CN1636347A - 正交振幅调制型解调器中的双比特误码率估计 - Google Patents

Abstract

一种正交振幅调制型解调器，它包含可作高比特误码率测量的双比特误码率估计器单元(70)。双比特误码率估计器电路(70)利用的信息涉及来自前向纠错译码器(60)的校正字节数和足够多数量帧内可识别模式的计数值。这两种信息可在比特误码率水平上进行比较，其中模式识别计数器(705)和FEC译码器(60)能够输出有效数据。两种信息的比较提供了一种检测网络上噪声类型的方法并且使信号传输中的问题解决更为方便。

Description

正交振幅调制型解调器中的双比特误码率估计

技术领域

本发明涉及一种正交振幅调制(QAM)型解调器，用于对以QAM方式调制的信号进行解调。

背景技术

正交调幅(QAM)是一种中频(IF)调制技术，其中QAM信号的产生方式为，分别以两个正交载频对相互独立产生的两个基带信号进行调幅并加入合成信号。QAM调制被用来将数字信息调制到常用频带。这可以将一个信号占据的频段匹配至传输线路的通带上，从而允许对诸信号作频分复用，或者可以将信号用较小的天线发射。QAM已经被数字视频广播(DVB)和数字音频可视化协会(DAVIC)和多媒体有线网络系统(MCNS)标准化团体采纳在同轴、混合光纤同轴(HFC)和微波多端口分布无线系统(MMDS)电视网上传输电视信号。

QAM调制技术现有(4，16，32，64，128，256，512，1024)的可变级别(level)，它们在1MHz上提供了2、4、5、6、7、8、9和10Mbit/s的比特速率。在美国6MHzCATV频道上，提供的比特速率最高约为42Mbit/s(QAM-256)，而在8MHz欧洲CATV频道上，提供的比特速率最高约56Mbit/s。这相当于在一套模拟电视节目的带宽上传送10套PAL或SECAM制式电视节目，或者传送大约2～3套高清晰度电视(HDTV)节目。音频和视频码流以数字化方式编码并映射入由188字节构成的MPEG2传输码流分组内。

比特流以n比特为单位分组。每个分组映射入由分量I和Q表示的QAM符号中，例如一组n＝4的比特被映射入一组16-QAM符号内，一组n＝8的比特被映射入一组256-QAM符号内。I和Q分量经过滤波和以正弦波和余弦波(载波)调制形成独有的射频(RF)频谱。I和Q分量通常表示为星座图，该图在同相和正交坐标上可能的离散取值。传送信号s(t)由下式给出：

                s(t)＝Icos(2πf₀t)-Qsin(2πf₀t)这里f₀为RF信号的中心频率。I和Q分量在接收机和发射机处通常为经过自乘(raised)余弦滤波的波形。因此合成的RF频谱以f₀为中心并且带宽为R(1+α)，这里R为符号传输速率而α为自乘余弦滤波器的摆动(roll-off)因子。由于在时间单位1/R内n个比特被映射入一个QAM符号中，所以符号传输速率是传输比特率的1/n。

为了从被调制的载波中恢复基带信号，在传输线路的接收端采用解调器。接收机必须控制接收信号的输入放大器的增益，恢复信号的符号频率，并且恢复RF信号的载波频率。在完成这些主要功能之后，I/Q星座图上接收到的点是发送的QAM符号与传输中加入的噪声之和。为了判定最可能发送的QAM符号，接收机随后根据QAM符号之间一半距离处的连线进行阈值判决。从该符号中利用与调制器中相同的映射方式反映射比特。通常情况下，比特随后经过前向误码译码器，纠正可能发生的对实际传送QAM符号所作的错误判决。前向误码译码器通常包含一个解交织器，其作用是分散突发脉冲中可能已经或将发生的误码，否则误码将更加难以校正。

在数字数据传输系统中，常用误码率(BER)作为描述误码发生率的度量。BER的估计方式一般是对规定时段内接收到的错误比特进行计数并取接收到的错误比特数与接收到的比特总数之比率。许多QAM系统采用这种误码率量度来确定和/或校正传输系统的误码。例如，授权给Biessman等人的美国专利No.5,163,051揭示了一种由两个独立的BER测试系统组成的BER测试装置，它利用一个处理器控制每个独立的BER测试系统并利用缓冲存储设备记录控制器处理器与每个测试系统之间通信的信息，由此完成一对位于模拟传输链路两端的调制解调器的全双工测试。授权给Nakamura等人的美国专利No.5,168,509揭示了一种利用Reed-Solomon编码器和Reed-Solomon译码器进行误码校正的多级QAM通信系统。

一般而言，误码率通常在接收机处通过观察前向纠错译码器的校正字节数而进行估计的。当比特误码率较高或突发性地增加时，仅仅利用这样的纠错信息就会存在问题。如果误码数量大于纠错码的校正能力时，纠错信息是无效的并且无法为估计器所用。但是通常情况下，发送帧内存在未被前向纠错(FEC)编码器编码的其他信息，例如同步模式。在比特误码率较高或突发性地增加时，为了得到精确的BER结果，能够利用这样的信息将是有益的。

本发明的目的是在基于Reed-Solomon纠错和序列模式识别的QAM解调器中提供一双BER估计器来测量较高的比特误码率。

本发明进一步的目的是在QAM解调器中提供一种双BER估计器，即使在误码率较高时，它也能够估计出传输链路的质量。

发明内容

上述目的由具有可进行高比特误码率测量的双比特率估计器的QAM解调器来实现。本发明原理基于对某些信息的双重使用，这些信息涉及足够多帧数内前向纠错(FEC)译码器的纠错比特数和可识别模式帧数。这两块信息可以在比特误码率水平上比较，此时的模式识别计数器和FEC译码器能输出有效数据。如果误码是均匀分布的，则比较结果一般显示两个数值相差不到1％。如果是较高的比特误码率水平，则只使用帧模式识别计数器的信息。

当解交织器强度提供了足够的误码扩展能力从而将误码均匀地分布在帧内并低于纠错编码的纠错能力时，本发明利用FEC译码器提供非常精确的信息，而当出现较高的或突发性的误码率时，本发明利用帧模式识别计数器信息提供精确的信息。这使得即使在信道严重失真或强噪声时也可以估计传输质量。这有助于识别出低劣传输的原因并易于改正所出现的问题。

附图说明

图1为可采用本发明解调器的网络接口单元的框图。

图2为本发明解调器的框图。

图3为图2所示解调器的第一AGC单元的框图。

图4为图2所示解调器的第二AGC单元的框图。

图5为图2所示解调器的一部分的框图。

图6为图2所示解调器的直接数字合成器的框图。

图7为图2所示解调器的数字时序恢复电路的框图。

图8为公知的插值模式框图。

图9为图7数字时序恢复电路中所用插值模式的框图。

图10为图2所示解调器的符号检测电路中所用相位噪声和附加噪声估计器的框图。

图11为图2所示解调器中所用双比特误码率估计器的框图。

具体实施方式

参见图1，本发明的QAM解调器99一般用作网络接口单元92部分。网络接口单元92被定义为从有线网络所接收的信号95与多路信号分离器的输入信号93之间的接口模块。来自有线网络的信号95被输入调谐器96。调谐器的输入端接收47MHz～862MHz频率范围内的信号并且将选定的信号下转频为中频(IF)信号。该中频的取值由随地理位置而异的信道带宽决定。例如，NTSC、美国和日本制式下的信道带宽为6MHz，中频在44MHz左右，而PAL/SECAM和欧洲制式下的信道带宽为8MHz，中频在36MHz左右。调谐器的输出被输入表面声波(SAW)滤波器97，中频频率等于SAW滤波器的中心频率。SAW滤波器97的输出被送至用来补偿SAW滤波器衰减的放大器98，随后放大器98的输出被送至QAM解调器99。放大器98可以有受QAM解调器99的自动增益控制信号94控制的可变增益。QAM解调器99还可用于其他利用QAM或QPSK解调的数字传输系统，例如无线链路、无线本地环路或室内网络。

参见图2，本发明的QAM解调器99包括接收中频输入信号12的模数(A/D)转换器25。A/D转换器25采样中频信号12并且产生位于中频信号12中心频率F₀周围的数字频谱。A/D转换器25的输出信号14被提供给包含直接数字合成器30的基带转换电路以将中频信号转换为基带信号。A/D转换器25的输出信号14还被提供给控制其输入信号12的模拟增益的第一自动增益控制电路(AGC1)10。

在信号被转换为包含信号分量I(同相)和Q(正交)的基带信号后，它被提供给用来使解调器电路的时序与输入信号的符号同步的时序恢复电路35。时序恢复电路35采用连续可变插值滤波器来采样能够使电路恢复极大范围符号速率的输入信号，这将在下面作进一步的阐述。信号随后被提供给作为第二自动增益控制电路(AGC2)210部分的数字乘法器210。随后，信号经过接收滤波器40并到达均衡器45。AGC2电路20为数字AGC电路并且对输入均衡器45的信号电平作微调。由于邻近的信道已经被接收滤波器40滤除，因此数字AGC电路20仅涉及信号本身，并且以数字方式补偿输入功率因邻近信道而可能降低的模拟AGC1电路10。接收滤波器40属于平方根自乘余弦型，支持的摆动因子介于0.11～0.30范围内，它接收时序恢复电路的输出信号并确保大于43dB的带外信号被舍弃。这种重要的舍弃提高了网络接口单元对邻近信道的截止边缘。均衡器45补偿网络上遭遇的不同衰落，例如不需要的幅度-频率或相位-频率响应。有两种均衡器结构可以选用，横向型结构或其中心抽头位置可以选择的判定反馈型。

均衡器45的输出信号被提供给载波恢复电路50以恢复载波信号。载波恢复电路50允许获取和跟踪高达符号速率12％的频率偏移。恢复后的频率偏移可以经I2C接口监视。该信息可被用来重新调整调谐器或解调器频率以抑制信号滤波后的变差，这有助于改善比特误码率。载波恢复电路50的输出信号52被提供给符号判定电路55并且还被提供给数字AGC2电路20内的功率比较器电路230和数字环路滤波器220以向乘法器21提供增益控制信号225。在符号判定电路55内，信号被提供给符号阈值检测器，随后是差分检测器，最后是产生送往前向纠错电路60的恢复比特流57的DVB或DAVIC解映射器。符号判定电路的输出信号57还被提供给功率比较器电路230。

前向纠错(FEC)电路60首先完成帧同步化处理61，在该处理中比特流被分解为204个字节的输出分组。分组随后被提供给解交织器和Red-Solomon(RS)译码器5，在那里分组被解交织并随后由RS译码器完成每个分组内最多8个误码(字节)的纠错。RS译码器还提供其他涉及未纠错分组和分组内纠错比特位置的信息(如果有误码)。交织器可以选用两种深度：12(DVB/DAVIC)和17。深度17提高了系统抵御脉冲噪声的强度，但是以信号在监视方以同一数值交织为前提。在RS译码后，为了消除能量分散，分组要作反扰频(de-scramble)处理。FEC电路60的数据输出93由MPEG2传输系统(TS)分组构成并且是解调器99的输出。此外，比特误码率信号68、69还被发送至双比特误码率估计器电路70以根据纠错和帧模式识别估计比特误码率的高低并产生比特误码率信号72。

如上所述，双自动增益控制(AGC)电路位于接收滤波器前后以控制信号的接收电平。第一AGC电路10控制A/D转换器输入信号的模拟增益。参见图3，A/D转换器25的输出信号14被提供给AGC110的功率估计电路110以估计接收信号14的信号电平并且将其与预先设定的信号电平进行比较。功率估计电路110包括将信号14转换为输入比较器140的方波信号的平方化模块130。比较器140将输入信号与预先设定的基准电压或者比较器阈值电压进行比较，并且在输入信号的电平与比较器阈值电压电平匹配时产生输出信号。比较器阈值电压或基准电压可以由修正电路120作相应调整。修正电路120监视十分邻近信道125出现的信号并对基准电压作相应调整。此外，饱和检测计数器115检测A/D转换器中是否出现饱和，并且在饱和时向修正电路120发送信号以调整基准电压，从而消除饱和。在信号经过比较器140后，功率估计器电路110的输出信号被提供给数字环路滤波器150，该滤波器滤除信号中的载波频率分量和谐波分量，但是使初始调制频率信号通过。数字环路滤波器150接收对放大器最大增益配置进行设定以限制非线性影响的配置信号152。数字环路滤波器150的输出信号162被转换为提供给RC滤波器170的脉宽调制(PWM)信号160，RC滤波器170产生控制A/D转换器放大器模拟增益的信号167。数字环路滤波器的另一路输出提供了监视其增益的信号155。由于由数字环路控制进行功率估计，所以控制模拟增益的PWM信号产生非常稳定的控制。

第二AGC电路20位于滤波器40之后，因此仅须考虑QAM信号本身的接收功率，并且将内部放大水平相应调整至阈值判定前的纠错水平。第二AGC电路20补偿第一AGC电路10因邻近信道存在而引起的衰减，并且还将信号水平相应调整至精确地等于QAM信号的判定阈值水平。参见图4，时序恢复电路的输出信号42被送至第二AGC电路20的数字乘法器210。数字乘法器210对信号作乘法运算，随后将信号送至如上所述的接收滤波器40、均衡器45和载波恢复电路50。载波恢复电路50的输出反馈入第二AGC电路20的功率比较器电路230，由其将载波恢复电路的输出信号52与一组QAM值比较。数字环路滤波器220滤除误码信号并向数字乘法器210提供增益控制信号225。此外，信号227可以自数字环路滤波器提供以监视增益量。

参见图5和6，上述直接数字合成器(DDS)30以数字方式将来自A/D变换器25的信号14调谐至接收滤波器40的带宽内，即使接收机存在大的频率偏移时也是如此，因此为输入信号所用的频率值提供了较大的灵活性。利用接收滤波器40前的第一DDS30(以数字方式将信号调谐在接收滤波器带宽内)与载波恢复电路50内的第二DDS 545(在时序恢复35和均衡器45电路之后对信号相位作微调)的组合完成中频-基带信号转换。

参见图6，在中频信号12经过A/D转换器25后，A/D转换器的输出数字信号14被送至作为DDS1 30一部分的乘法器304。乘法器304将数字信号14转换为构成QAM符号的两路并行分量I(同相)和Q(正交)。这些信号分量进入如上所述的接收滤波器40、均衡器45和载波恢复电路50。参见图5，载波恢复电路50包括频率偏移检测电路525和相位偏移检测电路535，它们恢复被送往数字AGC2电路20和符号检测电路55的载波信号。恢复后的频率偏移经I2C接口监视并且其信息可以被用来重新调节调谐器频率以抑制滤波导致的信号质量变差从而改善误码率。该信息还可作为信号527送至DDS1电路30以在接收滤波器40之前丝毫不差地恢复出频率。相位检测电路535向DDS2电路545发出信号537。长环路频率下转换对为了频率恢复是最佳的(因为是在接收滤波器40之前完成以保持住均衡和载波频率估计前的最大信号能量)，而对相位跟踪，短环路载波相位恢复是最佳的，特别是在信号有相位噪声的情况下，所以采用双DDS结构来控制中频信号-基带信号的下转换是有好处的。

参见图6，载波恢复频率反馈信号527被送至DDS1电路30内的加法器电路306。加法器电路306将频率反馈信号527加入配置的中频频率27并且将形成的信号送至相位累加电路305，由其将频率反馈信号527确定的频率分量累加。该信号被送至包含合成信号用的正弦值的常数表303。合成信号316被回送至乘法器304。参见图5，第二DDS2电路545以同样方式工作，除了它合成的是相位检测电路535的输出信号537以外。纯数字载波恢复避免了电压受控振荡器(VCO)的使用并且在信号精度和残余相位噪声方面提供了更好的载波恢复。

参见图7，时序恢复电路35采用符号率连续调整的插值滤波器353重新采样输入信号。与采用定义为t/T_s(时间/采样间隔)的插值函数的现有技术插值方法不同，本发明中的时序恢复电路35内所用插值方法定义为函数t/T_i(时间/插值间隔)。这使得插值滤波就性能和复杂性而言在完全独立于符号率，并且由于插值器舍弃了接收信号带宽以外的大部分信号，所以更好地摒弃了邻近信道。

调制解调器应用中插值的目的是以速率1/T_s处理由模数转换器产生的数字样本x(kT_s)，从而以数倍于传输波特率1/T的速率1/T_i生成“插值”y(kT_i)365。

以下描述连续时间滤波器的插值。数学模型参照图8加以描述。它包括产生模拟冲量814虚拟数模转换器802、连续时间滤波器h(t)804以及以时间t＝kT_i采样的重采样器806。输出插值820表示为

$y(K{T}_i)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}x\left(m{T}_s\right)h(k{T}_i-m{T}_s)---\left(1\right)$

参见图7，重采样时刻t＝kT_i由数字式受控振荡器358赋予。数字式受控振荡器358在每个时刻mT_s产生两个信号。第一个信号为溢出信号ζ，其指示在上一T_s周期内已经发生的重采样时刻(t＝kT_i)。第二个信号362为T_i分数信号η，因此ηT_i表示自上次重采样时刻起的时间。

数字式受控振荡器358由估计T_s/T_i比值的信号W(m)控制。在实际的调制解调器应用中，受相位误码估计器或时序误差检测器354驱动的环路滤波器356赋予信号W(m)。

以上描述在数学上可以下式表示：

          η(m)＝[η(m-1)-W(m)]mod-1

          ξ(m)＝1ifη(m-1)-W(m)＜0           (2)

          ξ(m)＝0ifη(m-1)-W(m)≥0

已有技术的插入方法采用被采样周期Ts归一化的滤波器h(t)，它引入了一个T_s基点指数和一个T_s分数间隔。在本发明所用的插值方法中，上述方程(1)被重，其中h是一个变量X·T_i的函数。函数h的该性质使得插值时序和频率响应不随插值率改变，因此也不随波特率变化。为此，首先注意采样时刻mT_s可以写为如下形式：

                   mT_s＝l_mT_i-η(m)T_i这里η(m)为数字式受控振荡器的直接输出而(1_m-1)为自t＝0起至时刻t＝mT_s为止的溢出(ζ＝1)数量。当引入包含所有使得l_m＝1的m的整数间隔I₁时，方程(1)可以写为：

$y{\left(\mathrm{kT}\right)}_i=\underset{1}{\mathrm{\Σ}}(\underset{\mathrm{me}{I}_1}{\mathrm{\Σ}}X\left(m{T}_s\right)\·h[(k-1+\mathrm{\η}(m\left)\right)T_i\left]\right)---\left(3\right)$

假定h(t)为间隔[I₁T_i，I₂T_i]期间内的有限长度冲量响应，则方程(3)按照指数j＝k-1重排为：

$y\left(k{T}_i\right)=\underset{j=I_1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_j\left[(k-j)T_i\right]$

其中：

$a_j\left(l{T}_i\right)=\underset{\mathrm{me}{I}_1}{\mathrm{\Σ}}\left(m{T}_s\right)\·h[(j+\mathrm{\η}\left(m\right))T_i]$

最后一式子表明，通过对(I₁+I₂+1)项a_j(1T_i)进行求和和延迟处理计算出插值，这里的a_j(1T_i)为时间间隔[(1-1)T_i，1T_i]上的输入样本x(mT_s)与系数h[(j+η(m))T_i]的乘积累加值。

参见图9，a_j在实践中以乘法器-累加器运算器908实现，当溢出信号ζ(m)＝1时清零。系数h[(j+η(m))T_i]由系数计算块909赋予，其输入η(m)由数字式受控振荡器(NCO)910输出。

有注意的是，乘法器-累加器以1/T_s的频率运行并且a_j以频率1/T_i计算求和。对于较小的T_s/T_i比值，大量的乘法-累加运算在一个较长的T_i周期内处理。这使得T_i-插值器相对T_s有更长时间的冲量响应，并且相对采样频率具有更窄的频率带宽。

出于实践上的考虑，h[(j+η)T_i]可以是间隔[0，1]上η的多项式函数，并且h[(j+η)T_i]＝p_j(η)。在实际实现方式下选择的是3阶多项式，这是因为这种多项式降低了计算复杂度并且具对冲量响应h(t)有非常好的性能，因为它只有几个间隔T_i(一般是4-8个)。还可以采用特定的多项式形式来进一步降低计算复杂度。一旦选定了多项式的阶数、形式和数量(I₁+I₂+1)，通过使成本函数最小化来计算多项式参数，成本函数是对冲量响应h(t)的频谱限制。

还要注意的是，与现有技术的T_s-插值方法一样，计算系数h[(j+η(m))T_i]用的变量η无需再作计算和逼近。

参见图10，前述载波恢复电路50包括相位噪声估计电路506和附加噪声估计电路507，电路507对QAM解调器观察到的残余相位噪声和附加噪声进行估计。该估计使得用户可以优化载波环路带宽以在相位噪声与附加噪声之间达到最佳平衡。接收的QAM符号504被送至符号检测或判定块508。在I/Q坐标系中，接收的QAM符号504是一个在距离上靠近但是由于噪声而不同于可能被发送的QAM符号的点。符号检测块508通过搜索接收到的QAM符号与可能发送的QAM符号(阈值符号)之间的最小距离来判定最可能发送的QAM符号。这样，符号检测块508确定已被发送的QAM符号。判定的QAM符号509与接收的QAM符号504之间的最小均方(LMS)差由本领域内公知的最小均方差方法505确定并且最小均方差信号512连同判定的QAM符号509被送至相位噪声506和附加噪声507估计器。

相位噪声估计基于最小均方差(dx+jdy)，这里dx+jdy＝(接收点-判定的QAM符号)。该误差仅考虑I和Q(|a|+j|a|))上具有最大和相同幅度的QAM符号。随后由E[dx*dy]＝-|a²|E(ph²)给出平均相位噪声，这里E表示平均值而ph为残余相位噪声。相位噪声估计器结果518不依赖于附加噪声。

与相位噪声估计中一样，附加噪声估计也基于同一误差信号512，但是噪声估计情况下的误差仅基于I和Q上具有最小幅度(|a|＝1)的QAM符号。平均附加噪声由E[(dx*sgn(I)*I+dy*sgn(Q)*Q)²]＝E[n²]给定，这里n表示复附加噪声。附加噪声估计器结果不依赖于信号的相位。

参见图11，来自上述符号检测电路的恢复后比特流57被送至前向纠错(FEC)译码器60内的帧同步恢复(FSR)电路61。FSR电路61将比特流分解为在输出端输出的204字节一组的分组。随后，诸分组被提供给帧模式计数器62，由它维持足够多数量帧范围内可识别帧模式的计数以得到附加的信息，例如未由FEC编码器编码的信息。

该信息被输入双BER单元70的第一比特误码率估计器715。比特流分组随后被送至解交织器和以上述方式产生MPEG TS数据输出信号93的FEC译码器单元65。可纠正错误69被送至双BER单元70内的计数器705并且随后送至第二比特误码率估计器716。第一BER估计器单元715和第二BER估计器单元716的输出到达软件处理单元710，由它将两个BER输出进行比较。这给出了有关噪声类型的额外信息，例如噪声是由猝发脉冲还是分布误码引起的。对于例如小于10^-3的低比特误码率，第二比特误码率估计器716将产生更为精确的数值。对于高BER或者猝发脉冲误码，由于超出了编码的纠错能力，所以第二BER估计器716的结果不再精确。在这种情况下，第一BER估计器715的结果将更为精确。

即使对于严重失真或大噪声的信道，双比特误码率估计器电路也可以评价传输链路的质量，这有助于了解低劣接收的原因。特别是，当交织器强度提供足够的误码分散从而使误码均匀分布在帧内并低于纠正误编码的纠正能力时，FEC译码器65给出了非常精确的信息，但是在长猝发脉冲误码时，给出的信息非常不精确。

两种类型信息的比较提供了一种检测网络上可能发生的噪声误码类型的方法。例如，这使得可以检测出低劣的接收是缘于猝发噪声还是其它问题(例如相位噪声、衰落等)。在某些猝发噪声极大的情况下，虽然所有的误码都发生在传输的某一特定瞬间(这种误码可能完全改变了传输链路载送的信息内容，例如电视图像、音频信号等)，但是FEC译码器显示的可能仍然是相对较低的比特误码率。双BER估计器电路可以更容易地确定恶劣传输的原因并由此解决问题。

Claims (9)

1.一种正交振幅调制(QAM)型解调器，其特征在于，它包含：

模数转换器，它接收输入信号并产生第一信号；

基带转换电路，它以电学方式与模数转换器耦合，接收第一信号，并产生基带信号；

载波恢复电路，它以电学方式与基带转换电路耦合，接收基带信号并产生QAM信号；

符号判定电路，它以电学方式与载波恢复电路耦合，接收QAM信号并产生恢复后的比特流输出信号；

前向纠错电路，它以电学方式与符号判定电路耦合，接收恢复后的比特流输出信号，并产生一个解调数据输出信号和多个误码信号；以及

双比特误码率(BER)估计器电路，它以电学方式与前向纠错电路耦合，接收多个误码信号并产生比特误码率输出信号。

2.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，双比特误码率估计器电路包括第一比特误码率估计器电路和第二比特误码率估计器电路，第一和第二比特误码率估计器电路的每一个都产生比特误码率输出。

3.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，第一和第二比特误码率估计器电路的比特误码率输出被送至产生比特误码率输出信号的软件处理单元。

4.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，前向纠错电路包括：

帧同步恢复电路，它接收符号判定电路的恢复后比特流输出信号并产生分解后的比特流；以及

帧模式计数器，它接收分解后的比特流并产生包括第一误码信号的多个比特流分组。

5.如权利要求4所述的解调器，其特征在于，第一误码信号包括可识别帧模式的计数值。

6.如权利要求4所述的解调器，其特征在于，第一误码信号被送至第一比特误码率估计器电路。

7.如权利要求3所述的解调器，其特征在于，前向纠错电路包括解交织器和前向纠错译码器电路，前向纠错译码器电路从帧模式计数器接收多个比特流分组并产生数据输出信号和第二误码信号。

8.如权利要求7所述的解调器，其特征在于，第二误码信号包括来自译码器电路的比特误码率信息。

9.如权利要求7所述的解调器，其特征在于，第二误码信号被送至双比特误码率估计器电路内的计数器并随后送至第二比特误码率估计器电路。

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