CN1677903A - 用于pmd/pdl/pdg缓解的方法和设备 - Google Patents

Abstract

提供了一种光通信方法和设备，所述设备包括多个极化控制器以及驱动电路，所述驱动电路用于以多个频率驱动所述极化控制器，从而使得PMD、PDL和PDG的罚值被减小。

Description

用于PMD/PDL/PDG缓解的方法和设备

技术领域

本发明涉及光通信，尤其涉及用于减小光通信系统内的极化模色散(PMD)、极化相依损失(PDL)和极化相依增益(PDG)罚值(penalty)的极化扰码方法和设备。

背景技术

PMD、PDL和PDG是高速(例如，10Gb/s和40Gb/s)传输中的重要罚值来源。通常需要PMD补偿(PMDC)来增加对于PMD的系统容限。然而，由于PDM的随机性质及其波长依存性，通常分别为每个波长信道实施PMDC，因而一般而言不符合成本有效性。已建议各种现有技术方法来为多个WDM信道同时实现PMDC。信道交换是一种已建议用于减小WDM系统内的全面PMD罚值的技术。然而，所述系统以系统容量为代价，因为将额外的信道用于PMD保护。波长分用之前的多信道PMDC已被建议用于补偿具有最严重PMD的WDM信道内的PMD降质。然而，所述方案可能引起其它信道的降质。

已建议了另一种用于多信道共享PMDC的方案，其中降质最多的信道由光或电装置交换到连接到共享PMDC的路径。然而，所述PMDC技术方案的速度受到光或电交换速度的限制。

在每个上述现有技术PMDC方案中，不合需要的PMD引起的系统中断(在此期间内PMD罚值超过其预分配的系统容限)出现，尽管已减少。

前向纠错(FEC)是一种用于成本有效地增加系统容限的有效技术。然而，已确定在给定平均误码率(BER)下FEC无法扩展可容忍PMD为固定PMD罚值，即使FEC所提供的额外容许度可用于增加所述PMD容限。已建议了FEC内的足够交织可能会增加PMD容限。然而，并无已知的实际方法来提供避免PMD中断所需的深交织，所述PMD中断在实际系统中可能持续几分钟或更长。

尽管已建议了分布式极化扰码方法作为一种减小PMD/PDL/PDG罚值的有效技术，但仍需要优化和成本有效设计，以提供极化扰码来缓解PMD/PDL/PDG。

发明内容

本发明提供了一种用于多信道PMD/PDL/PDG缓解的极化扰码方法和设备。

根据本发明的一个实施例，提供了一种极化扰码器设备用于光通信系统的节点。所述设备包括M个极化控制器，以及适合于以多个频率f₁…f_M中的至少一个驱动所述M个极化控制器的驱动电路，其中f₁≥f₂…≥f_M，且f₁≥BR/(BECL×N)。BR是光信号的最高比特率，BELC是在所述光通信系统内使用的前向纠错的最大突发纠错长度，而N是具有一个或多个极化控制器的节点的数量。

根据另一实施例，提供了一种光通信方法用于光通信系统的N个节点中的至少一个。所述方法包括，以多个频率f₁…f_M中的至少一个驱动M个极化控制器，从而f₁≥f₂…≥f_M，且f₁≥BR/(BECL×N)。BR是正被发射的光信号的最高比特率，BELC是在所述光通信系统内使用的前向纠错的最大突发纠错长度。

附图说明

从以下具体实施方式并结合附图，本发明的上述及其它目的、特征和优点将显而易见。

然而，应当注意的是，附图仅示出了本发明示范实施例，因而并非用于限制本发明范围。

图1A-D是说明本发明实施例的工作原理的曲线图；

图2示出了根据本发明系统的一个实施例；

图3示出了根据本发明系统的另一实施例；

图4示出了根据本发明的极化扰码器模块的实施例；

图5示出了可根据本发明使用的驱动电路的实施例；

图6A-D是分别说明差分群延迟(DGD)的麦克斯韦尔分配的曲线图；在链路中间具有一个极化扰码器模块(PSM)的情况下，中断事件期间内的链路DGD分配；在中断期间内链路的第一半和第二半的DGD分配；

图7A-B是曲线图，分别说明在2和6PSM情况下中断期间内的链路DGD分配的分配；

图8是曲线图，其说明假定理想化PMD扰码(虚线)与扰码速度不足(短划线)，中断概率(OP)相对于PSM数量；

图9A-B是曲线图，其说明在无FEC(圆圈)、有FEC无PSM(方块)以及有FEC和PSM(钻石)的NRZ-OOK(左)和NRZ-DPSK(右)系统内，实现BER＝10-15所需的相对OSNR作为PMD的函数；以及

图10是(FEC)所校正BER对于未校正BER的依存性的曲线图。

具体实施方式

在本发明的一个方面内，使用提供极化扰码的方法和设备(与FEC结合使用)，以在FEC的每个突发纠错周期(BECP)期间内改变至少两个状态之间的信号极化。通过在每个BECP期间内改变极化至少一次，在每个BECP期间内改变信号所经历的PMD，且PMD所引起的“中断”被有效地限制为持续比同时用于所有波长信道的校正期间短的周期。所述FEC然后可有效地校正发生的主要错误，从而改善对于PMD的系统容限并阻止系统中断。(BECP是时间单元，其等于突发纠错长度乘以位周期。对于ITU标准G.709而言，BECL＝1024位。因此，在G.709标准化10.7-Gb/s系统，所述BECP大约为1024×100ps＝0.1μs。)

图1A-D示出了本发明的工作原理。图1A-B示出了无极化扰码器模块(PSM)的情况。如图1A-B所示，PMD有时引起严重的信号波形失真，其导致连续或非常频繁的错误。所述PMD引起的失真通常持续毫秒到分钟不等。

对于任何特定FEC码而言，每个FEC帧(或块)存在最大数量的可校正错误，N_{max_frame}。每个FEC帧还存在最大数量的可校正连续突发错误，N_{max_burst}(其在本文中被称为BECL，通常小于或等于N_{max_burst})。当错误频繁发生以至于在每个FEC周期的期间(通常大约为百分之一秒)内错误数量超过N_{max_frame}或连续发生超过N_{max_burst}次时，FEC无法校正所述错误(甚至可能生成更多错误)。在其期间内由于PMD系统故障(甚至具有所分配容忍度)的事件被称为PMD引起的中断事件，如图1B所示。

根据本发明各方面，在每个FEC帧期间内使用PSM来扰码(传输期间内信号所经历的)PMD，将所述PMD重新分配为靠近其原始的麦克斯韦尔分配，从而使得并无(归因于PMD的)连续性错误持续时间长于N_{max_burst}，如图1C所示。如此，倘若适当系统容忍度被分配给PMD，所述错误可被在考虑FEC帧周期的时间分辨率时均匀分配，因而可由FEC有效校正。应当理解的是，无线时期内的(FEC校正之前)的错误总数在无和有PSM情况下将是相同的。所述PMD的重新分配使FEC在PMD中断事件的期间内有效纠错，因此PMD引起的OP被显著减少，如图1B所示。

图2示出了根据本发明的系统20的一个实施例。在操作中，高速信号(例如OC192)首先由FEC编码器201FEC编码，然后用于调制光源202的光，以形成光信号的一个波长信道203。多个所述信道被在波分复用器(WDM)204内类似编码并复用，以形成通过链路传输的光信号。所述链路包括一个或多个传输间隔205。所述传输间隔205优选的是包括一个或多个传输光纤跨距206，一个或多个光放大器207(例如EDFA)，如果必要还包括色散补偿模块(DCM，未显示)。

在图2所示的实施例中，极化扰码器模块(PSM)208位于所述间隔205内。本领域技术人员应当理解，一个或多个PSM 208可被沿着链路分配(例如一个或多个PSM可加入一个或多个所放大的间隔)。

图3示出了根据本发明的使用FEC编码(在具有N个节点的系统内每个节点使用2 PSM)的系统的另一实例。如本文内所使用，术语“节点”是指具有一个或多个PSM的系统或网络内的任何点。每个节点的两个PSM优选的是被以两个不同频率驱动(如下所述)。

图4示出了根据本发明PSM 400的一个实施例。如图4所示，PSM 400包括可旋转半波片设备410和驱动电路420。本领域技术人员应当理解，所述可旋转半波片设备410有效充当极化改变设备或极化控制器。作为选择，其它设备可用于改变或控制所发射光信号的极化，包括相位调制器、可旋转四分之一波片等。如本文所使用，“极化控制器”是指任何类型的极化改变设备，包括但不限于上述设备。

图5示出了可根据本发明实施例使用的驱动电路500的一个实施例。从图5可知，基准时钟信号501被输入处理器502，以实质上生成正弦曲线RF驱动信号504、505。所述处理器502可能是集成电路，或其它任何能够生成一个或多个驱动信号504、505的设备。

所述驱动信号504、505优选的是具有相同频率，并可能具有彼此相关的可变延迟。所述驱动信号504、505可用于根据本发明驱动极化控制器。

光放大器506、507可用于在驱动极化控制器510(在幻影内示出)之前放大所述驱动信号504、505。应当理解的是，所述驱动电路500可能与所述极化控制器510集成，或可能是独立的设备/组件。

此外，本领域技术人员能够理解，所述驱动电路500可被设置为生成单个正弦驱动信号，以驱动根据本发明备选实施例的基于相位调制器的极化控制器设备。

再次参照图2，所述PSM 208优选的是沿着链路定位，其中所述信号功率相对较高(例如在光放大器之后)，从而使得归因于PSM的损耗的OSNR降质被显著最小化。优选的是，PSM 208实质上被沿着所述链路均匀分配(例如基于所述链路内的PMD间隔值沿着所述链路隔开)，从而使得PMD被更有效地重新分配。

所述PSM 208例如可能包括基于单级LiNbO₃的相位调制器或其它任何提供充分极化扰码的设备。优选的是，至少两个PSM被以不同频率(彼此“互质”)驱动，并共同在特定节点内被用于独立于输入信号的极化状态随机化信号极化。“互质”在本文中是指关于较高频率的最初两个有效数字(在取整之后)的互质(即所述两个数字并不具有除了1之外的公共因子)。例如，10.9MHz和8.2MHz在本文中被认为是在取整之后互质，因为10.9变为11，8.2变为8，而11和8互质。又例如，15.2和30.1并不互质，因为取整之后15和30并不互质。

在系统20的接收机一侧，所发射光信号的WDM信道由分用器210分用，并被在接收机220处单独检测。所述信号然后由FEC译码器230FEC译码，以得到原始的数据信号。

链路的即时PMD由矢量Ω表示，其长度等于光纤链路的两个原理极化状态(PSP)之间的DGD，而其检测与最大延迟PSP结合。一般而言，DGD的分配遵循麦克斯韦尔分配，如图6A的曲线图所示。在一些罕见情况下(在麦克斯韦尔分配的尾端)，即时|Ω|可能远大于平均链路DGD， Ω(或DGD)，从而导致较大罚值。中断概率(OP)通常被用于评价具有大于预先分配量(例如所需OSNR的2dB)的PMD罚值的概率。使所述OP尽可能的小是理想的。

已示出了数值模拟，其可根据本发明实施例使用所分配的PSM减小OP。如图6B所示，给定在其期间内即时|Ω₀|＝3 Ω的中断事件，通过将PSM插入链路中间重新分配|Ω|。如下得到新分配。首先可找到链路的第一和第二半的PMD矢量的所有可能对，满足Ω₁+Ω₂＝Ω的Ω₁和Ω₂及其发生概率。图6C-D示出了|Ω₁|和|Ω₂|的分配。对于每个(Ω₁，Ω₂)对，在具有所均匀取样的所有可能状态的Poincare球上旋转Ω₁(以仿真PSM的函数)，并将其与Ω₁相加，以得到新的PMD矢量Ω_new。然后通过计算所有所取样DGD值的相对概率，并重正化它们，从而得到|Ω_new|的分配。显然，所述新分配不再隔离大约3 Ω，而是具有 Ω左右的实质部分。

为具有2或更多所分配PSM 208的情况重复以上过程。图7A-B分别示出了在2和6均匀分配的PSM的新DGD分配。随着PSM 208数量增长，所述DGD分配变得接近于原始麦克斯韦尔分配。本领域技术人员应当理解，只要|Ω|/(N+1)＞ Ω/(N+1)^1/2，第i个部分的DGD分配|Ω_i|就可能被分配在|Ω|/(N+1)^1/左右(N是PSM的总数)，因为麦克斯韦尔显然偏好|Ω_i|接近 Ω/(N+1)^1/2。借助所分配的极化扰码，新Ω可被视为所有部分PMD矢量的平方和，而其平均值近似于

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}_{\mathrm{new}}\≈\max (\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}},|{\mathrm{\Ω}}_0|/\sqrt{N+1}).---\left(1\right)$

随着N变得足够大，新平均PMD趋近于 Ω。这很好地解释了通过使用所分配PSM，将新链路DGD分配从中断事件汇聚到其原始麦克斯韦尔分配。

中断阻止的PSM速度要求

为了在中断事件期间内将所述链路DGD有效重新分配到原始麦克斯韦尔分配，PSM 208的速度要求(其与所使用的FEC码和系统数据率紧密相关)是重要的参数。一般而言，FEC码能够校正每个FEC帧的最大错误数量N_{max_frame}，以及连续突发错误的最大数量N_{max_burst}。RS-FEC具有N_{max_burst}等于N_{max_frame}的有利特征。在ITU的所推荐FEC(G.709标准)的一个版本内，使用交织深度为16的RS(255，239)码，从而导致N_{max_frame}＝N_{max_frame}＝8×16字节(或1024比特)。对于10-Gb/s系统而言，对应的突发错误校正周期(BECP)大约为0.1μs(对于40-Gb/s系统而言为0.025μs)。为了在每个BECP期间内改变极化状态至少一次，对于10-Gb/s系统和40-Gb/s系统而言，所述PSM的速度必需分别大于10MHz和40MHz。在多个数据率共同存在的系统中(例如具有10-Gb/s与40-Gb/s混合的系统)，最小速度要求优选的是由最高数据率确定。当PSM被沿着所述传输链路在许多节点内分配时，可放松所述速度要求。所述节点数(N)越大，每个PSM的所需最小速度越小。基于LiNbO₃的PSM能够以最多几GHz的速度极化扰码，并可能被根据本发明使用。使用高级FEC码与较大突发纠错能力，可放松PSM 208速度的速度要求。

评估通过使用所分配PSM的性能提高，以下将对此进行讨论。考虑假定理性化或充足的PMD扰码情况下所述PMD引起的OP，所述理性化或充足的PMD扰码将所述链路DGD重新分配为原始的麦克斯韦尔分配的。应当理解，即使在PSM通过N个节点PMD扰码之后PMD中断发生的概率很小，在所述PMD扰码中，所述新链路DGD仍然大到足以使系统中断(或仍然大于特定|Ω|)。可将新OP(充足的PMD扰码之后，OP_sufficient)写为

${\mathrm{OP}}_{\mathrm{sufficient}}\left(N\right)=M\{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}+[M^{-1}\left({\mathrm{OP}}_0\right)-\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}]\·\sqrt{N+1}\},---\left(2\right)$

其中M(x)是得到大于x的DGD的概率，假定DGD是被借助平均值而麦克斯韦尔分配的，或

$M\left(x\right)=\underset{x}{\overset{+\∞}{\∫}}\frac{{32x}^2}{{\mathrm{\π}}^2{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}^3}\exp (-\frac{4x^2}{\mathrm{\π}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Ω}}}^2})\mathrm{dx}.---\left(3\right)$

M^-1(y)是M(x)的逆函数。图8示出了新OP对于N的依存性，假定原始OP为10^-3(点线表示充足的PMD扰码)。随着N的增加显著减少新OP。在大约10PSM时可实现OP的超过十个数量级的减少。

不足极化扰码速度下中断阻止的性能具有实际意义。不足极化扰码速度的影响是减少PSM的有效数量。假定PSM所引起的极化改变是正弦和附加的，可将等式(3)扩展为考虑以下影响

OP_insufficient(N)≈OP_sufficient(N·p)    (4)

其中p是实际PSM速度与所需速度之间的比率。例如，在使用标准RS-FEC的10-Gb/s系统内PSM具有8-MHz速度的情况下，p＝0.8。图8的虚线示出了p＝0.8情况下的中断阻止性能。尽管不足PSM速度使性能降质，但在安装了PSM的10个节点情况下，OP仍然可从10^-3显著减少为10^-12。从以上结果可理解，本发明有效消除了PMD引起的系统中断。

PMD容限的改善

在评估系统对于PMD的容限中，OSNR罚值对于PMD的依存性很重要。图9A-B分别示出了用于实现10^-15的BER的相对所需OSNR(与不具有FEC和不具有PMD相比)，为不归零(NRZ)启闭键控(OOK)和差分相移键控(DPSK)传输系统内的平均PMD的函数。当并不使用FEC时，以逐个比特为基础最优化，或为每种即时PMD情况最优化判定门限和相位，假定所述PMD正缓慢改变且接收机可跟踪此变化。当平均系统DGD达到位周期(T)的17％时，2dB的OSNR罚值发生。当使用RS-FEC时，以逐个帧为基础，为每个平均PMD最优化所述判定门限和相位。FEC提供了对于OSNR要求的大约6.5dB改善。随着PMD增加，在无和有PSM情况之间的PMD容限具有显著差异。具有FEC和PSM的NRZ-OOK系统的PMD容限(2-dB罚值时)大约为0.24T，比有FEC但无PSM的情况大70％。当在NRZ-DPSK系统内使用RS-FEC时，在无和有所分配PSM情况下，PMD容限分别大约为0.17T和0.31T。使用所分配PSM几乎加倍了具有FEC的系统内的PMD容限。应当注意，通过简单将PSM输入发射机无法实现所述性能改善，这无法避免“不良”PMD。此外，有FEC但无PSM情况下的PMD容限比无FEC情况下小。这是因为(FEC)已校正BEC对于未校正BER的“非线性”依存性，这通常导致当所述未校正BER仅微量增加时(归因于PMD)所述已校正BER更大的增加，如图10所示。因此，利用其内实施FEC的系统内PSM所提供优点是有利的。

倘若充足的PMD扰码的准则得到满足，当更强大的FEC码(即那些比特定已校正BER的RS-FEC具有更高未校正BER门限的FEC码)与本发明一起使用时，PMD容限还可增加。本领域技术人员应当理解，本发明适用于使用各种FEC码的系统和传输方法，包括里德-所罗门码、集中块码、卷码和具有各种交织深度的代码。

此外，本发明还适用于使用NRZ或归零(RZ)信号格式化，和/或OOK、DPSK、四相差分移相键控(DQPSK)调制格式化等的系统。

此外，借助于具有FEC的系统内的PSM，可显著改善对于PDL和PDG的容限。如上结合PMD缓解所述，本发明可通过快速重新分配PDL和PDG，以允许FEC校正传输错误，显著减小中断概率，从而有效地显著降低PDL和PDG引起的中断。

优选的是，所述PSM速度(即正弦驱动信号的频率)在BR/(FEC-BECL×N)之上(例如对于10Gb/s系统而言为2MHz，对于40Gb/s系统而言为8MHz，所述系统带有5个节点，所述节点具有一个或多个PSM和ITU G.709推荐RS-FEC)。

应当注意，根据本发明的极化扰码器模块还扰码了信号比特的相位，而相当高速(与数据率相比，BR)的极化扰码可能引起较大信号频谱增宽(例如大约为所发射信号的频谱的两倍)和罚值。优选的是，所述PSM速度低于BR/N(即对于10Gb/s系统而言为1GHz，对于40Gb/s系统而言为4GHz，所述系统带有10个节点)。

为了利用FEC校正能力，理想的是将所述扰码速度限制为低于BR/(8×ID)，其中ID是在所述系统内使用的FEC的交织深度(注意：8是(其上FEC处理数据)的字节和比特之间的比例)。例如，ITU标准G.709(ITU-T推荐G.709/Y.1331，“光传送网络的接口”，2001年2月)推荐ID＝16。至于40Gb/s系统，驱动器频率优选的是小于300MHz。

总之，优选驱动器频率在BR/(FEC-BECL×N)与BR(8×ID)和BR/N中的较小者之间。

此外，本领域技术人员应当理解，本发明对于PMDC的一个优点在于，本发明无需极化监控和反馈控制，并以设置和忘记模式操作。

尽管已参照示范实施例描述本发明，但此描述应当不具有限制意义。对于本领域技术人员而言，与本发明相关的本发明所述实施例以及其它实施例的各种修改注定属于以下权利要求书所表示的发明原理和范围。

Claims (10)

1、一种在光通信系统的N个节点的至少一个节点中使用的极化扰码器设备，所述光通信系统用于使用前向纠错来传送光信号，所述极化扰码器设备包括：

M个极化控制器；以及

驱动电路，用于以多个频率f₁...f_M中的至少一个驱动所述M个极化控制器，其中：

f₁≥f₂...≥f_M

f₁≥大约BR/(BECL×N)；以及

其中BR是所述光信号的最高比特率，BELC是在所述光通信系统中使用的前向纠错的最大突发纠错长度。

2、根据权利要求1的设备，其中f₁≤大约BR/(ID×8)，其中ID是在所述光通信系统中使用的前向纠错的交织深度。

3、根据权利要求1的设备，其中所述极化控制器包括波片。

4、根据权利要求3的设备，其中所述波片具有固定的慢和快轴。

5、根据权利要求3的设备，其中所述波片具有可旋转的慢和快轴，并且具有在所述波片的两个极化原理状态之间的可调相位延迟。

6、一种在光通信系统的N个节点中的至少一个中使用的光通信方法，所述光通信系统使用前向纠错来传送光信号，所述方法包括：

以多个频率f₁...f_M中的至少一个驱动M个极化控制器，从而使得：

f₁≥f₂...≥f_M，且

f₁≥大约BR/(BECL×N)；以及

其中BR是所述光信号的最高比特率，BELC是在所述光通信系统中使用的前向纠错的最大突发纠错长度。

7、根据权利要求6的方法，其中f₁≤大约BR/(ID×8)，其中ID是在所述光通信系统中使用的前向纠错的交织深度。

8、根据权利要求6的方法，其中所述多个频率f₁...f_M中的至少两个并不相等。

9、根据权利要求8的方法，其中所述至少两个频率是互质的。

M个极化控制器；以及

驱动电路，用于生成具有频率f₁-f_M的驱动信号，以驱动所述M个极化控制器，其中：

f₁≥f₂...≥f_M

f₁≥大约BR/(BECL×N)；以及

其中BR是所述光信号的最高比特率，BELC是在所述光通信系统中使用的前向纠错的最大突发纠错长度。

10、一种用于在光通信系统的一个或多个N节点中极化扰频的设备，所述光通信系统使用前向纠错，所述设备包括：

多个M极化控制器装置；以及

用于以多个频率f₁-f_M驱动所述极化控制器装置的装置，其中：

f₁≥f₂...≥f_M；且

f₁≥大约BR/(BECL×N)；以及

其中BR是光信号的最高比特率，BELC是在所述光通信系统中使用的前向纠错的最大突发纠错长度。

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