CN1691479B - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种实现高电能转换效率和低动作开始下限电压的开关电源电路。本发明的开关电源电路具有：输入端；输出端；输入输入电压的扼流圈；输出输出电压的整流用器件；一端连接在扼流圈与整流用器件之间、另一端连接接地点的升压用开关元件；控制升压用开关元件和整流用器件的电源控制电路；与扼流圈和整流用器件的串联电路并联的，连接在输入端与输出端之间的晶体管；以及差动放大器，其反相输入端输入将输入电压分压得到的第1电压，其非反相输入端输入将输出电压分压得到的第2电压和规定的补偿电压相加所得的电压，在第1电压大于第2电压和规定的补偿电压相加所得的电压的情况下晶体管导通，小于的情况下晶体管截止。

Description

开关电源电路
技术领域
本发明涉及开关电源电路。
背景技术
近年来，随着电子设备的小型化，作为这些电子设备的电源，通常使用二次电池或干电池。由于二次电池或干电池的电压随着其放电时间(使用时间)而变化，因此一般在电子设备中内置电源电路，必须稳定电压。另外，为了得到长时间动作，近年来越来越强列要求对以较低的二次电池或干电池的电压动作。
在专利第3138218号公报中揭示满足这样需求的现有例1的开关电源电路。使用图3说明该现有例1的开关电源电路。
图3的输入电源102是二次电池或干电池。在图3中，输入电源102以外的构成单元构成现有例1的开关电源电路。以下说明现有例1的开关电源电路的各个构成单元的连接。
现有例1的开关电源电路的输入端111连接在是电池时的输入电源102的一端，外加输入电压Vin。输入电源102的另一端连接在接地点。在输入端111与接地点之间串联连接扼流圈107和NPN晶体管311(开关NPN功率晶体管)。
在扼流圈107与NPN晶体管311的连接点J31上连接着二极管312的阳极。二极管312的阴极连接着输出端112。
输入滤波电容103的一端连接在输入端111与扼流圈107之间的连接点J32上，另一端连接在接地点上。输出电容106的一端连接在二极管312与输出端112之间的连接点J33上，另一端连接在接地点上。
二极管314的阳极连接在二极管312的阴极与输出端112之间的连接点J34上。二极管314的阴极连接在电阻316的一端。电阻316的另一端连接在接地点上。
PNP晶体管315的发射极连接在上述输入端111上，基极连接在二极管314与电阻316的连接点J35上，集电极连接电源控制电路101的电源端Vcc。PNP晶体管315成为从输入端111向电源控制电路101的电源端Vcc供电的途径。
二极管313的阳极连接输出端112，阴极连接电源控制电路101的电源端Vcc二极管313成为从输出端112向电源控制电路101的电源端Vcc供电的途径。
在电源控制电路101的电源端Vcc上一起连接着二极管313的阴极和PNP晶体管315的集电极，进行供电。在电源控制电路101的控制端VB上连接着NPN晶体管311的基极，控制NPN晶体管311的开关动作。
输出端112输出输出电压Vout。该输出电压Vout反馈给电源控制电路101的负反馈端(FB端)。
接着说明如上构成的现有例1的开关电源电路的动作。首先，说明升压动作开始时(开关动作开始时)的动作。若从输入电源102向输入端111外加输入电压Vin，则PNP晶体管315导通，输入电压Vin通过PNP晶体管315施加到电源控制电路101的电源端Vcc。
由于PNP晶体管315的导通状态的集电极·发射极之间电压非常小，与输入电压Vin大致相等值的电压外加在电源端Vcc上。例如，若电源控制电路101的动作开始下限电压V0为3.0V，PNP晶体管315的集电极·发射极之间的饱和电压Vce为50mV，则如果输入电源102输出3.05V的输入电压Vin，电源控制电路101就开始动作。
若电源控制电路101开始动作，则通过来自电源控制电路101的控制端VB的驱动信号NPN晶体管311进行开关动作。通过导通NPN晶体管311NPN晶体管311向扼流圈107供电积累能量。整流用的二极管312根据该积累的能量，在该电流截止时，整流产生在连接点J31的反电动势。由该反电动势产生的电流通过整流二极管312流入输出电容106。由于输出电容106以此来充电，因此输出端112的输出电压Vout上升。
输出电压Vout反馈给电源控制电路101的FB端。电源控制电路101根基输入到FB端的输出电压Vout，控制NPN晶体管311的开关动作使得输出电压Vout为恒定电压。这样，输出电压Vout被负反馈控制，成为恒定电压。
在图3所示的升压型开关电源电路中，输出电压Vout大于输入电压Vin。二极管314在输出端112的电位高于输入端111的电位时导通，使PNP晶体管315的基极电位(连接点J35的电位)上升，截止PNP晶体管315。这样若输出电压Vout大于输入电压Vin，则PNP晶体管315截止，在电源控制电路101的电源端Vcc上，经二极管313的顺向二极管电压供给输出电压Vout。
接着说明升压动作停止时(准备时)的动作。当升压动作停止时，电源控制电路101从控制端VB输出驱动信号，NPN晶体管311利用该驱动信号来停止开关动作，保持在截止状态。
因电源控制电路101的耗电而放电使得输出电压Vout不断下降。若从升压动作停止开始经过足够的时间，则输出电压Vout满足下式(1)。这里，Vf312为整流二极管312的顺向二极管电压。
Vout＝Vin-Vf312    (1)
如果在该状态下不存在二极管314、PNP晶体管315、电阻316等3个元件，外加在电源控制电路101的电源端Vcc的电压V101就满足下式(2)。这里，Vf313为二极管313的顺向二极管电压。
V101＝Vin-Vf312-Vf313    (2)
设电源控制电路101的动作开始下限电压为V0，则从输入电源102看到的动作开始下限电压Vs满足下式(3)。
Vs＝V0+Vf312+Vf313    (3)
从输入电源102看到的动作开始下限电压Vs为大于电源控制电路101的实际动作开始下限电压V0约1.2V～1.4V(二极管312和二极管313的顺向二极管电压Vf312和Vf313的电压值)的电压。
现有例1的开关电源电路利用具有二极管314、PNP晶体管315、电阻316的元件，因此用较低的动作开始下限电压Vs就能电源控制电路动作。以下进行详细说明。
升压动作停止时，如式(1)所示，输出电压Vout小于输入电压Vin。从PNP晶体管315的发射极通过基极、电阻316流入电流。PNP晶体管315的基极电压Vb315满足下式(4)。式(4)的Vbe315为PNP晶体管315的基极·发射极之间电压。
Vb315＝Vin-Vbe315    (4)
由于式(4)的PNP晶体管315的基极电压(连接点J35的电压)大于式(1)的输出电压Vout，因此二极管314处于截止状态。PNP晶体管315完全导通，处于饱和状态。由于PNP晶体管315为饱和，因此在电源控制电路101的电源端Vcc外加的电压V101满足下式(5)。式(5)的Vce315为PNP晶体管315的基极·发射极之间的饱和电压。
V101＝Vin-Vce315    (5)
PNP晶体管315的基极·发射极之间的饱和电压Vce315远小于二极管312和313的顺向二极管电压Vf312和Vf313。式(5)的电压V101与式(2)的电压V101相比，约大于2Vf＝1.2V～1.4V。
设电源控制电路101的动作开始下限电压为V0，则从输入电源102看到的动作开始下限电压Vs满足下式(6)。
Vs＝V0+Vce315    (6)
由于饱和电压Vce315较小，从输入电源102看到的动作开始下限电压Vs为与电源控制电路101的实际动作开始下限电压V0大致相等或稍微大的值。在以二次电池或干电池进行动作的电子设备的情况下，式(3)与式(6)的电压之差非常大。
这样，现有例1的开关电源电路能够降低动作开始下限电压，能将输入电源102输出的输入电压Vin取低的值。例如，在电源控制电路101的动作开始下限电压V0为3V的情况下，将具有3.3V的输出电压的串联连接的两节干电池作为输入电源，能够起动现有例1的开关电源电路。
在输入电源102为干电池的情况下，由于从输出电容106向输入电源102流入的倒流，使干电池恶化，缩短其使用寿命，因此必须尽量避免倒流。
在输入电压Vin大于输出电压Vout的情况下，现有例1的开关电源电路使形成向电源控制电路101供电的途径的PNP晶体管315动作。在输出电压Vout大于输入电压Vin的情况下，现有例1的开关电源电路使形成向电源控制电路101供电的途径的二极管313动作。由于现有例1的开关电源电路将PNP晶体管315和二极管313互补地进行导通截止动作，因此不会产生从输出电容106朝着输入电源102流过的倒流。
近年来，手机、DSC(Digital Still Camera)等的电子设备的低功耗发展得越来越快，开关电源电路的电能转换效率成为非常重要的因素(factor)。
日本国专利第3138218号公报揭示的现有例1的开关电源电路由于存在NPN晶体管311的开关时的基极电流(开关元件驱动电流)的损耗和整流二极管312的顺向二极管电压Vf312产生的电耗(整流时的电耗)，因此在电能转换效率这一点上是不利的。
因此现在，取代NPN晶体管311和整流二极管312，使用MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field-Effect Transistor)开关元件和MOSFET同步整流的结构的现有例2的开关电源电路成为主流。
使用图4来说明现有例2的开关电源电路。图4是现有例2的开关电源电路的结构的示意图。现有例2的开关电源电路具有连接在是电池时的输入电源102的一端的输入端111；一端连接在输入端111与扼流圈107之间，另一端连接接地点的输入滤波电容103；串联连接在输入端111与接地点之间的扼流圈107和N沟道MOSFET104；漏极连接在扼流圈107与N沟道MOSFET104的连接点J41上的P沟道MOSFET105；连接在P沟道MOSFET105的源极的输出端112；电源端Vcc连接在输出端112、控制端VG1连接在N沟道MOSFET104、控制端VG2连接在P沟道MOSFET105的电源控制电路101；以及一端连接在P沟道MOSFET105与输出端112之间的连接点J43、另一端连接接地点的输出电容106。在图4中，具有与图3相同的结构的单元标上相同的标号。
在现有例2的开关电源电路中，存在因由同步整流用的P沟道MOSFET105上的[导通电阻×电流]决定的电压降而引起的电耗(整流时的电耗)。
在P沟道MOSFET105的电压降远小于图3的整流二极管312的顺向二极管电压。因P沟道MOSFET105的整流动作产生的电耗小于整流二极管312产生的电耗。所以，现有例2的开关电源电路相对于现有例1的开关电源电路提高了电能转换效率。
接着说明现有例2的开关电源电路的升压动作开始时(开关动作开始时)的动作。若从输入电源102向输入端111外加输入电压Vin，则通过P沟道MOSFET105的寄生二极管流过电流。这时的输出电压Vout能用下式来表示。在下式中，Vd为P沟道MOSFET105的寄生二极管的顺向二极管电压。Vd约为0.7V。
Vout＝Vin-Vd
若输出电压Vout达到电源控制电路101的动作开始下限电压V0(V0＝Vin-Vd)，则由于电源控制电路101产生驱动信号，N沟道MOSFET104和P沟道MODFET105进行开关动作。于是，输出电压Vout上升到规定电压。由于P沟道MOSFET105的寄生二极管通过升压的输出电压Vout加了反偏压，若开关电源电路开始升压动作，则处于截止状态。
现有例2的开关电源电路，若输入电压Vin比电源控制电路101的动作开始下限电压V0低于寄生二极管的顺向二极管电压Vd(约为0.7V)，就不动作(Vin＝V0+Vd)。例如在电源控制电路101的动作开始下限电压V0为3V的情况下，用具有3.3V输出电压的串联连接的两节干电池，现有例2的开关电源电路不起动。
现有例1的开关电源电路能够降低动作开始下限电压，但不能实现高电能转换效率。而现有例2的开关电源电路能实现高电能转换效率，但不能降低动作开始下限电压。
这里，考虑在能实现高电能转换效率的现有例2的开关电源电路上装入能够降低动作开始下限电压的现有例1的电路元件(二极管313、二极管314、PNP晶体管315、以及电阻316)。但是，若在现有例2的开关电源电路上装入现有例1的电路元件(二极管313、二极管314、PNP晶体管315、以及电阻316)，则如下所述，电路不能正常动作。
在现有例2的开关电源电路中，如在从输出端112到电源控制电路101的电源端Vcc的途径中插入二极管313。若升压后的输出电压Vout大于输入电压Vin，则向电源控制电路101的电源端Vcc供给的电压成为[输出电压Vout一二极管313的电压降Vf313]。
电源控制电路101输出的同步整流MOSFET105的高电平的栅极电压比MOSFET105的源极电压低Vf313(约0.7V)，P沟道MOSFET105不变成OFF。电源控制电路101无法正常驱动P沟道MOSFET105，P沟道MOSFET105保持导通。
若在现有例2的开关电源电路中组入现有例1的电路元件中的二极管314、PNP晶体管315、电阻316(短路二极管313的电路)，则如下所述，电路不正常动作。
若升压后的输出电压Vout大于输入电压Vin，PNP晶体管315的集电极电压变成Vout，PNP晶体管315的基极电压为[输出电压Vout-二极管314的电压降Vf314]。于是，PNP晶体管315的基极·集电极电压Vbc约为0.7V，PNP晶体管315就一直处于导通状态。从PNP晶体管315的集电极朝着发射极的无用电流反向流入输入电源102。特别是在输入电源102为干电池等的一次电池的情况下，反向流入一次电池102的现象急速地缩短了一次电池102的使用寿命。
所以，在实现高电能转换效率的现有例2的开关电源电路上装入能降低动作开始下限电压的现有例1的电路元件(二极管313、二极管314、PNP晶体管315、以及电阻316)，不能同时实现高电能转换效率和低动作开始下限电压。过去，不存在高电能转换效率和低动作开始下限电压这两方面都能实现的开关电源电路。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能达到高电能转换效率、且能实现低动作开始下限电压的开关电源电路。
本发明的目的还在于提供一种能降低在向电源控制电路供给驱动电压用的方法中产生的电压降的开关电源电路。
本发明的目的还在于提供一种能防止成为干电池恶化的原因的倒流的开关电源电路。
为了解决上述问题，本发明具有以下结构。
本发明的第一方面的开关电源电路，具有：输入输入电压的输入端；输出输出电压的输出端；连接至所述输入端的、输入所述输入电压的扼流圈；串联连接在所述扼流圈与所述输出端之间的、输出所述输出电压的整流用器件；一端连接在所述扼流圈与所述整流用器件之间、另一端连接接地点的升压用开关元件；将所述输出电压作为工作电源，控制所述升压用开关元件和所述整流用器件的电源控制电路；与所述扼流圈和所述整流用器件的串联电路并联的，连接在所述输入端与所述输出端之间的晶体管；以及差动放大器，向该差动放大器的反相输入端输入第1电压，所述第1电压是将所述输入电压分压得到的电压，向该差动放大器的非反相输入端输入第2电压和规定的补偿电压相加所得的电压，所述第2电压是将所述输出电压分压得到的电压，在所述第1电压大于所述第2电压和所述规定的补偿电压相加所得的电压的情况下所述晶体管导通，在所述第1电压小于所述第2电压和所述规定的补偿电压相加所得的电压的情况下所述晶体管截止。
根据本发明，能够实现能达到高电能转换效率、且降低动作开始下限电压的开关电源电路。
根据本发明，能够实现降低在向电源控制电路供给驱动电压用的方法中产生的电压降的开关电源电路。
根据本发明，能够实现防止成为干电池恶化的原因的倒流的开关电源电路。
在本发明的其它方面的上述开关电源电路中，上述晶体管是P沟道型MOSFET或PNP晶体管，上述差动放大器的输出电压加在上述P沟道型MOSFET的栅极或所述PNP晶体管的基极上。
根据本发明，能够实现达到高电能转换效率、且降低动作开始下限电压的开关电源电路。
根据本发明的开关电源电路，只有在输入电压高出输出电压当输入电压和输出电压为同一电压时的第2电压与第1电压之差以上的状态下，差动放大器才导通晶体管。设定当输入电压和输出电压为同一电压时的第2电压与第1电压的差分电压大于差动放大器的反相输入端与非反相输入端之间的补偿电压的最大值(例如7mV)。由此，电流从输出端朝着输入端流过导通的晶体管，能够防止电流向是输入电源即干电池倒流。
最好，当输入电压和输出电压为同一电压时的第2电压与第1电压的差分电压高于差动放大器的输入补偿电压的最大值、且尽可能低地设定。至少设定低于二极管的导通电压(约0.7V)。
在本发明的其它方面的上述开关电源电路中，上述整流用器件是栅极连接在上述电源控制电路、漏极连接在上述扼流圈、源极连接在上述输出端的P沟道MOSFET。
根据本发明的开关电源电路，能够将因同步整流用的P沟道MOSFET上的电压降引起的电耗(整流时的电耗)降到非常小。由此，能够实现能达到高电能转换效率、且降低动作开始下限电压的开关电源电路。
在本发明的其它方面的上述开关电源电路中，上述整流用器件是阳极连接在上述扼流圈、阴极连接在上述输出端的二极管。
本发明的开关电源电路能够降低动作开始下限电压。
发明的新颖的特点除了记载在附加的权利要求范围内的之外没有别的，但关于结构和内容这两个方面，与其它的目的或特点一起，能与附图一起配合理解从以下的详细说明中，将会加深理解并作出评价。
附图说明
图1是表示本发明实施方式的开关电源电路结构的电路图。
图2是本发明开关电源电路的升压动作停止时的输出电压的时间变化的示意图。
图3是表示现有例1的开关电源电路结构的电路图。
图4是表示现有例2的开关电源电路结构的电路图。
具体实施方式
以下与附图一起描述实施本发明用的具体表示最佳方式的实施方式。
实施方式1
使用图1和图2来说明本发明实施方式的开关电源电路。图1是表示本发明实施方式的开关电源电路结构的电路图。在图1中，输入电源102是二次电池或一次电池(例如干电池)等的电源。输入电源102的一端连接接地点，另一端连接在本发明实施方式的开关电源电路的输入端111。
本发明实施方式的开关电源电路具有连接在是电池时的输入电源102的输入端111；一端连接在输入端111与P沟道MOSFET108之间的连接点J11，另一端连接接地点的输入滤波电容103；一端连接在输入端111与P沟道MOSFET108之间的连接点J12的扼流圈107；连接在扼流圈107的另一端与接地点之间的N沟道MOSFET104；漏极连接在扼流圈107与N沟道MOSFET104的连接点J13上的P沟道MOSFET105；连接在P沟道MOSFET105的源极的输出端112；包含连接在输入端111与输出端112之间的P沟道MOSFET108，使得与扼流圈107和P沟道MOSFET105的串联连接并联的输出电压控制电路117；电源端Vcc连接在P沟道MOSFET108与输出端112之间的连接点J14、控制端VG1连接在N沟道MOSFET104的栅极、控制端VG2连接在P沟道MOSFET105的栅极的电源控制电路101；以及一端连接在P沟道MOSFET105与输出端112之间的连接点J15、另一端连接接地点的输出电容106。
输出电压控制电路117具有连接在输入端111与接地点之间的分压电路114；连接在输出端11与接地点之间的分压电路113；一端连接在分压电路113的两个电阻的中间连接点的补偿电压源110；非反相输入端连接补偿电压源110的另一端，反相输入端连接分压电路114的两个电阻的中间连接点的差动放大器109；以及栅极连接在差动放大器109的输出端，漏极连接在输入端111，源极连接在输出端112的P沟道MOSFET108。在图1(实施方式)中，具有与图3(现有例1)和图4(现有例2)相对应结构的单元标上相同的标号。
接着说明构成本发明实施方式的开关电源电路的各个构成单元。输入端111输入输入电源102输出的输入电压Vin。输入电压Vin由输入滤波电容103进行滤波，外加在扼流圈107和P沟道MOSFET108上。
在实施方式中，将从输入电源102输入到输入端111，通过输入滤波电容103进行滤波，外加在扼流圈107和P沟道MOSFET108的漏极的电压称为[输入电压Vin]。将从P沟道MOSFET105的源极和P沟道MOSFET108的源极输出的，通过输出电容106进行滤波的，从输出端112输出的电压称为[输出电压Vout]。
电源控制电路101驱动外加在电源端Vcc上的输出电压Vout，从控制端VG1和控制端VG2输出驱动信号，控制N沟道MOSFET104和P沟道MOSFET105的开关动作。
N沟道MOSFET104的栅极连接在电源控制电路101的控制端VG1上，源极连接在扼流圈107与P沟道MOSFET105之间的连接点J13上，漏极连接在接地点上。N沟道MOSFET104根据电源控制电路101的控制端VG1输出的驱动信号，进行导通截止扼流圈107的通电的开关动作。
连接在输入端111上的扼流圈107根据N沟道MOSFET104的开关动作，反复进行输入输入电压Vin并积累能量的动作，及释放积累的能量的动作。
P沟道MOSFET105的栅极连接在电源控制电路101的控制端VG2上，源极连接在输出电容106与输出端112的连接点J15上，漏极连接在与扼流圈107的连接点J13上。P沟道MOSFET105根据积累在扼流圈107的能量，将截止该电流时产生在连接点J13的反电动势进行整流，传输到输出电容106。
向输出电容106传输积累在扼流圈107的能量产生的电压(反电动势)和输入电压Vin。输出电容106对该传输的电压进行滤波，输出到输出端112。输出端112输出相对于输入电压Vin升压的输出电压Vout。电源控制电路101的负反馈端(FB端)连接输出端112输入输出电压Vout，进行负反馈控制使得输出电压Vout为恒定电压。
接着说明构成输出电压控制电路117的构成单元。分压电路114利用两个电阻对输入电压Vin进行分压。被分压的电压输入到差动放大器109的反相输入端。
分压电路113利用两个电阻对输出电压Vout进行分压。
补偿电压源110是产生规定的补偿电压(上升电压)Voff的电路(在图1中，用等效电路来表示)。补偿电压源110只比利用分压电路113分压的电压高规定的补偿电压Voff，输入到差动放大器109的非反相输入端。补偿电压Voff是大于差动放大器109的输入补偿电压偏差的值，且在满足该条件的范围内，尽可能小地设定。补偿电压Voff至少低于二极管的导通电压(约为0.7V)。具体以后再述。
在电源端上外加输出电压Vout，使差动放大器109进行动作。由于差动放大器109与电源控制电路101相比，其内部结构非常简单，一般，差动放大器109的动作开始下限电压比电源控制电路101的动作开始下限电压至少低附于P沟道MOSFET108的寄生的体二极管的顺向二极管电压Vf108及以上。在实施方式中，差动放大器109的动作开始下限电压比电源控制电路101的动作开始下限电压(例如3V)至少低P沟道MOSCFET108的体二极管的顺向二极管电压Vf108(约为0.7V)及以上。
差动放大器109将输出电压Vout和补偿电压Voff相加后的电压值输入到非反相输入端，在反相输入端上输入输入电压Vin，输出将其差放大后的电压值。
差动放大器109的输出端连接在P沟道MOSFET108的栅极上。差动放大器109只有当[输出电压Vout]＜[输入电压Vin-补偿电压Voff]时，导通P沟道MODFET108。P沟道MODFET108导通时，通过差动放大器109的输出电压输出[输入电压Vin-补偿电压Voff]。
由于补偿电压Voff为大于差动放大器109的输入补偿电压偏差的值，因此P沟道MOSFET108导通时，电流必须从输入端111朝着输出端112流过。通过P沟道MOSFET108，电流不会从输出端112倒流到干电池等的输入电源102。
[图1的开关电源电路升压时的动作]
接着说明如上构成的开关电源电路升压时的动作。实施方式的开关电源电路从输入端111输入从输入电源102输出的输入电压Vin。输入输入电压Vin的最初，由于差动放大器109没有动作，P沟道MOSFET108的开关截止。P沟道MOSFET108通过体二极管，输出[输入电压Vin-体二极管的顺向二极管电压Vf108]。当该电压外加在差动放大器109的电源端时，差动放大器109就立即开始动作。
由于[输出电压Vout(＝输入电压Vin-体二极管的顺向二极管电压Vf108)]小于[输入电压Vin-补偿电压Voff]，因此差动放大器109使P沟道MOSFET108导通。由于差动放大器109的输出电压，P沟道MOSFET108导通，将[输入电压Vin-补偿电压Voff]作为输出电压Vout输出。当该输出电压Vout加在电源控制电路101的电源端Vcc时，电源控制电路101就开始动作。
升压动作时，电源控制电路101通过控制端VG1和控制端VG2交替反复进行导通截止N沟道MOSFET104和P沟道MOSFET105的开关动作。
N沟道MOSFET104导通时，扼流圈107积累能量。这时的N沟道MOSFET104的栅极·源极之间电压Vgs一直达到电源控制电路101的电源电压、也就是开关电源电路的输出电压Vout。例如，若输出电压Vout为3.3V，则N沟道MOSFET104的栅极·源极之间电压Vgs为3.3V。
现在，为了在安装在手机、DSC等的一般的MOSFET上达到非常低的导通电阻，必须将栅极·源极之间电压在3V以上使用。若输出电压Vout为3.3V，由于栅极·源极之间电压为3V及以上，N沟道MOSFET104能达到非常低的导通电阻。能够在N沟道MOSFET104上降低以[(导通电阻)×(电流的2次方)]产生的电耗。
N沟道MOSFET104导通时，由于通过电源控制电路101的控制端VG2控制成栅极电压是与输出电压Vout相同的电压值，因此同步整流用P沟道MOSFET105就截止。
N沟道MOSFET104截止时，电源控制电路101导通P沟道MOSFET105，向输出电容106传输积累在扼流圈107上的能量和输入电压Vin。这时，由于能防止穿通电流从输出电容106通过P沟道MOSFET105朝着N沟道MOSFET104流去，因此在从N沟道MOSFET104截止到P沟道MOSFET105导通之间，一般设置使双方都截止的空载时间(dead time)。
在N沟道MOSFET104和P沟道MOSFET105都截止的空载时间内，积累在扼流圈107上的能量通过P沟道MOSFET105的体二极管传输到输出电容106上。这时，由于在P沟道MOSFET105上产生顺向二极管电压Vf105，因此电耗很大。所以，空载时间设定得很短。
在经过空载时间之后，P沟道MOSFET105的栅极电压为0V(在输出电压Vout＝3.3V的情况下，栅极·源极之间电压Vgs＝-3.3V)，处于导通状态。不仅能降低P沟道MOSFET105上的电耗，还能向输出电容106传输积累在扼流圈107上的能量。
这样，本实施方式的开关电源电路通过经空载时间交替导通截止N沟道MOSFET104和P沟道MOSFET105，从而能够向输出电容106传输积累在扼流圈107上的能量。
由积累在扼流圈107上的能量产生的电压(反电动势)叠加在输入电压Vin上，传输到输出电容106。那部分传输的能量对输出电容106充电。其结果，输出端112的输出电压Vout上升到比输入电压Vin高的规定值。
在输出电压Vout大于[输入电压Vin-补偿电压Voff]的时刻，由于差动放大器109的输出，P沟道MOSFET108导通。在输出电压Vout大于输入电压Vin的情况下，由于P沟道MOSFET108必定截止，不流过从输出端112向输入端111的倒流。
[图1的开关电源电路的升压动作停止时的动作]
接着说明升压动作停止时的动作。升压动作停止时，N沟道MOSFET104和P沟道MOSFET105通过电源控制电路101的控制端VG1和控制端VG2的控制固定在截止状态。
开关电源电路在停止升压动作期间，输出电容106的输出电压Vout通过电源控制电路101的耗电不断放电。升压动作停止时的输出电压Vout随着时间的变化如图2所示。
停止升压动作后不久，输出电压Vout大于输入电压Vin。在图2的A区间中，通过电源控制电路101的耗电输出电容106的输出电压Vout不断下降，若升压动作停止后经过一定的时间，则输出电压Vout小于输入电压Vin。
在输出电压Vout大于[输入电压Vin-补偿电压Voff]的A区间的期间，差动放大器109的输出与输出电压Vout相同(高电平)，P沟道MOSFET108保持截止状态。从输出电容106朝着输入电源102，不流过造成输入电源102恶化的倒流。
当输出电压Vout进一步降低，达到[输入电压Vin-补偿电压Voff]时，则输出电压控制电路117就动作使得输出电压Vout(＝电源控制电路101的电源电压V101)不再下降。具体就是，在当输出电压Vout与[输入电压Vin-补偿电压Voff]相等时，差动放大器109就输出低(Low)电平。
差动放大器109的输出电压(＝P沟道MOSFET108的栅极电压)线性地进行负反馈控制，使得该输出电压等于[输入电压Vin-补偿电压Voff]。由于P沟道MOSFET108的栅极电压通过差动放大器109进行线性负反馈控制，因此通过电源控制电路101的放电电流，输出电压Vout保持[输入电源102的电压Vin-补偿电压Voff]的设定电压(B区间)。
在这样的升压动作停止时，通过输出电压控制电路117的负反馈控制，输出电压Vout(＝电源控制电路101的电源电压V101)保持在下式(7)的值。
Vout＝Vin-Voff    (7)
从输入电源102一侧看到的动作开始下限电压Vs满足下式(8)。下式(8)中的V0为电源控制电路101的动作开始下限电压。
Vs＝V0-Voff    (8)
补偿电压Voff是大于差动放大器109的输入补偿电压的偏差幅度的值。即使有差动放大器109的输入补偿电压的偏差，由于输入电源102的电压Vin必须大于输出电压Vout，因此能够防止倒流。
在满足上述条件的范围内，若尽可能小地设定补偿电压Voff，则能够降低从输入电源102一侧看到的动作开始下限电压Vs。通常，差动放大器的输入补偿电压在6～7mV左右。例如将补偿电压Voff设定在0.1V以下。
如上所述，本发明的开关电源电路能实现高电能转换效率，且能够降低能启动开关电源电路的最低输入电压。
取代实施方式的补偿电压源110，也可以是下述的结构。用各自的分压电路114、113对输入电压Vin和输出电压Vout进行分压并直接输入到差动放大器109。
在输入电压Vin和输出电压Vout为同一电压的情况下，决定分压电路113、114的分压比，使得对输出电压Vout进行分压并输入到差动放大器109的非反相输入端的电压大于对输入电压Vin进行分压并输入到差动放大器109的反相输入端的电压只有规定的电压或按规定的比例。或者，在从输入端111到差动放大器109的反相输入端的途径中，插入产生规定电压降(补偿电压)Voff的电路。
取代P沟道MOSFET108，也可以用PNP晶体管。在该情况下，差动放大器109的输出电压外加在PNP晶体管的基极上，PNP晶体管导通或截止。
取代同步整流用P沟道MOSFET105，也可以将阳极连接扼流圈107，阴极连接输出端112的二极管作为整流用器件使用。
本发明适用于开关电源电路。
根据本发明，能得到实现高电能转换效率、且能降低动作开始下限电压的开关电源电路的效果。
根据本发明，能得到实现降低在向电源控制电路供给驱动电压用的方法中产生的电压降的开关电源电路的效果。
根据本发明，能得到实现防止成为干电池恶化的原因的倒流的开关电源电路的效果。
以上，对发明在某种程度上较详细地说明了适合的方式，但该适合的方式现在揭示的内容只是在构成的细节上作适当修改，各个单元的组合或顺序的变化只要不脱离权利要求的范围和思想都是能实现的。

Claims (3)

1.一种开关电源电路，具有：
输入输入电压的输入端；
输出输出电压的输出端；
连接至所述输入端的、输入所述输入电压的扼流圈；
串联连接在所述扼流圈与所述输出端之间的、输出所述输出电压的整流用器件；
一端连接在所述扼流圈与所述整流用器件之间、另一端连接接地点的升压用开关元件；
将所述输出电压作为工作电源，控制所述升压用开关元件和所述整流用器件的电源控制电路；
与所述扼流圈和所述整流用器件的串联电路并联的，连接在所述输入端与所述输出端之间的晶体管；
以及差动放大器，向该差动放大器的反相输入端输入第1电压，所述第1电压是将所述输入电压分压得到的电压，向该差动放大器的非反相输入端输入第2电压和规定的补偿电压相加所得的电压，所述第2电压是将所述输出电压分压得到的电压，在所述第1电压大于所述第2电压和所述规定的补偿电压相加所得的电压的情况下所述晶体管导通，在所述第1电压小于所述第2电压和所述规定的补偿电压相加所得的电压的情况下所述晶体管截止。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
所述晶体管是P沟道型MOSFET或PNP晶体管，
所述差动放大器的输出电压加在所述P沟道型MOSFET的栅极或所述PNP晶体管的基极上。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
所述整流用器件是栅极连接在所述电源控制电路、漏极连接在所述扼流圈、源极连接在所述输出端的P沟道MOSFET。
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