CN1633748A - 用于数字通信的线路编码方案、传送方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种用于数字通信，特别是光通信的n阶编码方案，用于获得表示二进制数据的编码信号x(t)，该二进制数据由速率为T的信息比特序列{u}构成，该编码方案具有N＝2ⁿ个状态，记做∑_i，i＝1，2，...，N，并且包括结合成信号x(t)的预定义的基本信号s_i (t)。根据本方案，如果在时刻t＝kT，编码处于N个状态的状态∑_m，则该序列{u_k}的信息比特u_k的到达迫使进行到N个状态的状态∑_q的转移并且选择基本信号s_i (t)作为x(t)，其中q和i由下式给出：d₁＝m－1 mod 2；d₀＝d₁+u_k mod 2；r＝2(m－1)+d₀；q＝(r mod N)+1；以及(公式)。

Description

用于数字通信的线路编码方案、传送方法和装置

本发明涉及对数据进行编码以便在传送装置中连续传送的领域，并且特别适用于(但不限于)光通信系统的领域。

光通信系统是通信网络中一个重要而又快速增长的组成部分。此处所使用的表达“光通信系统”涉及任何使用光信号传递信息的系统。这样的光系统包括(但不局限于)电信系统、有线电视系统以及局域网(LAN)。光通信系统被配置成在光纤上所载送的调制光束中承载信息。然而现在所用的光纤却具有限制数据传送速度和距离的特性。

色散光纤使输入脉冲变宽，引起在接收器处的符号间干扰，并且对于预先指定的数据速率，限制了最大连接距离。因为这种现象是由于光纤相位响应在光载频附近的非线性形状造成的，所以具有比较窄的带宽的信号会受到更少的色散影响。减小信号带宽的一种方法是线路编码，而一个建议的候选方案就是双二进制码。

双二进制是一种广泛应用的编码方案，在该方案中“0”(“零”)比特用零电平的电流或者电压表示，对于“1”(“一”)比特：如果自上一个“1”比特以来的“0”比特的数量为偶数则表示成正电平电流或者电压，而如果自上一个“1”比特以来的“0”比特的数量为奇数则表示成负电平电流或者电压。也可以颠倒这种逻辑关系，把上述讨论中的词“比特0”和“比特1”互换。最近Stark等在1999年的Proc.OFC’99，WM46-1卷，第331页-333页“用于色散容限和频谱效率的线路编码：双二进制码及其它”(“Line coding fordispersion tolerance and spectral efficiency：duobinary andbeyond”)中提出了另外一种线路编码方案，它被称为分阶段的幅移信令(Phased Amplitude-shift signalling：PASS)码，是基于双二进制码的修改。

一种被称为相位整形二进制传送(Phase-Shaped BinaryTransmission，PSBT)的替换编码方案被Penninckx等提出，发表在1997年2月IEEE Photon.Technol.Lett.Vol.9，no.2第259-261页的“相位整形二进制传送(PSBT)：一种远远超过色散限制的传送新技术(The phase-shaped binary transmission(PSBT)：a newtechnique to transmit far beyond the chromatic dispersionlimit)”。

通过本发明的发明人之一E.Forestieri在提交给J.LightwaveTechnol.Vol.18，n.11，2000年11月的“在具有色散、任意脉冲形状以及检测前和检测后滤波的光波系统中评估错误概率”(“Evaluating the error probability in lightwave systems withchromatic dispersion，arbitrary pulse shape and pre-andpost-detection filtering”)中所提出的分析方法，可以精确地评估并比较此类编码技术的性能。

需要一种可以提供比现有的线路编码性能更好的新的线路编码。

本发明总的目的是通过采用一种允许比现有技术的性能更好的线路编码方案、方法以及装置来消除上述的缺点。

为了这个目的，我们根据本发明寻求提供一种用于数字通信的n阶编码方案，以获得表示由速率为T的信息比特{u_k}序列构成的二进制数据的编码信号x(t)，该方案具有N＝2ⁿ个状态，记做∑_i，i＝1，2，...，N，并且包含被结合成信号x(t)的预定基本信号s_i(t)，其特征在于如果在时刻t＝kT，编码处于N个状态中的状态∑_m，则序列{u}中的信息比特u_k的到达迫使进行一个到N个状态中的状态∑_q的转移，并且选择基本信号s_i(t)作为x(t)，其中q和i由由下式给出：

d1＝m-1 mod 2

d0＝d1+u_k mod 2

r＝2(m-1)+d0

q＝(r mod N)+1

根据本发明的另一个方面，寻求提供一种编码方案，其中基本信号s_i(t)(i＝±1，±2，...，±N)是如此的，以致s_-i(t)＝-s_i(t)，而且对于i≥1有关系式：

其中：

$b_k=\left[\frac{i-1}{2^k}\right]\mathrm{mod}2,k=\mathrm{0,1},...,n$

并且g(t)是时间长度为D＝(n+1)T的、以原点为中心的脉冲，以使得g(t)＝g(-t)，而且在长度为T/2的时间间隔上具有恒定值。

而且，依照本发明，寻求提供一种用于编码的数字通信的传送方法，其特征在于数字数据利用上述的编码方案编码，并且编码信号在传送装置中传送。

依照本发明，还寻求提供一种用于编码的数字通信的装置，其特征在于它包括一个编码器，以便根据所要求的编码方案对数字数据进行编码。

为了阐明对本发明的创新原理的解释以及它对比现有技术的优势，以下将参照附图，通过一些应用所述原理的非限制性的例子对有关可能的实施例进行描述。在这些图中：

-图1表示本发明的第一实施例(一阶编码)的状态图和基本信号；

-图2表示本发明的传送器模型配置；

-图3表示前置放大的直接检测光学系统的框图；

-图4表示现有技术和新型线路编码的示例波形图；

-图5表示对于参数α的两个值在编码器输出端的新型一阶线路编码的功率谱；

-图6表示已知双二进制编码的眼图；

-图7表示本发明的新型线路编码在一阶情况下的眼图；

-图8表示本发明的第二实施例(二阶编码)的状态图和基本信号；

-图9表示本发明的第三实施例(三阶编码)的状态图。

参考这些附图，图1表示了在一阶情况下与本发明的第一实施例有关的状态图和基本信号集。

如所示的，新的线路编码使用了4种波形或者基本信号s_i(t)，如图1(a)所示。将注意到该基本信号构成了两对，其中一对(例如s₁(t)和s₂(t))是另一对(即分别为s₄(t)和s₃(t))的负。此外，基本信号中的两个信号(s₂(t)和s₃(t))，即一个信号形成一对，使用因子α进行缩放。选取因子α以便产生最佳的频谱形状。与本发明的第一个线路编码有关的状态图具有两个状态，如图1(b)所示。编码状态表示为∑₁和∑₂而基本信号表示为s_i(t)，i＝1，2，3，4。

图2表示了一个依照本发明的传送器装置，其中信息源SOURCE向本发明的编码器馈送。编码器的输出x_e(t)通过低通滤波器LPF传送到调制解调器MOD。

图3表示了利用本发明的传送方法在传送装置，特别是由光纤构成的装置中发送数字信息的整个设备。该系统包括图2的传送器(块TRANS)、光纤(单模类型的光纤)以及接收器。该接收器按顺序包括功率增益为G的光学前置放大器、光学带通滤波器BPF、检测器(DETECTOR)、低通滤波器LPF和抽样器。被解码的传送信息序列{u_k}从抽样器的输出端(SAMPLE)输出。注意到本发明的编码不需要解码，因为基本信号s_i(t)(表示传送序列的“0”和“1”的信号)在光敏检测(fotodetection)时具有很不相同的功率。由于检测器检测输入信号的功率，因此使用简单的门限电路就足以辨别“0”和“1”。

具有速率T的信息序列{u_k}如图3所示进行编码以构成信号：

$x_e\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{g}_1\left({\mathrm{\σ}}_k\right)s_e(t-\mathrm{kT};u_k)---\left(1\right)$

其中σ_k表示一般的编码器状态而g₁(σ_k)是由下面的规则定义的系数：

其中∑₁和∑₂表示编码器允许的状态，而s_e(t；u_k)是两个基本信号s₁(t)或者s₂(t)之一，这根据下面的规则选出：

因此根据g₁(σ_k)的值，从编码器中输出的基本信号将是s₁(t)或者s₂(t)或者它们的负(即分别为s₄(t)或者s₃(t))之一，如图1中所示。

编码器的状态序列在本发明中由以下规则定义：

σ_k+1＝g₂(u_k，σ_k)        (4)

其中将被用在本实施例中的函数g2的值由下图描述：

Ukσk	∑1	∑2
			0	∑1	∑2
1	∑2	∑1

由新型的线路编码(有α＝0.5)产生的波形x_e(t)的例子如图4a所示，并为了比较而一起给出了用现有技术的双二进制(图4b)、PASS(图4c)和PSBT(图4d)码所生成的信号。

在式(1)中根据图1的状态图编码的信号x_e(t)的功率谱密度原来为：

$G_e\left(f\right)=\frac{1}{T}{\left|S_1\left(f\right)\right|}^2{\cos }^2\mathrm{\πfT}+\frac{1}{T}{\left|S_2\left(f\right)\right|}^2{\sin }^2\mathrm{\πfT}+j\frac{1}{T}{S}_1\left(f\right)S_2^{*}\left(f\right){\sin }^2\mathrm{\πfT}---\left(5\right)$

其中S₁(f)和S₂(f)分别是基本信号s₁(t)和s₂(t)的傅立叶变换。

图1(b)中的状态图可以与基本信号{S_i(t)}_i＝1 ⁴中的任意选择的一个基本信号结合使用，并且只要s₃(t)＝-s₂(t)和s₄(t)＝-s₁(t)就可以保持式(5)中的功率谱密度。

只要采用编码器后滤波器，对s_i(t)，i＝1，2，3，4选择不同的基本信号集就不会明显地影响性能。因此我们在此限定为在图1(a)所示的基本信号集。

通过把图1中4个基本信号的形式数学地表示成持续时间为T/2的矩形脉冲的线性组合，便可以更好地理解一阶编码的结构和特性：

在这种情况下我们得到具有以下形式的基本信号s_i(t)，i＝1，2，3，4：

s₁(t)＝p(t)+p(t-T/2)

s₂(t)＝α[p(t)-p(t-T/2)]

s₃(t)＝-s₂(t)                   (6b)

s₄(t)＝-s₁(t)

由此可以得到n阶编码情况下有用的推广，正如下面所述的。在使用式(6a)时，根据p(t)的傅立叶变换P(f)我们可以把G_e(f)写成如下式所示：

$G_e\left(f\right)=\frac{1}{T}[(1+\mathrm{\α})\cos \mathrm{\πfT}/2+(1-\mathrm{\α})\cos 3\mathrm{\πfT}/2{]}^2{\left|P\left(f\right)\right|}^2---\left(7a\right)$

$P\left(f\right)=\frac{T}{2}\sin c(\mathrm{fT}/2)e^{-\mathrm{j\πfT}/2}---\left(7b\right)$

在图5中表示了对于参数α的两个取值的功率谱。如所见的，在增加α时主瓣变宽，但是在1/T周围的频率处有较强的衰减并且更多的能量被推入奈奎斯特带宽中。这一特性对于选择α的最佳取值具有重要影响。注意只要s_i(t)是由式(6b)给出，则无论p(t)的实际形状如何(它也有可能与式(6a)中的不同，正如已经陈述的)，表达式(7a)的每个G_e(f)都成立。

如上参考图2所述的，然后式(1)中的信号x_e(t)在驱动调制解调器之前进行低通滤波。后面我们将会看到，此低通滤波器对于整体性能具有重要的影响。

为了引入新的n阶编码，我们注意到尽管一阶编码已在图1的图中进行了详尽描述，我们还是可以把它在(1)中的输出信号x_e(t)想象成等价的PAM(脉冲幅度调制)信号，如下所述：

$x_e\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{k}g(t-T-\mathrm{kT})---\left(8\right)$

其中(参见图1中g(t)的曲线图)

$g\left(t\right)=(1-\mathrm{\α})\mathrm{rect}\left(\frac{t}{2T}\right)+2\mathrm{\αrect}\left(\frac{t}{T}\right)---\left(9a\right)$

以及

w_k＝b_k-0.5                    (10)

其中预编码的符号b_k由信息符号u_k通过下式得到：

b_k＝u_k+b_k-1 mod 2             (11)

编码器的行为仿佛每T秒便产生被系数w_k加权的“大”输出信号g(t)，因而彼此相互交叠以产生数量受控的符号间干扰。这种解释是十分有用的，因为它允许认识到：当(9a)中的PAM脉冲g(t)被带宽等于1/2T的高斯滤波器滤波时，滤波器输出很好地适合于“长球面波函数(prolate spheroidal wave function)”，它在给定的时间分布里具有最集中的频谱。这意味着被滤波的x_e(t)在频率上具有最集中的功率谱密度，并且因而对于色散更鲁棒。实际上，它可以被表示成足够色散的光纤把一个傅立叶变换为S_in(f)且带宽为B_in的输入脉冲s_in(t)转换成下面近似给出的输出脉冲包络：

其中γ是光纤的色散指数，定义为：

$\mathrm{\γ}=\frac{D{\mathrm{\λ}}^2}{\mathrm{\πc}}{R}_b^{2}L$

其中c是光速，λ是对应于光载频的光波长，D是λ处的光纤色散参数(通常单位为ps/nm/km)，R_b是比特率而L为光纤长度。当输入脉冲被合适地啁啾(chirp)时，上述公式(12)将不再是近似式而成为精确的关系。因此，脉冲在频率上越集中，在输出信号中由于色散引起的符号间干扰的影响越小。

在检测后低通滤波器输出端的信号y(t)，对应(1)或(8)，是二进制类型，并且示例眼图对应于32位模式，R_b＝10Gb/s、色散光纤的长度为L≈10km并且在λ＝1550nm时色散D＝17ps/nm/km。

在图7中表示了双二进制/PSBT的对应眼图。比较这些图可知，本发明的该新颖线路编码的效用十分明显。

很明显地，随着γ增加，式(12)中的信号s_out(t)的时间扩展也会增加，因而我们达到一个点，这里利用一阶编码不再可以避免符号间干扰。但是观察与s_in(t)具有相同能量的输入脉冲 $s_{\mathrm{in}}^{\′}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}{s}_{\mathrm{in}}(t/2)$ 在γ’＝2γ时对应的输出脉冲与在γ时对应于s_in(t)的相同，我们由此推断，当色散加倍时我们仍然可以通过利用双倍持续时间的等价PAM脉冲来避免符号间干扰(然而在这种情况下会需要啁啾)。与长度为(n+1)T的等价PAM脉冲对应的信号x_e(t)可以由n阶编码器得到，如下所述。

我们现在讨论依照本发明的n阶编码器的一般规则、实施例。如以上揭示的，对编码器的描述是通过它的状态、状态之间的转移以及相应产生的基本信号完成的。

n阶编码器具有N＝2ⁿ个状态，表示为∑_i，i＝1，2，...，N，而转移和信号的产生由以下规则定义。如果在时刻t＝kT编码器处于状态∑_m，则信息比特u_k的到达迫使转移到状态∑_q并且发送基本信号s_i(t)，其中q和i由下式给出：

              d₁＝m-1 mod 2

              d₀＝d₁+u_k mod 2

              r＝2(m-1)+d₀               (13a)

              q＝(r mod N)+1

该基本信号s_i(t)，i＝±1，±2，...，±N是这样的，以致构成其中s_-i(t)＝-s_i(t)的对，并且对于i≥1有

其中

$b_k=\left[\frac{i-1}{2^k}\right]\mathrm{mod}2,k=\mathrm{0,1},...,n---\left(13c\right)$

并且g(t)是一个时间长度为D＝(n+1)T、以原点为中心的脉冲，这样g(t)＝g(-t)并且假设在长度为T/2的时间间隔上具有分段恒定值(被选择用于产生最佳频谱配置)。为了获得第k个信息符号，该检测后低通滤波器输出的信号y(t)在时刻 $t_k=(k+\frac{n}{2})T$ 时被抽样。

很明显在(13c)中的除法是整除。

根据使用的n阶，由式(13b)得到的基本信号s_i(t)具有与它们的具体形状无关的特征。例如，在上面提到的一阶情况下，图1a中称为s₂(t)和s₃(t)的信号(它们构成了通用标记中的一对s_-i(t)＝-s_i(t))必须被整形以便在一个比特时间间隔的中点具有至少一次符号的变化。因而，根据本发明的原理(它是遵循式(13a)给出的编码方案的)可以使用更多不同形状的基本信号s_i(t)，或者是对(13b)得到的基本信号s_i(t)使用任一类型的滤波得到的任何形状。换言之，由(13b)得到的s_i(t)可以在编码前滤波。

任意一对基本信号s_i(t)具有的电平与其它的基本信号s_i(t)对的电平都不相同。

作为实施例的又一个例子，在图8中表示了4状态编码器(阶数n＝2)的状态图(图8b)和基本信号(图8a：为了简化，未表示4个信号-s_i(t))。等价的PAM脉冲g(t)在图8c中表示。

在图9中表示了8状态编码器(阶数n＝3)的另一个示例状态图(为了简化，未表示基本信号和等价PAM脉冲)

为了评估图2和图3中表示的线路编码的、前置放大的直接检测系统的性能，我们在此采用上面提到的E.Forestieri的论文中提出的分析方法，因为它没有对信号类型和检测器前以及检测后滤波器的种类提出任何限制。这样根据本发明，我们已经发现在式(6b)中参数α的最佳选择是α＝0.5。

对于高色散光纤(γ＞0.35)，图2中最有效的传送器低通滤波器LPF在未编码、双二进制编码以及PASS情况下的理想带宽等于比特率的一半，而对于本发明的新型光学线路编码，结果，最佳滤波器是具有相同带宽的高斯滤波器。在这种情况下，数值结果显示新型线路编码的性能优于所有的其它编码方案(在这些编码方案中最好的是窄带滤波的双二进制和PSBT，它们具有相同的性能)，在给定相同的传送功率时(例如比在非色散光纤上进行无编码传送所需要的功率高大约4dB)，它使得误比特率在超过P_b＝10^-12之前，延伸的距离比双二进制码所允许的大1.5倍。

这样，很清楚的是，通过利用创新的状态图和对基本信号的特别选择，使得编码方案具有比现有技术方案更好的性能，从而达到本发明的目的。

自然的，对应用本发明创新原理的实施例所作的以上描述是通过所述原理的非限制性例子给出的，这些原理被包含在此处所要求的专有权利的范围内。例如对于一个本领域的技术人员来说，很明显此处所使用的“比特0”和“比特1”表示可以互换而在基本波形符号中使用的索引也可以改变(例如，在图1a中的索引1，2，3，4可以是1，2，-1，-2，显然对于n阶的通用情况也是如此)。

Claims (17)

1.一种用于数字通信的n阶编码方案，用于获得表示二进制数据的编码信号x(t)，该二进制数据由速率为T的信息比特{u_k}序列构成，该方案具有N＝2ⁿ个状态，记做∑_i，i＝1，2，...，N，并且包含结合成信号x(t)的预定的基本信号s_i(t)，其特征在于，如果在时刻t＝kT编码处于N个状态中的状态∑_m，则序列{u_k}中的信息比特u_k的到达迫使进行一个到N个状态中的状态∑_q的转移并且选择基本信号s_i(t)作为x(t)，其中q和i由下式给出：

d₁＝m-1 mod 2

d₀＝d₁+u_k mod 2

r＝2(m-1)+d₀

q＝(r mod N)+1

2.如权利要求1要求的编码方案，其特征在于基本信号s_i(t)，i＝±1，±2，...，±N，是如此的，以致s_-i(t)＝-s_i(t)，而且对于i≥1有：

其中

$b_k=\left[\frac{i-1}{2^k}\right]\mathrm{mod}2,k=\mathrm{0,1},...,n$

并且g(t)是时间长度D＝(n+1)T的、以原点为中心的脉冲，使得g(t)＝g(-t)，并且在长度为T/2的时间间隔上具有恒定值。

3.如权利要求1要求的编码方案，其特征在于基本信号s_i(t)，i＝±1，±2，...，±N，构成s_-i(t)＝-s_i(t)的信号对，在长度为T的时间间隔中具有非零的电平，并且在其它地方具有零电平。

4.如权利要求3要求的编码方案，其特征在于每对信号具有的电平不同于其它信号对的电平。

5.如权利要求4要求的编码方案，其特征在于选择电平差别来产生更好的频谱配置。

6.如权利要求3要求的编码方案，其特征在于信号对之一的信号在T/2时具有符号改变。

7.如权利要求6要求的编码方案，其特征在于所述信号对之一的信号在长度为T/2的时间间隔具有恒定的电平。

8.如权利要求6要求的编码方案，其特征在于几乎在阶数n＝1时，所述信号对的另一个信号由长度为T的恒定电平的脉冲构成。

9.如权利要求7和8中要求的编码方案，其特征在于所述信号对之一的信号的恒定电平小于所述信号对的另一信号的恒定电平。

10.如权利要求9要求的编码方案，其特征在于所述信号对之一的信号的恒定电平等于所述信号对的另一信号的恒定电平的一半。

11.如权利要求2要求的编码方案，其特征在于由式(1)给出的信号s_i(t)被滤波以便产生形成x(t)的基本信号s_i(t)。

12.用于编码的数字通信的传送方法，其特征在于，使用如上述权利要求中的任一项所要求的编码方案对数字数据进行编码，以及该编码的信号在传送装置中被传送。

13.如权利要求12要求的传送方法，其特征在于该传送装置是色散光纤。

14.用于编码的数字通信的装置，其特征在于它包括一个编码器，用于根据如上述权利要求1-11的任一项中所述的编码方案对数字数据进行编码。

15.如权利要求14要求的装置，其特征在于该编码的信号在传送装置中传送。

16.如权利要求15要求的装置，其特征在于该传送装置是色散光纤。

17.如权利要求15要求的装置，其特征在于它包括一个在编码器和传送装置之间的低通滤波器。

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