CN1697436A - 正交分组mc－cdma下行链路结合频偏补偿的信号检测方法 - Google Patents

Abstract

一种正交分组MC－CDMA下行链路结合频偏补偿的信号检测方法，其步骤：将接收信号送CP去除模块(A101)，去除循环前缀，送S/P转换模块(A102)转换成并行数字信号，后分别送入乘法运算模块(A103)与频偏估计模块(C101)；在乘法运算模块中进行频偏补偿，再送FFT处理模块(A104)进行解调，后送解组复用模块(B101)解组，后分别送入时频变换模块(B102)与解扩模块(D101)；时频变换模块输出的信号送频偏估计模块，得到频偏估计值，后送频偏补偿模块(C102)，得到频偏补偿矩阵，送乘法运算模块；在解扩模块中解扩，后送合并检测模块(D102)，检测出用户信号，明显提高了检测性能。

Description

正交分组MC-CDMA下行链路结合频偏补偿的信号检测方法

技术领域

本发明属于码分多址CDMA移动通信系统采用多载波调制技术领域。

背景技术

CDMA移动通信技术以其频率规划简单、系统容量大、抗多径能力强、通信质量好、电磁干扰小等特点显示出巨大的发展潜力，是未来移动通信的主流技术之一。未来移动通信还将采用广带传输，但单载波CDMA技术难以直接推广到广带传输，必须采用多载波(multicarrier，MC)并行传输体制。将多载波技术与CDMA技术相结合的方案主要有多载波CDMA(MC-CDMA)、多载波直接序列扩频CDMA(multicarrierDS-CDMA)和多音调制CDMA(MT-CDMA)三种主要形式。这三种方案都可以在不增加发射机与接收机复杂度的情况下通过付里叶变换对(逆付里叶变换/付里叶变换，IFFT/FFF)方便地实现发射与接收，并且具有较高的频谱利用率。其中，MC-CDMA方案由于可以采用频域分集和优良的系统性能被认为是三种方案中最具前景的方案，也是未来移动通信系统最具竞争力的方案之一。

正交分组MC-CDMA方案为传统MC-CDMA方案的一种优化方案。正交分组MC-CDMA将子载波分成相互正交的子载波组，再将发射端的用户分配到相应的子载波组，被分配到同一组的用户用相互正交的Walsh扩频码区分，通过合理选择每一组中载波的个数，每个用户可以达到理想的频率分集。

但MC-CDMA类方案包括正交分组MC-CDMA方案对载波频率偏移(以下简称载波频偏或频偏)非常敏感，即当发射机和接收机之间的频率不匹配时，子载波之间的正交性被破坏，产生了载波间干扰(ICI)，使系统性能急剧下降。因此，对MC-CDMA类方案的载波频偏进行有效地估计与补偿，是有效实现MC-CDMA类方案的关键技术之一。

近年来已提出了一些可用于MC-CDMA类方案的载波频偏估计与补偿的技术，概括起来主要有基于数据辅助估计(data-aided)或基于导频符号类的估计方法和非数据辅助(non-data-aided)估计，即盲估计方法。基于数据辅助类方法由于插入了导频符号而带来了频率资源的浪费。盲估计方法主要有利用循环前缀(cyclic prefix，CP)的估计方法和虚子载波(virtual subcarrier，VSC)估计方法。利用循环前缀的估计方法由于循环前缀是用于承载干扰和起保护作用的，因此该方法估计精度低。虚子载波的估计方法是利用虚子载波和用于传送数据的载波之间的正交性来估计载波频偏的，这种估计方法需要分配额外不传输任何数据的子载波，因而大大降低了系统的频带利用率。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提出一种正交分组MC-CDMA下行链路结合频偏补偿的信号检测方法。该方法首先能有效地估计正交分组MC-CDMA下行链路载波频偏，并以频偏的估计值为基础通过形成频偏补偿矩阵对频偏进行有效地补偿，然后基于频偏补偿后的信号进行用户信号的检测，提高检测的性能。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是首先将天线接收进来的下变频基带经模数A/D转换后的数字信号的循环前缀去除，其次将去除循环前缀的信号进行串并转换，将串行数字信号转换成与发送端并串转换对应的并行数字信号，然后与频偏补偿矩阵进行乘法运算，实现频偏的补偿，将所得到的信号进行FFT运算，完成对接收数据的多载波解调，对解调出的数据通过解组矩阵进行解组处理，消除其他组用户的信号，得到期望组用户的信号，之后对解组输入的信号利用期望用户的扩频序列进行解扩处理，在各子载波上恢复出期望用户的信号，最后利用期望用户的合并系数矩阵合并各子载波所承载的信号，检测出期望用户的信号。

本发明的有益效果：

通过利用正交分组MC-CDMA方案的正交分组特性，即各个分组之间的子载波在无频偏时相互正交，在存在频偏时通过使所提出的代价函数的值最小，实现了对频偏的有效估计。该方法对频偏的估计不需要借助导频符号或虚子载波等辅助手段，因此提高了系统的频带利用率；对频偏的估计也没有利用用于承载干扰和起保护作用的循环前缀，保证了估计的精度；对频偏估计的过程中只利用了接收信号与用户对数据进行正常检测过程中解组复用所产生的信号，因此估计方法简单、实用。

所提出的频偏补偿方法只利用了对频偏的估计结果，形成相应的补偿矩阵，然后通过乘法模块与所接收的信号进行相乘运算实现对载波频偏的有效补偿，不需要改变移动终端电压控制振荡器(VCO)的设计，而通常的频偏补偿大多是通过改变VCO的载波振荡频率实现的。

对期望用户信号的检测是基于频偏补偿后的信号实现的，因此明显地提高了用户信号检测的性能。

附图说明

图1为正交分组MC-CDMA基站发射单元结构框图；

图2为具有载波频偏估计与补偿功能的移动终端结构框图；

图3为用户数不同时MSE估计性能对E_b/N₀的仿真结果；

图4为分组数不同时MSE估计性能对E_b/N₀的仿真结果；

图5为系统采用本发明所提出的频偏补偿方法后，用户对信号检测的误比特率(BER)对E_b/N₀的结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的方法加以详细论述。

本发明的方法适用于任何采用正交分组MC-CDMA技术的移动通信系统。

1.正交分组MC-CDMA系统

在这一部分考虑正交分组MC-CDMA系统。图1为正交分组MC-CDMA系统基站发射单元结构框图，图2为具有载波频偏估计与补偿功能的正交分组MC-CDMA系统移动终端结构框图。

在该系统中，假设共有M个子载波，系统带宽为W，扩频序列的码片周期为T_c＝1/W，即符号周期T＝MT_c。系统带宽W为等间隔的M个子载波共用，每个相邻子载波间隔为1/T。在设计中将M个子载波分成G组，每组子载波的数目N＝M/G，M、G和N都取整数。系统将子载波分成相互正交的子载波组，再将发射端的用户依次地分配到相应的子载波组，被分配到同一组的用户用相互正交的Walsh扩频码区分。

2.基站发射信号

如图1所示，假设d_g，k(i)是第g组第k个用户的第i个发射符号。第k个用户的N×1维扩频序列c_k＝[c_k，1，...，c_k，N]^T用于将d_g，k(i)扩展到N个子载波上。定义矩阵[F_M]_m，n＝M^-1/2exp(-j2π(m-1)(n-1)/M)表示M×M维的FFT运算矩阵。如果f_n表示F_M的第n列，则f_n ^*表示第n个数字子载波，其中，(·)^*表示共轭运算。定义M×N维的时频变换矩阵F_g ^*由第g组的N个数字子载波组成，这样F_g ^*就可以表示为：

$F_g^{*}=[f_g^{*},f_{G+g}^{*},f_{2G+g}^{*},...,f_{(N-1)G+g}^{*}]$ [公式1]

不失一般性，可设每一组有K个活动用户，这样第g组第i个M×1维发射信号可以表示为：

$s_g\left(i\right)=F_g^{*}{C}_g{d}_g\left(i\right)=F_g^{*}{a}_g\left(i\right)$ [公式2]

式中，d_g(i)＝[d_g，1(f)，d_g，2(i)，…，d_g，K(i)]^T是第g组第i个符号的K×1维数据矢量，c_g＝[c₁，...，c_K]是N×K维的矩阵，它的每列是由第g组的N个扩频码组成，a_g(i)＝C_gd_g(i)则表示第g组扩频后的N×1维传输数据序列，其中，(·)^T表示转置运算。

这样，对s_g(f)再进行并串P/S转换，将CP加于每一个数据块上后，信号被发射到无线信道上进行传输。

3.信道

对所考虑的下行链路传输，不失一般性，假设信道为频率选择性衰落信道。假设传输信号的符号周期大于信道的延迟扩展，即每一个子载波的传输信道可被认为是独立的平衰落信道。这样，第g组第n个子载波在频率域的信道响应可表示为：

$h_g\left(n\right)={\mathrm{\β}}_{g,n}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_{g,n}},g=1,\·\·\·,G;n=1,\·\·\·,N$ [公式3]

其中，β_g，n和φ_g，n分别表示衰落信道的幅度和相位响应，并可分别假设为独立同分布的随机变量和在[0，2π)上均匀独立同分布的随机变量。

4.接收信号

当基站所发射的信号经历公式3所描述的下行链路衰落信道后，到达移动终端。在移动终端，首先将天线接收进来的下变频基带经模数A/D转换后的数字信号循环前缀CP去除，然后进行与发射端P/S转换对应的串并S/P转换，将串行数字信号转换成并行数字信号，可表示为：

[公式4]

其中，η(i)是M×1维噪声矢量，并假设其单边功率谱密度为N₀。公式4中的其它矩阵可分别表示为：

           H_g＝diag(h_g(1)，…，h_g(N))∈□^N×N

           H_GO＝diag[H₁，H₂，…，H_G]∈□^M×M

           _M＝diag(1，e^j2πε/M，…，e^{j2πε(M-1)/M})∈□^M×M.

其中，_M是由频偏引起的频偏矩阵，ε(-0.5≤ε≤0.5)为相对频偏，被定义为CFO/Δf，CFO为载波频偏的绝对值，Δf为相邻载波的频率间隔。

5.结合频偏补偿的信号检测方法

A.正交分组MC-CDMA下行链路结合频偏补偿的信号检测方法

具有载波频偏估计与补偿功能的正交分组MC-CDMA移动通信系统移动终端结构框图即图2包括：解调器A、解组复用与时频变换器B、载波频偏估计与补偿器C、合并与检测器D。

解调器A包括：CP去除模块A101，S/P串并转换模块A102，乘法运算模块A103和FFT处理模块A104；

解组复用和时频变换器B包括：解组复用模块B101和时频变换模块B102；

载波频偏估计与补偿器C包括：频偏估计模块C101和频偏补偿模块C102；

合并与检测器D包括：解扩模块D101和合并与检测模块D102。

一种正交分组MC-CDMA下行链路结合频偏补偿的信号检测方法包括以下步骤：

a.首先将天线接收进来的下变频基带经模数A/D转换后的数字信号送CP去除模块A101，将循环前缀去除，去除循环前缀的信号被送入S/P转换模块(A102)中将串行数字信号转换成与发送端P/S转换对应的并行数字信号r(i)，然后将r(i)分别送入乘法运算模块A103与频偏估计模块C101中。在乘法运算模块A103中将r(i)与频偏补偿模块C102输入的频偏补偿矩阵χ^H进行乘法运算，实现频偏的补偿，并将所得到的信号送入FFT处理模块A104中，通过FFT运算矩阵F_M对输入信号进行FFT运算，完成对接收数据的多载波解调，将所得信号F_Mr(i)提供给解组复用模块B101；

b.在解组复用模块B101中，对解调出的数据通过解组矩阵q¹进行解组处理，消除其他组用户的信号，得到期望组用户的信号q¹F_Mr(i)，然后将解组复用后的信号分别送入时频变换模块B102与解扩模块D101中：

c.在时频变换模块B102中，通过时频变换矩阵F₁ ^*将输入的频域信号变换为时域信号F₁ ^*q¹F_Mr(i)，之后将时频变换后的信号送到载波频偏估计模块C101中；

d.在频偏估计模块C101中，利用模块A102输入的信号r(i)与时频变换模块B102输入的信号F₁ ^*q¹F_Mr(i)，通过公式11对代价函数的寻优运算，得到载波频偏的估计值 ，之后将载波频偏的估计值

送入频偏补偿模块C102中：

e.在频偏补偿模块C102中，将载波频偏的估计值

代入频偏补偿矩阵 ${\mathrm{\χ}}^H=\mathrm{diag}{(1,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}/M},\·\·\·,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}(M-1)/M})}^H$ 中，得到频偏补偿矩阵，然后将频偏补偿矩阵送入乘法运算模块A103，使频偏补偿矩阵与模块A102的输入信号r(i)相乘，实现对载波频偏的补偿；

f.在解扩模块D101中，对解组复用模块B101输入的信号q¹F_Mr(i)利用期望用户的扩频序列c₁进行解扩处理，在各子载波上恢复出期望用户的信号c₁ ^Tq¹F_Mr(i)，之后送入合并检测模块D102中：

g.在合并检测模块D102中，利用期望用户的合并系数矩阵α₁＝diag[α_1，1，α_1，2…，α_1，N]合并各子载波所承载的信号，检测出期望用户的信号c₁ ^Tα₁q¹F_Mr(i)。

下面对上述步骤所涉及的频偏估计与补偿方法进行说明。

在上面步骤中，不失一般性，假设了第1组第1个用户的信号为期望信号，其判决变量v_1，1的第i比特可以表示为：

$v_{\mathrm{1,1}}\left(i\right)=c_1^T{\mathrm{\α}}_1{q}^1{F}_{M}r\left(i\right)$ [公式5]

其中，合并系数矩阵为α₁＝diag[α_1，1，α_1，2…，α_1，N]。

q¹是定义为下式的第1组的解组矩阵，

[公式6]

在没有频偏的情况下(ε＝0)，由于不同组载波之间是正交的，因此下式成立，

$q^1\left(F_M{F}_1^{*}\right)=I_N$ [公式7]

$q^1\left(F_M{F}_g^{*}\right)=0_N,g=2,\·\·\·,G$ [公式8]

其中，I_N是N×N维的单位矩阵，0_N是N×N维的零矩阵。

在存在频偏的情况下(ε≠0)，由于不同组载波之间的正交性被破坏，公式8将不再成立，即有

[公式9]

但如果载波频偏能够被有效地估计出来，根据公式8，将有

[公式10]

式中， ${\mathrm{\χ}}^H=\mathrm{diag}{(1,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}/M},\·\·\·,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}(M-1)/M})}^H$ 为载波频偏的估计值，χ^H被定义为频偏补偿矩阵，其中，(·)^H表示共轭转置运算。

公式8和公式10表明在没有载波频偏或载波频偏能被有效地估计并进行补偿的情况下，解组后的干扰信号矩阵将为0_N矩阵，至此在数学关系上推导出了正交分组MC-CDMA系统下行链路的这一显著特性，并据此提出了载波频偏的估计方法。

B.载波频偏估计

将期望组的信号从r(i)中减去，就可以得到干扰信号。之后，对干扰信号再进行FFT处理，然后再用q¹对干扰信号进行解组。如上所述，在没有频偏的情况下(ε＝0)，这时干扰信号解组后的矩阵将为0_N。在存在频偏的情况下(ε＝0)，则可通过求解代价函数的如下优化问题获得载波频偏的估计值

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{opt}}=\arg \underset{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{\min }{||q^1{F}_M{\mathrm{\χ}}^H(r\left(i\right)-F_1^{*}{q}^1{F}_{M}r\left(i\right))||}_2$ (11)

式中，‖·‖₂：为2-范数运算。

从公式11可以看出，所提出的估计算法仅仅利用了正交分组MC-CDMA系统的FFT变换特性实现的。另外根据公式8和公式10，在没有噪声的条件下，公式11为无偏差估计。因此，所提出的估计方法具有估计精度高的显著优点。

C.载波频偏补偿

在估计出载波频偏 后，将载波频偏的估计值 送入前面所定义的频偏补偿矩阵 ${\mathrm{\χ}}^H=\mathrm{siag}{(1,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}/M},\·\·\·,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}(M-1)/M})}^H$ 中，得到频偏补偿矩阵，然后将频偏补偿矩阵送入如图2所示的乘法模块，使补偿矩阵与接收信号相乘，实现对载波频偏的补偿。

从上面的步骤可见：利用本发明所提出的方法实现了对正交分组MC-CDMA系统下行链路载波频偏的有效估计、补偿和对期望用户信号的检测。

图3-图5给出了采用本发明所提出的方法对正交分组MC-CDMA下行链路载波频偏进行估计与结合频偏补偿的信号检测性能。分别讨论了不同的用户数、不同的分组对频偏估计性能的影响以及采用本发明所提出频偏补偿方法的效果。在仿真中假设正交分组MC-CDMA系统采用BPSK调制，子载波数为128，扩频码采用与每组子载波数相同的Walsh Hadamard码作为扩频码，并假设载波的相对频偏ε为0.1。

为评价估计的性能对100次独立的仿真结果进行了统计平均，并采用最小均方误差(MSE)作为评价指标，其定义为：

$\mathrm{MSE}=\frac{1}{U}{\mathrm{\Σ}}_{u=1}^U{|{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_u-\mathrm{\ϵ}|}^2$ [公式12]

其中，U是独立试验的次数， 为每次独立估计的相对频偏值，|·|为求绝对值运算。

图3为在N＝32和G＝4条件下MSE估计性能对归一化信噪比E_b/N₀的仿真结果。图3表明采用本发明的估计方法有效地估计出了系统下行链路载波的频率偏移。图3还表明当E_b/N₀增加时估计的性能得到改善；当用户数较小时，由于多址干扰的减小，估计的性能得到改善。

图4为在用户数K＝16的条件下，当分组数不同时，MSE估计性能对归一化信噪比E_b/N₀的仿真结果。图4同样表明采用本发明的估计方法有效地估计出了系统下行链路载波的频率偏移。图4还表明了本发明方法的性能受分组数的影响，即分组的数目越大，估计的性能越好。

图5为系统采用本发明所提出的频偏补偿方法后，用户对信号检测的误比特率(BER)对E_b/N₀的结果。仿真中分别采用了最大比合并(MRC)与等增益合并(EGC)方法。仿真条件为：N＝32，G＝4和K＝16。从图5可以看出采用本发明所提出的频偏补偿方法后，与没有采用频偏补偿措施时相比用户对信号检测的BER性能得到很大的提高，且与完全补偿时的性能相接近，达到了补偿的效果。

Claims (1)

1.一种正交分组MC-CDMA下行链路结合频偏补偿的信号检测方法，其特征在于包括以下步骤：

a.首先将天线接收进来的下变频基带经模数A/D转换后的数字信号送CP去除模块(A101)，将循环前缀去除，去除循环前缀的信号被送入S/P转换模块(A102)中将串行数字信号转换成与发送端P/S转换对应的并行数字信号r(i)，然后将r(i)分别送入乘法运算模块(A103)与频偏估计模块(C101)中，在乘法运算模块(A103)中将r(i)与频偏补偿模块(C102)输入的频偏补偿矩阵χ^H进行乘法运算，实现频偏的补偿，并将所得到的信号送入FFT处理模块(A104)中，通过FFT运算矩阵F_M对输入信号进行FFT运算，完成对接收数据的多载波解调，将所得信号F_Mr(i)提供给解组复用模块(B101)；

b.在解组复用模块(B101)中，对解调出的数据通过解组矩阵q¹进行解组处理，消除其他组用户的信号，得到期望组用户的信号q¹F_Mr(i)，然后将解组复用后的信号分别送入时频变换模块(B102)与解扩模块(D101)中；

c.在时频变换模块(B102)中，通过时频变换矩阵F₁ ^*将输入的频域信号变换为时域信号F₁ ^*q¹F_Mr(i)，之后将时频变换后的信号送到载波频偏估计模块(C101)中；

d.在频偏估计模块(C101)中，利用模块(A102)输入的信号r(i)与时频变换模块(B102)输入的信号F₁ ^*q¹F_Mr(i)，通过对代价函数 ${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{opt}}=\arg \underset{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{\min }{\left|q^1{F}_M{\mathrm{\χ}}^H(r\left(i\right)-F_1^{*}{q}^1{F}_{M}r\left(i\right))\right|}^2$ 的寻优运算，得到载波频偏的估计值

之后将载波频偏的估计值 送入频偏补偿模块(C102)中；

e.在频偏补偿模块(C102)中，将载波频偏的估计值

代入频偏补偿矩阵 ${\mathrm{\χ}}^H=\mathrm{diag}{(1,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}/M},\·\·\·,e^{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}(M-1)/M})}^H$ 中，得到频偏补偿矩阵，然后将频偏补偿矩阵送入乘法运算模块(A103)，使频偏补偿矩阵与模块(A102)的输入信号r(i)相乘，实现对载波频偏的补偿；

f.在解扩模块(D101)中，对解组复用模块(B101)输入的信号q¹F_Mr(i)利用期望用户的扩频序列c₁进行解扩处理，在各子载波上恢复出期望用户的信号c₁ ^Tq¹F_Mr(i)，之后送入合并检测模块(D102)中；

g.在合并检测模块(D102)中，利用期望用户的合并系数矩阵α₁＝diag[α_1，1，α_1，2…，α_1，N]合并各子载波所承载的信号，检测出期望用户的信号c₁ ^Tα₁q¹F_Mr(i)。

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