CN1664595A - 通过测量回路阻抗测量电气设备的接地电阻的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通过测量回路阻抗测量电气设备的接地电阻的方法。根据该方法，借助于生成电压的变换器将电流注入到环路中，通过电流测量变换器，测量该电流。该方法的特征在于，将两个变换器合为一个用作阻抗变换器的变换器，并且应用测量结果建立了回路阻抗，其中进行了多次测量，所述多次测量允许确定并且删除变换器的一些参数。本发明能够用于测量电气设备的接地电阻。

Description

通过测量回路阻抗测量电气设备的 接地电阻的方法

技术领域

本发明涉及通过测量回路阻抗测量电气设备接地电阻的方法，根据该方法，借助于生成电压的变换器将电流注入到该回路中，并且通过电流测量变换器测量该电流。

背景技术

已知的这种方法使用了两个不同的变换器，以便注入电流并且测量电流，所述两个变换器实施成两个夹子(pince)的形式，这两个夹子彼此足够远地夹住待测量的回路，以便避免任何相互作用，或者所述两个变换器实施成合成为一个夹子的两个夹子的形式，从而在所述两个变换器之间实现了理想的磁隔离。

发明内容

本发明用于解决这些缺陷至少之一。

为了实施这个目标，本发明的方法的特征在于，将两个变换器合为一个用作阻抗变换器的变换器，并且通过应用测量结果建立了回路阻抗，其中进行了多次测量，该测量允许确定和去除变换器的参数。

根据本发明的一个优选特征，用不同电感值和频率值进行多次测量。

根据本发明的另一个特征，通过变换器的初级输入电压的改变而改变电感。

根据本发明的再一个特征，分开地测量变换器的输入电压和输入的电流之间的关系式的实数部分和虚数部分，并且通过使用测量结果计算所述待测阻抗的电阻和电感部分以及该阻抗本身的值。

附图说明

通过随后参照仅仅示范给出的简示附图的说明将很好理解本发明并且更清晰地显现出本发明的其它目的，特征，细节和优点，所述附图示出了本发明的一个实施例，附图包括：

图1给出了理想变换器的电路图；

图2给出了使用类型的变换器的等效电路图，其等效于根据本发明的示范性的阻抗变换器；

图3给出了图1的变换器的电路图，所述元件被集中到初级端上；

图4示出了简化形式的变换器的电路图；以及

图5示出了将信号的实数部分和虚数部分分开的电路图。

具体实施方式

本发明是以接地电阻可以直接通过一个电压变换器测量的发现为基础的，因此允许去除测量电流的变换器以及磁隔离。该电压变换器以一种方式用作阻抗变换器，这种方式将在后面描述并且构成了一种测量方法，该测量方法包括，先决的步骤，进行用于建立施加在变换器的初级端的电极上的电压和注入的初级电流之间的关系式的理论分析，从而识别变换器的在建立了回路阻抗时应该去除的参数，并且在这个电压/电流关系式中使这些参数出现在它们的关联中；和测量步骤，使得获得所述值，根据所述值可以确定这些参数并且随后通过计算建立回路阻抗。

图1以理想变换器的等效电路图形式，示出了本发明期望实现的目标，即测量在变换器的第二绕组电路N_S中的一个表示为Z_X的回路阻抗，该变换器的第一绕组用N_P表示并且在第一绕组的端子处施加电压V_P。该电压使得第一电流I_P在第一绕组中循环，该第一电流在第二绕组中感应出第二电压V_S，该第二电压V_S导致第二电流I_S，m为第二绕组N_S与第一绕组N_P的圈数比。

在本发明中，该变换器实施为用于夹持回路的导体的夹子形式，该回路的阻抗必须被确定，这个回路构成了第二绕组N_S。该绕组的匝数从而等于1。

对于没有损失磁通并且其中的磁路具有无限磁导率并且没有铁损和铜损的理想阻抗变换器来说，待测量的阻抗表示为下述的等式：

$Z_x=\frac{V_p{m}^2}{I_p}$

如果V_P为施加在第一绕组的端子上的电压并且因此是已知的值，m是恒定的，那么只需要测量第一电流I_P就可得出阻抗Z_X。

但是在实际过程中，变换器并不理想并且具有磁通损失，有限的磁路磁通率并且具有铁损和铜损。

图2示出了实际变换器的等效电路图，在TP表明的区域中的方块构成了图1的理想变换器，具有的圈数比。m＝N_S/N_P。在这个电路图中，R_f表示电阻，其等于变换器的铁损，L_μ表示该变换器的磁感，即磁路的非无限的磁通率的映像，I_f和I_μ表示该变换器的磁感应电流，R_P表示第一绕组的电阻，即铜损的映像，I_P表示第一泄漏电感，即磁通损失的映像，R_S表示第二绕组的电阻，l_S表示第二绕组的泄漏电感，E_P表示产生变换器的磁通的实际电压，E_S表示在第二绕组获得的生成电压。

为了通过变换器的第一绕组测量阻抗Z_X，第二绕组的所有元件都集合到第一绕组上，因此给出了示出在图3中的等效电路图。

考虑到应用中的特别情况，该等效电路图可以用下面的假设简化：

该绕组N_S由可以测量阻抗的回路构成；因此N_S＝1并且l_S可忽略不计并且可以认为等于0并且R_S＝0。

R_P值可忽略不计，因为R_P≈0所以变为Z_xN_p ²，

在第一绕组上分布的绕组的规定还允许假定l_S＝0。

所述等效电路图从而以图3中示出的形式表示，该电路可与表示为：

$\frac{I_P}{V_p}=\frac{1}{Z}$ 以及

$\frac{1}{Z}=\frac{1}{R_f}+\frac{1}{L_{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}}+\frac{1}{Z_x{N}_p^2}$

或者ω＝2πf，f为该电压V_p的频率。

用导纳代替电阻，用阻纳代替阻抗，因此上述的等式可以写为：

$\frac{I_P}{V_p}=C_f+Y_{\mathrm{\μ}}+Y_x$

其中 $C_f=\frac{1}{R_f};$ $Y_{\mathrm{\μ}}=\frac{1}{L_{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}};$ $Y_X=\frac{1}{Z_X{N}_P}$

并且 $Z_x=\sqrt{R_x+L_x^2{\mathrm{\ω}}^2}$

从这个等式可以得出，只需了解和/或者去除C_f和Y_m项，以便确定Y_x，因此确定Z_x。

首先通过一种间接方法然后进行回路测量可以进行上述的分析，该间接方法在于：首先进行空载测量，以便确定C_f和Y_μ，因为只需通过按照每一项的相位差就可以减去值C_f和Y_μ，从而获得值Z_x。

这个解决方案在原理方面是令人满意的，但并不容易实施，因为所述测量操作分两步进行，从而需要打开夹子。该测量因此依赖于铁间空隙以及铁间空隙的有效截面。

称为直接方法的第二种方法在于：通过保持夹子闭合，即在测量阶段不必打开该夹子实现整体测量。这个方法避免了能够产生间接方法测量错误的机械误差。

所述直接测量方法仅仅进行一个测量程序，在该程序期间确定了值C_f，Y_μ和Y_x，也就是说阻抗Z_x。

随后将描述这些数值的确立：

所述铁损C_f由下面的关系式限定：

$P_{f_n}=P_{f_0}\left[{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y{\left(\frac{f_n}{f_0}\right)}^z{\left(\frac{e_n}{e_0}\right)}^t\left(\frac{S_n}{S_0}\right)\right]$

其中B表示该变换器的工作电感；f表示工作频率，e表示构成磁路的铁板厚度，S表示磁路的有效截面，y，z，t表示取决于该磁路性质的常数，即也表示了磁路的磁通率以及间隙，P_f0表示取决于磁路性质的铁损，由电感B₀，用于铁板厚度e₀的频率f₀和磁路的有效截面S₀获得。

另外，铁损的等效电阻可以用下述形式表示： $P_f=\frac{V_P^2}{R_f}$ 即 $P_f=V_P^2{C}_f$

从而可以确立 $P_{f_n}=V_{P_n}^2{C}_{f_n}$ 以及 $P_{f_0}=V_{P_n}^2{C}_{f_0}$

在上面的等式中引入这些项：

$V_{P_n}^2{C}_{f_n}=V_{P_0}^2{C}_{f_0}{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y{\left(\frac{f_n}{f_0}\right)}^z{\left(\frac{e_n}{e_0}\right)}^t\left(\frac{S_n}{S_0}\right)$

即

$C_{f_n}=\frac{V_{P_0}^2}{V_{P_n}^2}{C}_{f_0}{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y{\left(\frac{f_n}{f_0}\right)}^z{\left(\frac{e_n}{e_0}\right)}^t\left(\frac{S_n}{S_0}\right)$

该铁板的厚度和磁路的截面是恒定的，因此可以确定： $\frac{e_n}{e_0}=\frac{s_n}{s_0}=1,$ 该表达式可变成：

$C_{f_n}=A_n{C}_{f_0}{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y{\left(\frac{f_n}{f_0}\right)}^z$

Y_μ项是电感系数的映像，该电感系数的形式为：

$L={\mathrm{\μ}}_0{\mathrm{\μ}}_e{N}_P^2\frac{S_f}{L_f}$

其中

${\mathrm{\μ}}_e=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_r}+\frac{\mathrm{\ϵ}}{L_f}}$

其中μ₀是相对空气的磁通率，μ_r是相对磁性材料的磁通率，μ_e是磁路的有效磁通率，ε是磁路间隙，L_f是磁路的长度。

Y_x项由下面的等式表示：

$Y_X=\frac{1}{Z_X{N}_P^2}=\frac{1}{N_P^2\sqrt{R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2}}$

通过分析上述3个表达式，表明在等式 $\frac{I_P}{V_P}=C_f+Y_{\mathrm{\μ}}+Y_X$ 中，C_f和Y_μ取决于频率和电感密度，而Y_x仅仅取决于频率。

这个等式的求解是根据两个方法完成的，其中第一个方法在于确立一个测量顺序，允许了分别确定每一项，第二个方法独立地处理每一项的实数部分和虚数部分，C_f仅仅包括一个纯实数部分，Y_μ为一个纯虚数部分，Y_x为虚数部分和实数部分。

关于第二个方法，以下面的方式表示等式

$\frac{I_P}{V_P}=C_f+\frac{1}{j{L}_{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}}+\frac{1}{N_P^2}\left(\frac{1}{R_X+j{L}_X\mathrm{\ω}}\right)$

通过乘以配合的表达式，从而分成实数部分和虚数部分，可以获得：

$\frac{I_P}{V_P}=(\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+C_f)-j(\frac{1}{L_{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}}+\frac{L_X\mathrm{\ω}}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)})$

按照实数部分和虚数部分各自的变换法则，在实数部分中可以得到下述表达式：

$\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}$

该表达式是频率f的函数，而C_f项表现为仅仅取决于频率f和电感B。还知道根据项f或者B进行变换的法则。

因此，通过改变电感B，可以获得C_f并且确定下述项

$\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}$

如果该频率是常数，项C_f可以下述形式表示

$C_{f_n}=A_n{C}_{f_0}{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y$

通过前面的考虑得出了：可以确定B_n，B₀和y，因此C_f，从而进行三个实数部分与B的三个不同值一起的测量，即施加在阻抗变换器的第一绕组的端子上的电压V_p，即测量夹子。

根据虚数部分J，项 是电感B和频率f的函数。如果不了解根据B的变换法则，其中B是由μ_r的关系曲线决定的并且因此该曲线B＝μH，该等式是非线性函数，H为磁场，则只可以通过改变频率得到L_μ，只要μ_r是常数，

对于表达式

$\frac{L_X\mathrm{\ω}}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}$

来说，它仅仅是频率的函数，从而允许获得变换法则。

从上面可知，仅仅在用于确定L_μ的频率中起作用，但是也可以求助于变换下面的项

$\frac{L_X\mathrm{\ω}}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}$

然而该项(R_x ²+L_x ²ω²)也插入到实数部分中，可以确定用于两个不同频率值的该项(R_x ²+L_x ²ω²)，随后可以确定L_μ。

然后获得了C_f的新值C_f′，使得： $C_{f_n}^{\′}=A_n^{\′}{C}_{f_0}{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y$ 其中 $A_n^{\′}=A_n{\left(\frac{f_n}{f_0}\right)}^z$

需要重作三次测量，同时改变对该频率的电感B，以便确定C_f′。但是，因为已经了解了y，B的两次改变足够用来确定C_f′。根据该磁路的性质，如果项y受频率改变的影响，则B的三种改变对于获得相同结果来说是必须的。

从上面的考虑得出将三个具有在频率f₁的感应B的变化的测量合并，然后两个具有在频率f₂感应B的变化的测量合并，可以确定所述值R_x和L_X因此确定了阻抗Z_X。

正如刚刚描述过的那样，该方法设计了使实数部分和虚数部分分开，从而可以这样进行：在被测量的电流I_P上施加二次同步双检波，即同步检波，与所施加的电压V_P同步，从而允许获得实数部分，还施加一个与电压V_P相位差90度的同步检波，从而允许获得虚数部分。

图4示出了这样的原理：通过该原理可以获得将实数部分和虚数部分分开。在该图中，实数部分与虚数部分必须分开的被测量信号用s(t)表示。该信号可以如下表示：

S(t)＝A_rsinωt+A_jcosωt

其中A_r是信号S(t)的实数的模，A_j是虚数的模，而ω为所测量的信号的频率。

所述二次同步双检波按照下面的公式进行：

m_r(t)＝sin(ωt+)

m_j(t)＝cos(ωt+)

其中，m_r(t)为在所测量的信号的实数部分施加的检波，m_j(t)表示在该信号的虚数部分施加的检波，等于相位差90°的m_r(t)，并且

表示检波系统的残留相位差。

通过应用这个公式，可以获得用于该虚拟信号的实数部分的公式：

S_r(t)＝A_rsin²ωtcos+A_jcos²ωtsin+sinωtcosωt(A_rsin+A_jcos)

假定＝0，因为cos＝1并且sin＝0，所以：

S_r(t)＝A_rsin²ωt+A_jsinωtcosωt

和

${\sin }^2\mathrm{\ωt}=\frac{1}{2}-\frac{1}{2}\cos 2\mathrm{\ωt}$

$\sin \mathrm{\ω}t\cos \mathrm{\ωt}=\frac{1}{2}\sin 2\mathrm{\ωt}$

根据图4，信号S_r(t)用于F/2限定频率的低通滤波器Fb，从而在信号输出得到了 $S_r\left(t\right)=\frac{A_r}{2}$ 。

可以看到所进行的检波允许重新找到具有接近2的因数的信号S(t)的实数部分的模。

以同样方式进行的该虚数部分的检波允许获得：

S_j(t)＝sinωtcosωt(A_rcos-A_jsin)-A_rsin²ωtsin+A_jcos²ωtcos

假定＝0，因为cos＝1并且sin＝0，可以得到：

$S_j\left(t\right)=A_j(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}\cos 2\mathrm{\ωt})+\frac{A_r}{2}\sin 2\mathrm{\ωt}$

该信号用于f/2的频率的低通滤波Fb，并且在信号输出获得了

$S_j\left(t\right)=\frac{A_j}{2}$

可以看到所进行的检波允许重新获得具有接近2的因数的信号S(t)的虚数部分的模。

刚刚参照附图4描述过的检波方法，假定了相位差为0。如果不是这种情况，角度的引向可以表达为：以及

正如刚刚描述过的那样，本发明的方法进行了五次测量，允许每次建立一个实数部分和一个虚数部分。如下面的表格所表示的那样，该顺序包括在频率f₁上的三次测量，同时具有不同的感应，即B_n-1，B_n以及B_n+1。

所述不同的感应是这样获得的：在阻抗变换器的输入端子施加相应的电压kV_P，V_P，

，k是常数。在所施加的电压为 ，频率为k₀f₁下进行第四次测量，在所施加的电压为V_P，频率为k₀f₁下进行第五次测量。

正如表格所示，该方法允许测量表达式

的实数部分和虚数部分，即表示了待建立的回路阻抗的初级电流I_P。

在所施加的电压为kV_P，频率为f₁下进行的第一次测量允许测量将要被存储的实数部分R_n-1，如表格所示。第二次测量是在所施加的电压为V_P，频率为f₁下进行的，从而允许测量实数部分R_n和虚数部分J_n，更精确地说是R₁，J₁，R₁，J₁将被存储。

在所施加的电压为

，频率为f₁下进行的第三次测量提供了实数部分R_n+1，在频率为k₀f₁下进行的第四次测量给出了虚数部分R_n+1′。

最后，所施加的电压为V_P，频率为k₀f₁下进行的第五次测量允许测量R_n′＝R₂，J_1n′＝J₂，R₂，J₂被存储。

在通过测量已经建立了实数值和虚数值R和J之后，本发明的方法设计通过利用所测量的数值，建立回路阻抗Z_X。

在频率f₁下获得的实数部分R₁和虚数部分J₁以及在频率f₂下获得的R₂和J₂由下面的等式定义：

$R_1=\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+C_{f_n},J_1=\frac{L_X\mathrm{\ω}}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+\frac{1}{L_{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}}$

$R_2=\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+k_0^2{L}_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+C_{f_n}^{\′},J_2=\frac{k_0{L}_X\mathrm{\ω}}{N_P^2(R_X^2+k_0^2{L}_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+\frac{1}{k_0{L}_{\mathrm{\μ}}\mathrm{\ω}}$

通过将已知的等式本身展开，获得了下面的表达式：

$L_X\mathrm{\ω}=\frac{{\mathrm{\ϵ}}_1-{\mathrm{\ϵ}}_2}{N_P^2{\mathrm{\ϵ}}_1{\mathrm{\ϵ}}_2(k_0^2-1)}\frac{k_0^2{\mathrm{\ϵ}}_2-{\mathrm{\ϵ}}_1}{k_0{J}_2-J_1}$

$R_X=L_X\mathrm{\ω}\frac{k_0^2{\mathrm{\ϵ}}_2-{\mathrm{\ϵ}}_1}{k_0{J}_2-J_1}$

上面的项ε₁，ε₂等于：ε₁＝R₁-C_fn，ε₂＝C_fn′

根据所述值R_X和L_X，计算出阻抗Z_X，从而将电感回路的阻抗简化为网络频率，即 ，从而建立了 $Z_X=\sqrt{R_X^2+k^{\′2}{L}_X^2{\mathrm{\ω}}^2}$

R_X和K_X的等式的求解需要计算代表铁损的项C_f和C_f′。

根据下面的初始等式： $R_n=\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+C_{f_n}=M+C_{f_n}$ 其中 $M=\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+L_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}$

$C_{f_n}=A_n{C}_{f_0}{\left(\frac{B_n}{B_0}\right)}^y=C_{f_0}\left(\frac{V_{P_n}^2}{V_{P_n}^2}\right){\left(\frac{B_n}{B_n}\right)}^y=C_{f_0}$

$C_{f_{n+1}}=A_{n+1}{C}_{f_0}{\left(\frac{B_{n+1}}{B_0}\right)}^y=C_{f_0}\left(\frac{V_{P_n}^2}{V_{P_n+1}^2}\right){\left(\frac{B_{n+1}}{B_n}\right)}^y=C_{f_0}\left(\frac{V_{P_n}^2}{k^2{V}_{P_n}^2}\right){\left(\frac{{\mathrm{kB}}_n}{B_n}\right)}^y=C_{f_0}\frac{k^y}{k^2}$

$C_{f_{n-1}}=A_{n-1}{C}_{f_0}{\left(\frac{B_{n-1}}{B_0}\right)}^y=C_{f_0}\left(\frac{V_{P_n}^2}{V_{n-1}^2}\right){\left(\frac{B_{n-1}}{B_n}\right)}^y=C_{f_0}\left(\frac{k^2{V}_{P_n}^2}{V_{P_n}^2}\right){\left(\frac{B_n}{k{B}_n}\right)}^y=C_{f_0}\frac{k^2}{k^y}$

其中K是电感B的变化因数，因此也是电压V_P的变化因数。从而获得了：

$R_n-R_{n+1}=C_{f_0}-C_{f_0}\frac{k^y}{k^2}=C_{f_0}(1-\frac{k^y}{k^2})$

$R_{n-1}-R_n=C_{f_0}\frac{k^2}{k^y}-C_{f_0}=C_{f_0}(\frac{k^2}{k^y}-1)$

将两个等式相除，即：

$\frac{R_n-R_{n+1}}{R_{n-1}-R_n}=\frac{1-\frac{k^y}{k^2}}{\frac{k^2}{k^y}-1}=\frac{\frac{k^2-k^y}{k^2}}{\frac{k^2-k^y}{k^y}}=\frac{k^y}{k^2}$

从而得到

$k^y=k^2\frac{R_n-R_{n+1}}{R_{n-1}-R_n}$

以及 $y\log k=\log \left(k^2\frac{R_n-R_{n+1}}{R_{n-1}-R_n}\right)$

因此可以建立：

$y=2+\frac{\log \frac{R_n-R_{n+1}}{R_{n-1}-R_n}}{\log k}$

知道了y的值，就可以应用前面的等式，因此得出：

$C_{f_0}=\frac{R_n-R_{n+1}}{1-\frac{k^y}{k^2}}$

与计算C_f0相类似，可以得到：

$R_n^{\′}=\frac{R_x}{N_p^2(R_X^2+k_0^2{L}_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}+C_{f_0}^{\′}=M^{\′}+C_{f_0}^{\′}$

其中 $M^{\′}=\frac{R_X}{N_P^2(R_X^2+k_0^2{L}_X^2{\mathrm{\ω}}^2)}$ 以及

$C_{f_0}^{\′}=\frac{R_n^{\′}-R_{n+1}^{\′}}{1-\frac{k^y}{k^2}}$

通过按照刚刚描述过的并且算术展开获得的等式进行所述计算，从而可以计算下面的值：y，C_f，ε₁，C_f′，ε₂，L_Xω，R_X，Z_X，正如表格中的前列和最后列所给出的那样。在计算之后，将表格的最后列中的值，其中的回路阻抗Z_X，存储。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.通过测量回路阻抗测量电气设备的接地电阻的方法，其特征在于，包括以下步骤：借助于生成电压的变换器将电流注入到回路中，并且通过测量电流的变换器测量电流；将两个变换器结合为用作阻抗变换器的一个变换器，并且按照以下方式建立回路阻抗：进行多次测量，从而通过应用测量结果确定和去除变换器的参数。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过不同的感应值和频率进行多次测量。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，通过改变施加到变换器的输入端子上的电压V_P使电感改变。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，分别测量变换器的输入电压V_P和注入电流I_P之间的关系的实数部分和虚数部分，并且应用测量结果计算出待测阻抗的电阻部分和电感部分以及该阻抗Z_X本身的值。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其特征在于，确定所述阻抗变换器的铁损C_f和电磁感应的虚数部分Y_μ，并且在下面的等式中建立阻抗Z_X：

$\frac{I_P}{V_P}=C_f+Y_{\mathrm{\μ}}+Y_X$

其中，Y_X等于

并且I_P等于所测出的电流。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，实数部分R和虚数部分J的参数是这样确定的：进行多次测量，始终保持构成阻抗变换器的夹子闭合，在多次测量期间，将电感B改变为第一频率f₁和第二频率f₂＝K₀f₁。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，在频率f₁处的三次测量是这样进行的：使电感B改变，在频率f₂的至少两次测量是这样进行的：使电感B改变。

8.根据权利要求4至7中任一项所述的方法，其特征在于，如下所述使实数部分R和虚数部分J分开：在所测量的电流I_P上施加双二次同步检波。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，首先空载测量以便确定铁损(C_f)以及电磁感应的虚数部分(Y_μ)，然后进行回路测量，如下所述建立回路阻抗(Z_X)的值：按照每个值的相位差减去铁损和电磁感应的映像的值。