/℃)进行不具有位移相关性的温度补偿，由此获得不依赖于环境温度的信号V3，且信号V3基本上等于室温下针对位移的信号V2。然后，通过放大电路4d对信号V3进行所需的放大，从而输出位移信号Vout(在不需要放大时，信号V3作为位移信号Vout输出)。作为温度补偿电路4c，它不局限于对温度进行初级补偿。例如，它可以通过用来执行次级补偿或其它由非线性方程所表示的补偿的电路来提供。类似地，放大电路4d可以通过对信号V3具有非线性方程所表示的放大程度的电路来提供。

如图26所示，即使在电平移位电路4b连接在线圈2和峰值保持电路4a之间时，所述信号V2由方程(4)表示。因此，可以获得同样的效果。

在本实施例中，当除了电平移位值Vsh和电平移位值Vsh的温度系数h外，对于放大的电路常数和系数、温度补偿的温度系数可以存储在，例如EEPROM中，并且它们可以针对单个产品设定适当的值，可以在不受线圈2或信号处理电路4的单个差异影响下使温度变化带来的特性波动减到最小。

接着，在下面解释电平移位值Vsh及其温度系数的标定，这些标定是在制造位移检测器时单独进行的。

如图24所示，为了通过控制电平移位值Vsh来使得温度特性的位移相关性减到最小，在温度循环下对于每个位移(转动)的峰值V1和信号V2的温度特性得以测量，来决定最佳的电平移位值Vsh，并且然后根据电平移位值Vsh来确定放大电路4d的系数(电路常数)。从而，由于位移信号Vout是在设定放大电路4d的系数之后获取的，因此，需要再次进行温度循环来检查位移信号Vout的温度特性。

另一方面，如图25所示，为了通过控制电平移位值Vsh的温度系数h来使温度特性的位移相关性减到最小，可以首先在室温下确定放大电路4d的系数(温度补偿电路4c的增益是1)。然后，在这个温度循环下通过测量对每个位移(转动)的峰值V1和信号V2的温度特性来确定最佳温度系数h或温度补偿电路4c的温度系数。在这种情况下，由于可以在这个温度循环下对位移信号Vout进行检测，因此不需要重复该温度循环。从而，与控制电平移位值Vsh的情况相比，通过控制电平移位值Vsh的温度系数h可以更简单地进行标定。

如在第一实施例中的情况，当偏置电流施加到线圈2上时，与如图23所示的控制Idc/Iac的值相比，通过控制频率、交变电流Iac或直流Idc的温度系数可以更简单地进行标定。

在上述解释中，在线圈2两端处检测的电压的峰值V1作为原始信号进行信号处理。另外，在线圈2两端处检测的电压的下限电压可作为原始信号进行信号处理。在这种情况下，取代方程(2)和(4)，利用下面的方程：

V1＝Vdc+Vac＝Idc×Zdc-Iac×Zac    (5)

V2＝(Idc×Zdc+Vsh)-Iac×Zac       (6)

在这种情况下，通过适当地设定电平移位值Vsh的温度系数h和电平移位值Vsh(其中至少一个设定为负值)，可以获得与上面相同的效果。另外，通过将在线圈2两端处测得的电压的有效值和峰到峰电压用作原始信号，并对原始信号进行电平移位，可以获得与上面相同的效果。

从而，根据第二实施例，不需要使用线圈2的DC电阻Zdc的温度系数。因此，仅仅从线圈2两端处测得的电压中提取AC电压Vac，并且通过电平移位电路4b给出一个DC电压(电平移位值Vsh)就足够了。这提供了很大的电路设计自由度。

(第四实施例)

如图27所示，本实施例的位移检测器包括连接到峰值保持电路4a上的A/D转换电路4f以及数字运算模块4g，该数字运算模块4g连接到A/D转换电路4f上，并由电平移位部分41、温度补偿部分42和放大部分43构成。在线圈2两端处测得的电压的峰值V1由A/D转换电路4f转换成数字信号DV1。然后，作为一种在数字运算模块4g中所执行的数字信号操作，由电平移位部分41加入所需的数字量，以便获得电平移位的数字信号DV2。在温度补偿部分42中，对数字信号DV2执行用来进行温度补偿的操作。另外，放大部分43将温度补偿部分42的数字输出信号放大，以输出作为数字信号的位移信号Vout。

从而，当信号被数字化时，放大系数、温度补偿的温度系数、电平移位的温度系数的数字量可以通过在一个温度循环中仅测量峰值V1的温度特性来经计算确定。另外，这具有可通过计算来检验输出位移信号Vout的温度特性的优点(实际输出和计算输出之间的误差小于量化误差)。此外，通过对数字操作结果进行D/A转化，可以获得模拟信号输出。

(第五实施例)

在这个实施例中，解释改善输出的线性的方法。本实施例的位移检测器的结构基本与第一到第四实施例中的任一例相同，因此相同的部件由相同的附图标记标识，并且省略重复的描述。

作为改善输出的线性的第一种方法，选择磁芯1的适当材料，并且适当地确定交变电流Iac的频率f。通过改变在第一实施例中介绍的线圈2的材料，发明人进行了多次有关AC阻抗Zac的线性的实验。图28是所用的软磁铁、透磁合金、电磁不锈钢、SUS430等金属材料以及相应的评估特性，即电阻率的列表。在图28中，“电磁不锈钢”是除了11％的CR之外还包含Si、Mn、P、Ni和Ti的金属，并用于电磁阀和继电器磁轭。为了使得每种金属材料呈现出磁性，在专属于各种金属材料的条件下进行热处理。金属材料的形状彼此相同。

图29A到29E示出金属材料在各个频率f、10KHz、30KHz、50KHz、70KHz和90KHz的交变电流Iac下的AC阻抗Zac的线性的实验结果。对于这些结果，可以理解到磁性不锈钢(电磁不锈钢)呈现可与软磁铁和纯铁相比的良好线性。尤其是，由于SUS430(18Cr铁素体不锈钢)廉价、具有抗腐蚀性并对角度范围和频率都呈现出良好线性，因此它优选地被用作位移检测器的磁芯材料。可以想到这些线性是通过电阻率和导磁率之间的平衡以及频率特性来加以确定的。例如，由于在频率高于50KHz时铁铬合金具有理想的线性，因此通过对抗腐蚀性采取措施，它可以成为适当的磁芯材料，在电阻率相对于温度的变化率方面具有优势。

作为第二种改进方法，采取一定措施来减小现有技术中成为问题的“末端效应”。例如，优选的是，与剩余部分相比，磁通量更易于穿过从磁芯端部伸出所需长度的那部分，或者从磁芯端部延伸过所需长度的那部分具有比剩余部分更大的直径。另外，从磁芯端部延伸过所需长度的那部分可以由比剩余部分导磁率更高的材料制成。在这些情况下，可以减弱“末端效应”，从而可以在更宽的区域上保持输出的线性。

图30A和30B示出通过适当确定磁芯1的形状来增加磁芯1的前端部分1a和1b对AC阻抗Zac的作用。在图30中，磁芯1的前端部分1a形成为厚度大于磁芯1的剩余部分的矩形形状。在图30B中，磁芯1的前端部分1b具有比磁芯1的剩余部分厚的楔形形状。在这两种情况中，由于前端部分1a或1b比磁芯的剩余部分厚，因此可以增加磁通量在缠绕导线的节距中的互连量，由此更进一步有助于增大电感。另外，当磁芯1是通过蚀刻或金属注模形成时，可以防止生产成本上升。

图30C示出可以通过用导磁率高于磁芯主体的材料形成前端部分1c来增加在磁芯1的前端部分1c处的磁通量互连量，由此有助于增大电感。在图30A和30B的情况下，其中剩余部分必须比前端部分薄，这样可能出现灵敏度下降的问题。然而，在图30c的情况下，不会出现这种灵敏度下降的问题。另外，由于磁芯具有恒定的厚度，它变得机械上稳定，并且可以通过将两个部分相结合而轻易形成。

另外，还优选的是用导磁率高于剩余部分的材料对从磁芯端部延伸过所需长度的部分进行表面处理，或者以镀有透磁合金的电磁不锈钢形成从磁芯端部延伸过所需长度的那部分的表面。另外，对磁芯端部的边缘可以进行倒角。

图30D示出磁芯的前端部分1d用导磁率较高的材料进行表面处理(电镀)的情况。在减少生产的时间和劳力以及利于定位的方面，这进一步改善了图30C的情形。另外，由于磁芯厚度可以保持恒定，磁芯变得机械上稳定，并且可以轻易形成弯曲的线圈。作为电镀的替代，例如可以粘贴导磁率高的薄片材料。

图31所示的位移检测器包括线圈2和磁芯1，线圈是通过将导线缠绕在中空线圈架15上而形成的，而磁芯1在线圈2的缠绕方向X上延伸，以便磁芯1可以插入到线圈架15的中空部分中。以与第一到第四实施例中任一例相同的方式形成恒流电路和信号处理电路(未示出)。在这个实施例中，磁芯1构造成传统形状，并且绕组导线如此缠绕，使得线圈端部比剩余部分厚(即，绕组的层数多)。因此，即使在仅仅磁芯1的前端部分插入的情况下，由更多绕组层所产生的磁通量也可以互连，从而增加电感。

另外，为了防止在磁芯1和线圈2的线圈架的内表面中间出现意外的摩擦，优选的是，对磁芯1的前端部分进行倒角，或者进行倒圆处理，来去除边缘，如图32A到32E所示。在这些情况下，在没有这种摩擦的情况下可以防止线性恶化。在图32A到图32E中，如图30A到30D那样，对磁芯1的前端部分进行倒角或倒圆处理。

在示出磁芯1和线圈2的横截面的图4中，在弯曲的线圈架10的内表面上形成诸如铜的非磁性材料的涂层11，在弯曲的线圈架10中可以插入磁芯1，从而防止磁芯1和线圈2之间摩擦。在利用金属材料或者导电材料作为涂层的情况下，要求该材料在横截面中不形成一个封闭的环。取代金属沉积，可以通过片状金属元件来形成线圈架通孔中的侧表面的一部分。另外，可以使用具有滑动性和耐磨性的材料，如氟涂层来获得相同的效果。在这些情况中，由于薄片或线性元件(尤其是，非晶体的)用于磁芯1，并且该磁芯可以沿着弯曲线圈架10的通孔的内表面滑动，因此具有减薄位移检测器或减小直径以及改善输出的线性的效果。

在使用镀有透磁合金的电磁不锈钢的情况下，具有如下的效果，即可以在磁芯端部和剩余部分之间获得良好平衡的导磁率并且获得优越的抗腐蚀性。此外，当以被插入到弯曲的线圈架10内的弹簧线圈形成线圈2时，可以轻易获得均匀的绕组节距。

另外，如图2所示，壳体具有曲率校正元件12，用来将由线圈2的缠绕张力使弯曲线圈架变形导致的减小的曲率回复到其原始状态。曲率校正元件12形成有沟槽，该沟槽具有与线圈2基本相同的曲率。当线圈2插入到曲率校正元件2的沟槽中时，曲率校正元件12与线圈2的内径部分和底侧形成接触，从而校正弯曲的线圈架10曲率的减小。曲率校正元件12可以通过与线圈2内径部分的至少一部分形成接触而校正线圈曲率的变化。在图2中，曲率校正元件12可以与壳体14单独形成，另外，可以在壳体14自身之内形成类似的沟槽。

形成这种曲率校正元件12体现了如下所述的另一个优点。即，在不具有这种结构的线圈2中，需要在线圈2的凸缘的附近以及相对两端处，从外侧设置保持/固定元件16，如图33所示。在存在保持/固定元件的情况下，磁芯2的行程(机械位移量)受到限制。然而，在未形成保持/固定元件的图2情况下，可以使得磁芯1的行程延长。另外，取代行程延长，弯曲线圈架10的绕组部分的角度范围可以伸长，从而改善了输出的线性。

(第六实施例)

根据故障自动防护系统的思想及将其用于汽车中(例如，用于检测加速踏板的位置的位置传感器)的考虑，形成图34到37中所示的本实施例的位移检测器。由此目的，位移传感器具有通过对图2或3所示的位移检测器的线圈部分进行加倍所获得的结构。在图34和35中，位移检测器包括一对以相同曲率弯曲的线圈2a、2b，以及一对以相同曲率弯曲的磁芯1a、1b，使得通过围绕旋转轴线转动可动模块13，每个磁芯可以插入到相应的线圈2a、2b中。这两个线圈1a、1b沿着旋转轴线的方向一个设置在另一个之上。与两个线圈放置在同一平面的图44所示的情况相比较，可以增加线圈2a、2b的绕组部分的开度角以及可动模块13的机械旋转角。结果，可以提供大范围的旋转角Θ，在该旋转角的范围内，每个线圈2a、2b的阻抗z的线性良好。此外，由于这些线圈2a、2b可以形成为具有相同的特性，它们在导线缠绕的方便性和成本方面具有优势。

图36和37所示的位移检测器包括以小曲率弯曲的线圈2a、以大曲率弯曲的线圈2b、以及一对磁芯1a、1b，它们以小曲率和大曲率来弯曲，以便通过围绕旋转轴线转动可动模块13，每个磁芯可以插入到相应的线圈2a、2b中。磁芯2a、2b设置在相同的平面上，以便相对于磁芯1a和1b的旋转轴线延伸过相同范围的旋转角Θ。因此，如同在图34和35中所示的位移检测器的情况一样，可以增加线圈2a、2b的绕组部分的开度角，以及可动模块13的机械旋转角。结果，获得大范围的旋转角Θ，在该旋转角的范围内，每个线圈2a、2b的阻抗z的线性良好。此外，具有可以减薄位移检测器的另一优点。

通过用树脂材料17整体模制在弯曲线圈架10a上缠绕的线圈2a、2b，可以防止组装时或受到振动/冲击时导线断开。另外，由于在组装时两个线圈2a、2b之间的位置关系不会偏移，因此可以减小两个检测部分之间输出变动。此外，对这两个整体模制的线圈部分和可动模块13进行定位变得容易，并且组装所需的时间得以缩短。通过在弯曲的线圈架10a、10b不变形的条件下进行树脂模制，可以省略形成用来校正弯曲线圈架变形的特定元件。此外，磁芯1a、1b可以与要被插入到线圈中的树脂材料一体地模制。这具有改善组装时的定位并防止在两个线圈部分之间输出变动的优点。

(第七实施例)

本实施例的位移检测器的结构与第一到第六实施例中的任一例基本相同，因此，相同的部件由相同的附图标记标识，并且省略重复的解释。

在本实施例中，解释从信号处理电路4输出的位移信号Vout。当处理从信号处理电路输出的信号的系统(ECU)是数字电路，并且位移信号Vout是模拟信号时，可能会由于重复冗余的A/D转换和D/A转换而造成误差和反应延迟。然而，当位移信号Vout是数字信号时，不会出现这些问题。另外，可以减小外界噪声对信号传输的影响。因此，在本实施例中，从信号处理电路4输出的位移信号是数字信号。信号处理电路4具有信号校正电路，该信号校正电路由A/D转换电路和校正电路构成，其中A/D转换电路用于将线圈部分A的输出电压的峰值V1转换成数字信号，而校正电路用于对数字信号进行数字微调。

优选的是，从信号处理电路输出的位移信号由输出起始信号以及如下的脉冲信号之一构成，这些脉冲信号是：从输出起始信号的输出起在取决于位置数据的周期消逝后所提供的脉冲信号、接着输出起始信号提供的具有占空比取决于位置数据的脉冲信号、接着输出起始信号提供的具有脉冲宽度取决于位置数据的脉冲信号、以及接着输出起始信号提供的多信号脉冲，这些信号的数量取决于位置数据。

图38A和38B示出从信号处理电路4提供的位移信号Vout的第一示例。位移信号Vout由输出起始信号和脉冲信号构成，该输出起始信号的宽度与三个基准脉冲Vr的脉冲宽度相一致，而脉冲信号是从输出起始信号输出起在周期T2消逝后提供的。在ECU一侧，通过用计时器测量输出起始信号的脉冲宽度T1以及周期T2，可以确定磁芯1相对于线圈2的位置。

图39A和39B示出从信号处理电路4提供的位移信号Vout的第二示例。位移信号Vout由输出起始信号和多信号脉冲构成，其中输出起始信号的宽度与三个基准脉冲Vr的脉冲宽度相一致，而多信号脉冲的信号数量取决于位置数据，该脉冲接着输出起始信号被提供。在ECU一侧，通过用计数器对脉冲信号的数量进行计数，可以确定磁芯1相对于线圈2的位置。图40A和40B示出从信号处理电路4提供的位移信号Vout的第三示例。位移信号Vout由脉冲信号构成，该脉冲信号的占空比取决于位置数据。占空比的ON/OFF次数分别根据基准脉冲Vr的脉冲数来确定。在ECU一侧，通过用计时器测量周期和脉冲宽度，可以确定磁芯1相对于线圈2的位置。

确保数字输出具有所需比特数导致在位移检测器和ECU之间的导线数量增多。然而，根据上述结构，仅需要一根信号线。位移信号Vout可以由具有取决于位置数据的脉冲宽度的脉冲信号构成。如果在信号线的数量上没有限制，则位移信号Vout可以由具有满足位置检测所需的解析度的比特数的数字信号构成。在这种情况下，可以由ECU以实时方式进行读取，由此利于进行处理。

(第八实施例)

本实施例的位移检测器的横截面结构和电路结构分别示于图41和42中。每个信号处理电路4a、4b的结构与第一、第三和第四实施例中任一例的结构相同。

根据故障自动防护系统及将其用于汽车中的考虑，这个实施例的位移检测器具有双层结构的传感器线圈部分。所述位移检测器包括一对线圈2a、2b，磁芯1、恒流电路3、信号处理电路4a、和信号处理电路4b构成，其中，每个线圈通过将导线缠绕在中空线圈架15上而形成，并且设置成彼此沿绕组轴向相对设置，磁芯1可以插入到线圈架15的中空部分内，并沿着线圈2a、2b的绕组轴向X移动，恒流电路3用于分别向线圈2a、2b输出恒定电流Ida、Idb，信号处理电路4a用于将在线圈2a的两端处检测的、由恒流电路3提供的恒定电流Ida以及线圈2a的阻抗Za所确定的电压的峰值转变为表示磁芯1和线圈2a之间的位置数据的位移信号，而信号处理电路4b用于将在线圈2b的两端处检测的、由恒流电路3提供的恒定电流Idb以及线圈2b的阻抗Zb所确定的电压的峰值转变为表示磁芯1和线圈2b之间的位置数据的位移信号。

在本实施例中，两个线圈2a、2b共用磁芯1，该磁芯1安装到一个结构件(未示出)上。另外，相同的恒流电路3分别向线圈2a、2b提供具有所需频率和所需振幅的恒定电流Ida、Idb。因此，可以减小由于形成双层结构的线圈部分而带来的成本增加。

另外，集成电路(IC)部分是最昂贵的部分。因此，在恒流电路3的有源电路部分和信号处理电路4a、4b由单块集成电路构成时，可以进一步减小由于形成双层结构的线圈部分而带来的成本增加。

此后，对关于如何具体使用根据第一到第八实施例的位移检测器的一些示例加以解释。首先，在使用检测器作为检测汽车加速踏板的位置的位置传感器的情况下，由于检测角度相对窄，即大约30°，因此具有相同曲率的弯曲线圈架布置在同一平面上。因此，线圈的阻抗成互补关系。另外，由于检测器设置在汽车的驾驶室内，因此检测器的工作温度的上限并不那么高。此外，由于相对于检测角有足够大的行程，可以使用输出的线性良好的中间部分，而不必对磁芯的材料和形状做出较大的改变。

接着，在使用检测器作为节气门位置传感器的情况下，需要大约90°或更大的较大的检测角，以及较大的机械行程。对于这种情况，优选地使用图34和35所示的具有双层结构的弯曲线圈架，或者使用特征为具有不同曲率并布置在相同平面上以便具有相同范围的旋转角的弯曲线圈架的结构，如图36和37所示。另外，由于相对检测角在机械行程上具有限制，因此理想的是选用诸如SUS30的磁芯材料，通过这种材料可以轻易获得线圈阻抗的线性。此外，由于节气门位置传感器设置在汽车的发动机室内，检测器需要具有一个更高的工作温度上限。因此，希望选用可以轻易获得线性的磁芯材料，并且向线圈提供适当的偏置电路，由此使得角度变化对温度特性(温度系数)的影响最小。

另外，在使用检测器作为用于诸如发电厂的工厂的位置传感器的情况下，检测器通常经历高温。因此，希望使用铁铬作为磁芯材料，并对线圈提供适当的偏置电流，由此使角度变化对温度特性(温度系数)的影响最小。

另外，在使用检测器作为在机动踏板车中进行角度检测的位置传感器的情况下，由于成本的原因，通常仅使用一个线圈部分。另一方面，在使用检测器作为在汽车中进行角度检测的位置传感器的情况下，为了确保系统的可靠性，双层结构的线圈部分是优选的。

工业应用性

如上所述，根据本发明的位移检测器，线圈部分阻抗的温度系数相对于磁芯位移的变化可以通过利用相对简单的电路结构予以补偿。尤其是，当恒流电路由集成电路构成，且难于对电路常数进行设定时，本发明是有效的。另外，在使用从线圈部分的输出电压中提取特征值V1的特征值提取单元并且使用将电平移位电压Vsh加到特征值上的电平移位电路情况下，本发明的目的可以通过在特征值上加上相对小的电平移位值来实现，并因此本发明更适用于电流消耗受到限制的情况。

从而，具有上述效果的本发明的位移检测器可以用在各种领域中，诸如机动踏板车中用于角度检测的位置传感器或者用在如发电厂的工厂中的位置传感器，以及用于汽车的传动装置位置传感器或节气门位置传感器。

Claims (27)

1.一种位移检测器，包括：

恒流源单元，该恒流源单元被构造成输出一个包含交变电流的恒定电流；

线圈部分，所述恒定电流供给到该线圈部分上；

磁芯，该磁芯受到支撑，以便在可动范围内相对于线圈部分移动；以及

信号处理电路，该信号处理电路被构造成在将恒定电流提供到线圈部分的条件下根据线圈部分输出电压的变化确定磁芯相对于线圈部分的位移；

其中，所述恒流源单元向线圈部分提供恒定电流，这个恒定电流是通过将直流叠加在交变电流上获得的，并且在所述可动范围内线圈部分的输出电压的峰值的温度系数的波动幅度小于在所述可动范围内AC电压分量的温度系数的波动幅度，其中所述输出电压为DC电压分量和AC电压分量的总和。

2.如权利要求1所述的位移检测器，其中，确定恒定电流中的交变电流和直流之间的比率、所述线圈部分的阻抗的AC分量和DC分量之间的比率、在恒定电流中的交变电流和直流之间的比率的温度特性、以及所述线圈部分阻抗的AC分量和DC分量之间的比率的温度特性中的至少一个，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

3.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述线圈部分包括具有一曲率的弯曲线圈，而所述磁芯具有与所述弯曲线圈相同的曲率，并且围绕转动轴线可旋转，且通过围绕转动轴线转动所述磁芯改变所述磁芯插入到所述弯曲线圈中的插入量。

4.如权利要求3所述的位移检测器，其中，与所述磁芯以最小插入量插入所述弯曲线圈的情况下所述线圈部分输出电压的AC电压分量的温度系数相比，所述线圈部分输出电压的DC电压分量的温度系数更接近于所述磁芯以最大插入量插入所述弯曲线圈的情况下所述线圈部分输出电压的AC电压分量的温度系数。

5.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述恒流源单元包括振荡电路和电压/电流转换电路，其中振荡电路构作成产生一个通过在AC电压上叠加DC电压而获得的电压，确定所述电压中AC电压和DC电压之间的比率，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

6.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述恒流源单元包括振荡电路和电压/电流转换电路，其中所述振荡电路构作成产生一个通过在AC电压上叠加DC电压所获得的电压，所述振荡电路具有一电阻器，通过该电阻器来确定DC电压的值，且确定所述电阻器的值的温度系数，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

7.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述恒流源单元包括振荡电路和电压/电流转换电路，其中所述振荡电路构作成产生一个通过在AC电压上叠加DC电压所获得的电压，确定AC电压频率的温度特性，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

8.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述恒流源单元包括一个DC恒流电路和AC恒流电路；确定从DC恒流电路提供的直流的数值的温度特性、从AC恒流电路提供的交变电流的频率的温度特性、以及从AC恒流电路提供的交变电流的数值的温度特性中的至少一个，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

9.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述线圈部分包括线圈和与所述线圈串联的电路元件，所述电路元件的阻抗与所述磁芯的位移没有相关性；确定所述电路元件的阻抗的DC和AC分量、以及所述电路元件的阻抗的DC和AC分量的温度系数中的至少一个，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

10.如权利要求9所述的位移检测器，其中，所述电路元件是电阻器和电感器中的一个。

11.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述恒流源单元由集成电路提供，该集成电路包括设定直流的大小、交变电流的频率和振幅的电阻器，并包括数字微调单元，该数字微调单元被构造成设定所述电阻器的值，而且通过数字微调单元确定所述电阻器的值，使得所述峰值的温度系数的波动幅度小于AC电压分量的温度系数的波动幅度。

12.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述信号处理电路包括整流电路以及被构造成保持所述整流电路的输出峰值的电路。

13.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述信号处理电路具有放大器，该放大器的温度系数与所述线圈部分的输出电压的所述峰值的温度系数成相反正负性关系，并且所述信号处理电路根据所述放大器的输出输出表示所述磁芯相对于所述线圈部分的位置数据的位移信号。

14.如权利要求5所述的位移检测器，其中，由所述振荡电路产生的AC电压是三角波。

15.如权利要求3所述的位移检测器，其中，所述线圈部分具有带一曲率的弯曲线圈，并且所述弯曲线圈固定到壳体上，该壳体具有被构造成校正所述弯曲线圈的曲率变化的单元。

16.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述磁芯是由多个相同曲率的弯曲磁芯来提供的，这些弯曲磁芯受到支撑以围绕单独一个转动轴线转动，

所述线圈部分包括曲率与所述弯曲磁芯相同的多个线圈，它们沿转动轴线的轴向彼此分隔开，并且

通过所述弯曲磁芯围绕转动轴线转动改变所述弯曲磁芯插入所述线圈中的插入量。

17.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述线圈部分由一对内线圈和外线圈提供，该对线圈具有不同的曲率，并且设置成彼此基本平行地弯曲；

所述磁芯包括第一磁芯和第二磁芯，其中第一磁芯以与所述内线圈相同的曲率弯曲，并受到支撑以便可围绕转动轴线转动，第二磁芯以与所述外线圈相同的曲率弯曲，并受到支撑以便可围绕所述转动轴线转动；

所述第一磁芯插入所述内线圈的插入量可通过围绕所述转动轴线旋转所述第一磁芯而改变，并且

所述第二磁芯插入所述外线圈的插入量可通过围绕所述转动轴线旋转所述第二磁芯而改变。

18.如权利要求1所述的位移检测器，其中，所述信号处理电路包括信号补偿电路，该信号补偿电路由A/D转换电路和补偿电路构成，该A/D转换电路被构造成将所述线圈部分的输出电压的峰值转化为数字信号，而补偿电路被构造成对所述数字信号进行数字微调。

19.一种位移检测器，包括：

恒流源单元，该恒流源单元被构造成输出一包含交变电流的恒定电流；

线圈部分，所述恒定电流供给到该线圈部分上；

磁芯，该磁芯受到支撑，以便在可动范围内相对于线圈部分移动；以及

信号处理电路，该信号处理电路被构造成在将恒定电流提供到所述线圈部分的条件下根据所述线圈部分的输出电压的变化确定磁芯相对于线圈部分的位移；

其中，该位移检测器还包括特征值提取单元和电平移位单元，其中，该特征值提取单元被构造成从所述线圈部分的输出电压提取特征值，而电平移位单元被构造成将一个电平移位电压加到特征值上；并且

在所述可动范围内特征值和电平移位电压的总和的温度系数的波动幅度小于在所述可动范围内特征值的温度系数的波动幅度。

20.如权利要求19所述的位移检测器，还包括用来调节电平移位电压的大小和温度系数中的至少一个的单元。

21.如权利要求19所述的位移检测器，其中，所述信号处理电路包括峰值保持电路作为所述特征值提取单元、用来将特征值转变成数字信号的A/D转换电路、以及温度补偿电路，其中A/D转换电路设置在所述峰值保持电路和所述电平移位电路之间，而温度补偿电路被构造成对所述电平移位电路的输出进行温度补偿。

22.如权利要求19所述的位移检测器，其中，特征值是所述线圈部分的输出电压的峰值、所述线圈部分的输出电压的下限值、以及与所述线圈部分的输出电压的振幅成正比的数值中的一个。

23.如权利要求19所述的位移检测器，其中，所述线圈部分包括一个具有一曲率的弯曲线圈；

所述磁芯具有与所述弯曲线圈相同的曲率，并可围绕转动轴线旋转；并且

通过围绕所述转动轴线来旋转所述磁芯改变所述磁芯插入所述弯曲线圈中的插入量。

24.如权利要求19所述的位移检测器，其中，所述线圈部分具有带一曲率的弯曲线圈，且所述弯曲线圈固定到一壳体上，该壳体具有用来调整所述弯曲线圈的曲率变化的单元。

25.如权利要求19所述的位移检测器，其中，所述磁芯是由多个相同曲率的弯曲磁芯来提供的，这些弯曲磁芯受到支撑，以便围绕单独一个转动轴线转动，

所述线圈部分包括曲率与所述弯曲磁芯相同的多个线圈，它们沿转动轴线的轴向彼此分隔开，并且

通过所述弯曲磁芯围绕转动轴线转动改变所述弯曲磁芯插入所述线圈中的插入量。

26.如权利要求19所述的位移检测器，其中，所述线圈部分由一对内线圈和外线圈提供，该对线圈具有不同的曲率，并且设置成彼此基本平行地弯曲；

所述磁芯包括第一磁芯和第二磁芯，其中，第一磁芯以与所述内线圈相同的曲率弯曲，并受到支撑以便可围绕转动轴线转动，第二磁芯以与所述外线圈相同的曲率弯曲，并受到支撑以便可围绕转动轴线转动；

所述第一磁芯插入所述内线圈的插入量通过围绕转动轴线旋转所述第一磁芯而改变，并且

所述第二磁芯插入所述外线圈的插入量可通过围绕转动轴线旋转所述第二磁芯而改变。

27.如权利要求19所述的位移检测器，其中，所述信号处理电路包括信号补偿电路，该信号补偿电路由A/D转换电路和补偿电路构成，该A/D转换电路被构造成将所述线圈部分的输出电压的峰值转化为数字信号，而补偿电路被构造成对所述数字信号进行数字微调。

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