CN110912850A - 应用于ufmc-mimo系统中的干扰消除方法和装置 - Google Patents

应用于ufmc-mimo系统中的干扰消除方法和装置 Download PDF

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Abstract

本发明请求保护一种应用于UFMC‑MIMO系统中的干扰消除方法和装置，本发明使用Walsh码设计特定的训练结构对UFMC‑MIMO系统进行定时频偏估计，最后对接收信号进行补偿，从而降低或消除系统定时频偏对信号的影响；本发明将Walsh码应用在UFMC‑MIMO系统的定时偏偏估计中，设计特定训练符号，利用其良好的正交性和相关性，对UFMC‑MIMO系统接收天线处信号做定时频偏估计，同时能够区分各发送天线，从而达到精确补偿的目的。

Description

应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除方法和装置
技术领域
本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种适用于通用滤波多载波(UFMC)在多输入多输出(MIMO)系统中的干扰消除方法和装置。
背景技术
在5G通信以及未来通信系统中，正交频分复用(OFDM)已经暴露其缺陷和不足，不能再满足5G和未来通信系统的场景需求了。在目前5G的候选波形中，通用滤波多载波UFMC结合了OFDM和滤波器组多载波(FBMC)的优点，具有良好的鲁棒性，成为了最具潜力的候选波形之一。
无论在4G还是5G通信过程中，信号的传输始终容易受到多径多普勒效应的影响，会对信号的接收产生严重中的符号间干扰(ISI)或者载波间干扰(ICI)。OFDM因其正交性和循环前缀(CP)的添加，在很大程度长降低了信道对信号的影响。然而，在有限的频谱资源中，CP的添加无疑是增加了频谱开销。同时，OFDM必须严格的保持正交，增加了其对定时频偏的敏感度，降低了系统的鲁棒性。随着世界范围内无限通信的容量快速增长，如何使有限的频谱资源得到充分利用，成为了广大研究者和机构的热点。在4G中OFDM与MIMO的结合就成为了关键技术之一，通过增加发送和接收天线，极大的提高了信道容量和传输速率，也保留了OFDM良好的抗干扰能力。但是在未来的通信系统中，OFDM必然会因其固有的缺陷逐渐被淘汰，对其它波形的研究将成为通信领域的探究方向。
正交幅度调制(QAM)能够适用于UFMC，使其能够与MIMO系统良好的兼容，UFMC-MIMO系统也就成为了探究的对象。UFMC的抗干扰能力有一定限度，不可避免的会对系统带来一定的影响。此外，在MIMO系统中，多天线间的信道传输是相互独立的，而传统方法对系统做定时频偏估计时，没有充分考虑区分天线的问题。
发明内容
本发明所要解决的问题是消除信道传输中由多径多普勒造成的定时频偏干扰，设计了一种基于Waslh码的训练结构，并用于对UFMC-MIMO系统做定时频偏估计的方法，最后对接收信号进行补偿，
根据本发明的一个方面，提供一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除方法，所述方法包括：
步骤1，发送装置利用M组不同的基于Walsh码的正交序列{wi}填充到M副发送天线的训练序列{pi}中，将所述训练序列通过M副发送天线发射到接收装置，其中M副发送天线中的第i副天线所发送的训练序列为pi＝[wiwiwiwi]，wi为第i个长度为Tw的Walsh码，1≤i≤M；
步骤2，接收装置利用N副接收天线接收所述训练序列，对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj，根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj，使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j；
步骤3，利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y″j，计算第j副天线的第三接收信号y″j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij，计算第二互相关函数Rij的自相关函数
Figure BDA0002286765410000035
和对应的第二归一化频偏估计值
Figure BDA0002286765410000031
步骤4，接收装置重复步骤2和3，计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000032
步骤5，接收装置利用频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000033
在时域对第三接收信号y″j进行第二频偏估计补偿，得到第四接收信号
Figure BDA0002286765410000034
以消除干扰。
根据本发明的另一方面，提供一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除装置，所述装置具有N个接收天线，还包括：
接收模块，用于接收从发送装置发送的训练序列{pi}，所述训练序列{pi}是发送装置利用M组不同的基于Walsh码的正交序列{wi}填充到M副发送天线得到的，其中M副发送天线中的第i副天线所发送的训练序列为pi＝[wiwiwiwi]，wi为第i个长度为Tw的Walsh码，1≤i≤M；
符号定时模块，用于对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj，根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj，使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j；
频偏估计模块，用于利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y″j，计算第j副天线的第三接收信号y″j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij，计算第二互相关函数Rij的自相关函数
Figure BDA0002286765410000045
和对应的第二归一化频偏估计值
Figure BDA0002286765410000041
计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000042
干扰消除模块，用于利用频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000043
在时域对第三接收信号y″j进行第二频偏估计补偿，得到第四接收信号
Figure BDA0002286765410000044
以消除干扰。
本发明设计的基于Walsh码的训练结构，利用其正交性和良好的相关性恰好能满足UFMC-MIMO系统的定时频偏估计条件，能够通过区分天线，估计出每个信道的载波频偏，最后达到精确补偿，极大程度上降低了信道对信号传输的干扰，从而提高了UFMC-MIMO系统的性能。
附图说明
图1为UFMC-MIMO系统结构；
图2为本发明实施例提供的一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除方法流程图；
图3为本发明针对UFMC-MIMO系统设计的基于Walsh码的训练序列结构图；
图4为本发明实施例提供的一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除装置结构示意图；
图5为在不同频偏下UFMC-MIMO系统的误符号率对比图；
图6为使用本发明实施例提供的一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除方法进行频偏补偿后的误符号率对比图。
具体实施方式
下面本发明具体的实施方式进行阐述，来进一步说明本发明的出发点以及相应的技术方案。
图1为本发明所用的UFMC-MIMO(通用滤波多载波-多输入多输出)系统结构，发送装置将其中为原始数据D进行预编码操作后，通过M个UFMC发射天线发送出去，经过无线传输，H表示无线传输对发射信号的影响，接收装置使用N个UFMC接收天线接收信号，通过译码器恢复为接收信号
Figure BDA0002286765410000051
图2是本发明实施例提供的一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除方法流程图，所述方法包括以下步骤：
步骤201，发送装置利用M组不同的基于Walsh码的正交序列{wi}填充到M副发送天线的训练序列{pi}中，将所述训练序列通过M副发送天线发射到接收装置。
图3为本发明设计的基于Walsh码的训练结构，其中wi为Walsh序列，pi为多个重复的wi组成的训练符号。M×N的UFMC-MIMO系统则需要M组不同的Walsh码构成相互正交的序列。M副发送天线中的第i副天线所发送的训练序列为pi＝[wiwiwiwi]，wi为第i个长度为Tw的Walsh码，1≤i≤M。
步骤202，接收装置利用N副接收天线接收所述训练序列，由于每个天线信道独立，假定接收端已知发送端的天线所发送的正交训练集合{pi}，对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj，根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj，使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j。
优选的，步骤202具体包含以下步骤：
对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj为：
Figure BDA0002286765410000061
其中Tw为Walsh码的长度，yj为第j副天线的第一接收序列，pi为训练序列，τ为定时符号，m表示求和公式中的变量；
根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj为：
Figure BDA0002286765410000062
其中
Figure BDA0002286765410000063
表示使函数Rj(τ)取最大值的τ的集合；
使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j为：
y'j(n)＝yj(n-τj)，
其中，n为时域序号。
步骤203，利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y″j，计算第j副天线的第三接收信号y″j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij，计算第二互相关函数Rij的自相关函数
Figure BDA0002286765410000064
和对应的第二归一化频偏估计值
Figure BDA0002286765410000065
优选的，步骤203具体包括以下步骤：
利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y″j为：
Figure BDA0002286765410000066
其中，Ts为符号周期，εij为发送天线i与接收天线j之间的第一归一化频偏估计值，εij＝Δfij/F，Δfij为发送天线i与接收天线j之间的载波频偏，F代表子载波间隔，si(n)＝pi(n)为第i副发送天线发送的信号，n为时域序号。第一频偏估计是在步骤202捕获定时同步的基础上进行的，步骤203中的参数n是经过n-τj定时修正处理后的结果，为了公式表述上的方便，仍使用参数n表达。
由于MIMO系统中不同发送天线和不同接收天线之间的信道相互独立，为了在频偏估计中对发送天线的区分，再次计算第j副天线的第三接收信号y″j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij(t)为：
Figure BDA0002286765410000071
其中0≤t≤Tnw-1，Tnw为发送训练序列Walsh码的周期重复次数，Ts为符号周期，wi()为第i个Walsh码，m和k表示求和公式中的变量，εkj表示发送天线k与接收天线j之间的归一化频偏估计值；
利用Walsh码的正交性进一步简化第二互相关函数Rij(t)为：
Figure BDA0002286765410000072
计算第二互相关函数Rij(t)的自相关函数
Figure BDA0002286765410000073
为：
Figure BDA0002286765410000074
其中，
Figure BDA0002286765410000075
为Rij的共轭，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，Tw为Walsh码的长度，1≤a＜d≤Tnw，a为相关程度，d为自变量；
利用自相关函数
Figure BDA0002286765410000076
的相位
Figure BDA0002286765410000077
计算对应的第二归一化频偏估计值
Figure BDA0002286765410000078
为：
Figure BDA0002286765410000081
其中
Figure BDA0002286765410000082
为自相关函数
Figure BDA0002286765410000083
的相位，Tw为Walsh码的长度，d为自变量，Ts为符号周期。
步骤204，接收装置重复步骤202和203，计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000084
优选的，步骤204中的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000085
为：
Figure BDA0002286765410000086
其中，矩阵
Figure BDA0002286765410000087
的大小为M列、N行的矩阵，矩阵
Figure BDA0002286765410000088
中第i列、第j行的元素为
Figure BDA0002286765410000089
表示发送天线i与接收天线j之间的第二归一化频偏估计值。
步骤205，接收装置利用频偏估计值矩阵
Figure BDA00022867654100000810
在时域对第三接收信号y″j进行第二频偏估计补偿，得到第四接收信号
Figure BDA00022867654100000811
以消除干扰。
优选的，计算第四接收信号
Figure BDA00022867654100000812
的公式为：
Figure BDA00022867654100000813
其中，n为时域序号，M为发送天线的个数，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，
Figure BDA00022867654100000814
为第二归一化频偏估计值。
图4为本发明实施例提供的一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除装置结构示意图，所述装置具有N组接收天线，包括以下模块：
接收模块401，用于接收从发送装置发送的训练序列{pi}，所述训练序列{pi}是发送装置利用M组不同的基于Walsh码的正交序列{wi}填充到M副发送天线得到的，其中M副发送天线中的第i副天线所发送的训练序列为pi＝[wiwiwiwi]，wi为第i个长度为Tw的Walsh码，1≤i≤M；
符号定时模块402，用于对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj，根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj，使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j；
频偏估计模块403，用于利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y″j，计算第j副天线的第三接收信号y″j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij，计算第二互相关函数Rij的自相关函数
Figure BDA0002286765410000091
和对应的第二归一化频偏估计值
Figure BDA0002286765410000092
计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000093
干扰消除模块404，用于利用频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000094
在时域对第三接收信号y″j进行第二频偏估计补偿，得到第四接收信号
Figure BDA0002286765410000095
以消除干扰。
优选的，符号定时模块401具体用于：
对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj为：
Figure BDA0002286765410000096
其中Tw为Walsh码的长度，yj为第j副天线的第一接收序列，pi为训练序列，τ为定时符号，m为求和公式中的变量；
根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj为：
Figure BDA0002286765410000097
其中
Figure BDA0002286765410000101
表示使函数Rj(τ)取最大值的τ的集合；
使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j为：
y'j(n)＝yj(n-τj)，
其中，n为时域序号。
优选的，频偏估计模块402具体用于：
利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y″j为：
Figure BDA0002286765410000102
其中，n为时域序号，M为发送天线的个数，Ts为符号周期，εij为发送天线i与接收天线j之间的第一归一化频偏估计值，εij＝Δfij/F，Δfij为发送天线i与接收天线j之间的载波频偏，F代表子载波间隔，si(n)＝pi(n)为第i副发送天线发送的信号。
计算第j副天线的第三接收信号y″j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij(t)为：
Figure BDA0002286765410000103
其中0≤t≤Tnw-1，Tnw为发送训练序列Walsh码的周期重复次数，Ts为符号周期，wi()为第i个Walsh码，m和k表示求和公式中的变量，εkj表示发送天线k与接收天线j之间的归一化频偏估计值；
利用Walsh码的正交性进一步简化第二互相关函数Rij(t)为：
Figure BDA0002286765410000104
计算第二互相关函数Rij(t)的自相关函数
Figure BDA0002286765410000105
为：
Figure BDA0002286765410000111
其中，
Figure BDA0002286765410000112
为Rij的共轭，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，Tw为Walsh码的长度，1≤a＜d≤Tnw，a为相关程度，d为自变量；
利用自相关函数
Figure BDA0002286765410000113
的相位
Figure BDA0002286765410000114
计算对应的第二归一化频偏估计值
Figure BDA0002286765410000115
为：
Figure BDA0002286765410000116
其中
Figure BDA0002286765410000117
为自相关函数
Figure BDA0002286765410000118
的相位，Tw为Walsh码的长度，d为自变量，Ts为符号周期。
重复以上步骤，计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵所述的频偏估计值矩阵
Figure BDA0002286765410000119
为：
Figure BDA00022867654100001110
其中，矩阵
Figure BDA00022867654100001111
的大小为M列、N行的矩阵，矩阵
Figure BDA00022867654100001112
中第i列、第j行的元素为
Figure BDA00022867654100001113
表示发送天线i与接收天线j之间的第二归一化频偏估计值。
优选的，干扰消除模块404计算的所述第四接收信号
Figure BDA00022867654100001114
为：
Figure BDA00022867654100001115
其中，n为时域序号，M为发送天线的个数，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，
Figure BDA00022867654100001116
为第二归一化频偏估计值。
本发明提供的一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除装置，可以是一种手机终端或基站等无线通信设备，也可以作为一个功能单元设置于手机终端或基站等无线通信设备中。
为了更直观的说明本发明的技术效果，进行了仿真分析。仿真参数参照如下：
Figure BDA0002286765410000121
图5是UFMC-MIMO系统在高斯信道AWGN下不同频率偏移CFO和不同信噪比SNR下系统的误符号率SER，横坐标为信噪比SNR，纵坐标为误符号率SER，图中不同曲线代表不同的频率偏移CFO。由图5可见，若信噪比SNR不变，随着频率偏移CFO的增加，误符号率SER也不断升高；相同频率偏移CFO时，随着信噪比SNR增大，误符号率SER下降。这说明在不使用频偏估计补偿的情况下，随着频率偏移CFO的增加，误符号率SER会升高。
图6为UFMC-MIMO系统在高斯信道AWGN下利用本发明方法进行补偿后在不同频率偏移CFO和信噪比SNR下系统的误符号率SER。由图可见，在信噪比SNR不变时，随着频率偏移CFO的增大，系统的误符号率SER基本保持不变。这说明利用本发明方法进行补偿可显著降低频率偏移CFO对系统传输的影响，降低误符号率SER；本方法对小频率偏移CFO补偿几乎可以消除干扰，对于大频率偏移CFO也能在一定程度上起到矫正作用。
以上的所述乃是本发明的具体实施例及所运用的技术原理，若依本发明的构想所作的改变，其所产生的功能作用仍未超出说明书及附图所涵盖的精神时，仍应属本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除方法，所述系统包括具有M副发送天线的发送装置和具有N副接收天线的接收装置，其特征在于，所述方法包括：
步骤1，发送装置利用M组不同的基于Walsh码的正交序列{wi}填充到M副发送天线的训练序列{pi}中，将所述训练序列通过M副发送天线发射到接收装置，其中M副发送天线中的第i副天线所发送的训练序列为pi＝[wiwiwiwi]，wi为第i个长度为Tw的Walsh码，1≤i≤M；
步骤2，接收装置利用N副接收天线接收所述训练序列，对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj，根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj，使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j；
步骤3，利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y”j，计算第j副天线的第三接收信号y”j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij，计算第二互相关函数Rij的自相关函数
Figure FDA0002286765400000011
和对应的第二归一化频偏估计值
Figure FDA0002286765400000012
步骤4，接收装置重复步骤2和3，计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure FDA0002286765400000013
步骤5，接收装置利用频偏估计值矩阵
Figure FDA0002286765400000014
在时域对第三接收信号y”j进行第二频偏估计补偿，得到第四接收信号
Figure FDA0002286765400000015
以消除干扰。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2包括：
对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj为：
Figure FDA0002286765400000021
其中Tw为Walsh码的长度，yj为第j副天线的第一接收序列，pi为训练序列，τ为定时符号，m表示求和公式中的变量；
根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj为：
Figure FDA0002286765400000022
其中
Figure FDA0002286765400000023
表示使函数Rj(τ)取最大值的τ的集合；
使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j为：
y'j(n)＝yj(n-τj)，
其中，n为时域序号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤3包括：
利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y”j为：
Figure FDA0002286765400000024
其中，Ts为符号周期，εij为发送天线i与接收天线j之间的第一归一化频偏估计值，εij＝Δfij/F，Δfij为发送天线i与接收天线j之间的载波频偏，F代表子载波间隔，si(n)＝pi(n)为第i副发送天线发送的信号，n为时域序号；
计算第j副天线的第三接收信号y”j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij(t)为：
Figure FDA0002286765400000031
其中0≤t≤Tnw-1，Tnw为发送训练序列Walsh码的周期重复次数，Ts为符号周期，wi()为第i个Walsh码，m和k表示求和公式中的变量，εkj表示发送天线k与接收天线j之间的归一化频偏估计值；
利用Walsh码的正交性进一步简化第二互相关函数Rij(t)为：
Figure FDA0002286765400000032
计算第二互相关函数Rij(t)的自相关函数
Figure FDA0002286765400000033
为：
Figure FDA0002286765400000034
其中，
Figure FDA0002286765400000035
为Rij的共轭，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，Tw为Walsh码的长度，1≤a＜d≤Tnw，a为相关程度，d为自变量；
利用自相关函数
Figure FDA0002286765400000036
的相位
Figure FDA0002286765400000037
计算对应的第二归一化频偏估计值
Figure FDA0002286765400000038
为：
Figure FDA0002286765400000039
其中
Figure FDA00022867654000000310
为自相关函数
Figure FDA00022867654000000311
的相位，Tw为Walsh码的长度，d为自变量，Ts为符号周期。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤4所述的频偏估计值矩阵
Figure FDA00022867654000000312
为：
Figure FDA0002286765400000041
其中，矩阵
Figure FDA0002286765400000042
的大小为M列、N行的矩阵，矩阵
Figure FDA0002286765400000043
中第i列、第j行的元素为
Figure FDA0002286765400000044
表示发送天线i与接收天线j之间的第二归一化频偏估计值。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤5所述的第四接收信号
Figure FDA0002286765400000045
为：
Figure FDA0002286765400000046
其中，n为时域序号，M为发送天线的个数，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，
Figure FDA0002286765400000047
为第二归一化频偏估计值。
6.一种应用于UFMC-MIMO系统中的干扰消除装置，所述装置具有N副接收天线，其特征在于，所述装置包括：
接收模块，用于接收从发送装置发送的训练序列{pi}，所述训练序列{pi}是发送装置利用M组不同的基于Walsh码的正交序列{wi}填充到M副发送天线得到的，其中M副发送天线中的第i副天线所发送的训练序列为pi＝[wiwiwiwi]，wi为第i个长度为Tw的Walsh码，1≤i≤M；
符号定时模块，用于对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj，根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj，使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j；
频偏估计模块，用于利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y”j，计算第j副天线的第三接收信号y”j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij，计算第二互相关函数Rij的自相关函数
Figure FDA0002286765400000051
和对应的第二归一化频偏估计值
Figure FDA0002286765400000052
计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵
Figure FDA0002286765400000053
干扰消除模块，用于利用频偏估计值矩阵
Figure FDA0002286765400000054
在时域对第三接收信号y”j进行第二频偏估计补偿，得到第四接收信号
Figure FDA0002286765400000055
以消除干扰。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，符号定时模块具体用于：
对于N副接收天线中的第j副接收天线，1≤j≤N，在训练序列集合{pi}中任取一个训练序列pi，计算训练序列pi与第一接收信号yj的第一互相关函数Rj为：
Figure FDA0002286765400000056
其中Tw为Walsh码的长度，yj为第j副天线的第一接收序列，pi为训练序列，τ为定时符号，m表示求和公式中的变量；
根据第一互相关函数Rj获得定时符号τj为：
Figure FDA0002286765400000057
其中
Figure FDA0002286765400000058
表示使函数Rj(τ)取最大值的τ的集合；
使用定时符号τj对第一接收信号yj进行定时修正得到第二接收信号y'j为：
y'j(n)＝yj(n-τj)，
其中，n为时域序号。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，频偏估计模块具体用于：
利用第一归一化频偏估计值εij对第二接收信号y'j做第一频偏估计，计算第j副接收天线的第三接收信号y”j为：
Figure FDA0002286765400000061
其中，Ts为符号周期，εij为发送天线i与接收天线j之间的第一归一化频偏估计值，εij＝Δfij/F，Δfij为发送天线i与接收天线j之间的载波频偏，F代表子载波间隔，si(n)＝pi(n)为第i副发送天线发送的信号，n为时域序号；
计算第j副天线的第三接收信号y”j与第i组训练序列的第二互相关函数Rij(t)为：
Figure FDA0002286765400000062
其中0≤t≤Tnw-1，Tnw为发送训练序列Walsh码的周期重复次数，Ts为符号周期，wi()为第i个Walsh码，m和k表示求和公式中的变量，εkj表示发送天线k与接收天线j之间的归一化频偏估计值；
利用Walsh码的正交性进一步简化第二互相关函数Rij(t)为：
Figure FDA0002286765400000063
计算第二互相关函数Rij(t)的自相关函数
Figure FDA0002286765400000064
为：
Figure FDA0002286765400000065
其中，
Figure FDA0002286765400000066
为Rij的共轭，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，Tw为Walsh码的长度，1≤a＜d≤Tnw，a为相关程度，d为自变量；
利用自相关函数
Figure FDA0002286765400000067
的相位
Figure FDA0002286765400000068
计算对应的第二归一化频偏估计值
Figure FDA0002286765400000069
为：
Figure FDA0002286765400000071
其中
Figure FDA0002286765400000072
为自相关函数
Figure FDA0002286765400000073
的相位，Tw为Walsh码的长度，d为自变量，Ts为符号周期。
重复以上步骤，计算N副天线接收信号与M组训练序列之间的M×N组的频偏估计值矩阵所述的频偏估计值矩阵
Figure FDA0002286765400000074
为：
Figure FDA0002286765400000075
其中，矩阵
Figure FDA0002286765400000076
的大小为M列、N行的矩阵，矩阵
Figure FDA0002286765400000077
中第i列、第j行的元素为
Figure FDA0002286765400000078
表示发送天线i与接收天线j之间的第二归一化频偏估计值。
9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，干扰消除模块计算的所述第四接收信号
Figure FDA0002286765400000079
为：
Figure FDA00022867654000000710
其中，n为时域序号，M为发送天线的个数，Ts为符号周期，εij为第一归一化频偏估计值，
Figure FDA00022867654000000711
为第二归一化频偏估计值。
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