JP3863110B2 - デジタル通信のためのライン・コード化方式、伝送方法及び装置 - Google Patents

Description

【０００１】
（技術分野）
本発明は、伝送手段でシリアル伝送のためにデータを符号化する分野に関し、具体的には、これに限定されるものではないが、光通信システムの分野に適用可能である。
【０００２】
（背景技術）
光通信システムは、重要で急成長している通信ネットワークの構成要素である。ここで用いられる「光通信システム」という表現は、情報を伝えるために光信号を用いる何らかのシステムに関する。これらの光システムには、これらに限定されるものではないが、電気通信システム、有線テレビ・システム、ローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）などが含まれる。光通信システムは、光ファイバ上で伝えられる変調光ビームにおける情報を伝えるように構成される。しかしながら、今日用いられている光ファイバは、データ伝送の速度及び距離を制限するという特徴を有する。
分散ファイバは入力パルスを広げ、そのため、受信機において符号間干渉を生じさせ、所定のデータ速度についての最大接続距離が制限されることになる。この効果は、光搬送周波数の周りのファイバ位相応答の非直線形状によるので、狭い帯域幅を有する信号は、あまり色分散に悩まなくてもすむ。信号の帯域幅を低減させる方法が、ライン・コード方式であり、一つの提案される候補が、デュオバイナリ・コード方式である。
【０００３】
デュオバイナリは、広く用いられるコード方式であり、「０」（「ゼロ」）ビットはゼロ・レベルの電流又は電圧によって表され、「１」（「１」）ビットは、終わりの「１」ビットが偶数であるので「０」ビットの量である場合には正レベルの電流又は電圧により、また、終わりの「１」ビットが奇数であるので「０」ビットの量である場合には負レベルの電流又は電圧により表される。この論理を逆にし、上の説明における「ビット０」及び「ビット１」の語を交換することができる。最近では、段階的位相シフト信号化（ＰＡＳＳ）コード方式と呼ばれ、デュオバイナリ・コード方式の修正に基づいた他のラインコード方式が、「分散公差及びスペクトル効率のためのライン・コード方式：デュオバイナリ及びそれ以上」予稿集ＯＦＣ’９９、ＷＭ４６−１巻、１９９９年、ｐｐ．３３１〜３３３においてＳｔａｒｋ他により提案された。
【０００４】
段階形状のバイナリ伝送（ＰＳＢＴ）と呼ばれる別のコード方式が、「段階形状のバイナリ伝送（ＰＳＢＴ）：色分散の制限をはるかに超えて伝送するための新技術」ＩＥＥＥフォトン、技術レター、第９巻第２、１９９７年２月、ｐｐ．２５９〜２６１においてＰｅｎｎｉｎｃｋｘ他により説明された。
このようなコード化技術の性能は、光波技術、第１８巻第１１、２０００年１１月に提出された、Ｅ．Ｆｏｒｅｓｔｉｅｒｉ著「色分散、任意のパルス形状、及び検出前及び検出後フィルタリングを有する光波システムにおけるエラー確率の評価」において本発明者の一人により近年提案された分析方法により、精密に評価し比較することができる。
既存のものより優れた性能を提供する新しいライン・コードに対する必要性がある。本発明の全体的な目的は、従来技術より優れて機能することが可能なライン・コード化方式、方法及び装置を利用することにより、上述の欠点をなくすことである。
【０００５】
（発明の開示）
この目的を考慮して、本発明においては、Σｉ（ｉ＝１、２、・・・、Ｎ）と名付けられたＮ＝２ⁿ状態を有し、所定の基本信号ｓ _i （ｔ）がコード化された信号ｘ（ｔ）において組み合せられる、速度Ｔを有する情報ビット｛ｕ_k｝のシーケンスによって構成されたバイナリ・データを示すコード化された信号ｘ（ｔ）を得るための、次元ｎのコードを用いて、デジタルデータがコード化されるデジタル通信をコード化するための伝送方法であって、時間ｔ＝ｋＴにおいて前記コード化がＮ状態の状態Σ_mにある場合、前記シーケンス｛ｕ_k}の前記情報ビットｕ_kの到着により、前記Ｎ状態の状態Σ_qに移行させられ、ｘ（ｔ）として前記基本信号ｓ_i（ｔ）を選択するように強制され、ここで、ｑ及びｉが次の方程式：
ｄ₁＝ｍ−１ 変調２
ｄ₀＝ｄ₁＋ｕ_k 変調２
ｒ＝２（ｍ−１）＋ｄ₀
ｑ＝（ｒ 変調Ｎ）＋１

により与えられたことを特徴とし、
前記基本信号ｓ _i （ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）が、ｓ _-i （ｔ）＝−ｓ _i （ｔ）となり、ｉ≧１の場合、

となり、ここで、

であり、ｇ（ｔ）が、ｇ（ｔ）＝ｇ（−ｔ）となるように原点に中心をもつ時間の長さＤ＝ ( ｎ＋１ ) Ｔのパルスであり、長さＴ／２の時間間隔にわたって一定値を有することを特徴とする伝送方法が提供された。
また、本発明に基づいて、デジタル・データが上述のコード化方式によってコード化され、コード化された信号が伝送手段で伝送されることを特徴とする、コード化されたデジタル通信のための伝送方法も提供された。
【０００６】
また、本発明に基づいて、所定の基本信号ｓ _i （ｔ）を備え、バイナリ・データを示す、コード化された信号ｘ（ｔ）を得るための、次元ｎのコードに従って、前記デジタルデータをコード化するための符号器を備えているデジタル通信をコード化するための装置であって、
前記バイナリ・データは、速度Ｔを有する情報ビットのシーケンス｛ｕ _k ｝によって構成され、前記コードは、Σｉ（ｉ＝１、２、・・・、Ｎ）と名付けられたＮ＝２ ⁿ 状態を有するデジタル通信をコード化するための装置であって、
前記符号器は、時間ｔ＝ｋＴにおいて前記コード化がＮ状態の状態Σ _m にある場合、前記シーケンス｛ｕ _k } の前記情報ビットｕ _k の到着により、前記Ｎ状態の状態Σ _q に移行させられ、ｘ（ｔ）として前記基本信号ｓ _i （ｔ）を選択するように強制され、ここで、ｑ及びｉが次の方程式：
ｄ ₁ ＝ｍ−１ 変調２
ｄ ₀ ＝ｄ ₁ ＋ｕ _k 変調２
ｒ＝２（ｍ−１）＋ｄ ₀
ｑ＝（ｒ 変調Ｎ）＋１

により与えられたことを特徴とし、
前記基本信号ｓ _i （ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）が、ｓ _-i （ｔ）＝−ｓ _i （ｔ）となり、ｉ≧１の場合、

となり、ここで、

であり、ｇ（ｔ）が、ｇ（ｔ）＝ｇ（−ｔ）となるように原点に中心をもつ時間の長さＤ＝ ( ｎ＋１ ) Ｔのパルスであり、長さＴ／２の時間間隔にわたって一定値を有することを特徴とするデジタル通信をコード化するための装置も提供された。
【０００７】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明の革新的な原理及び従来技術と比較したその利点の説明を明らかにするために、添付図面を用いて、この原理を用いる限定のためではない例として実行可能な実施形態を以下に説明する。
図を参照すると、図１は、次元１のコードの場合の本発明の第１の実施形態に関する状態図及び一組の基本信号を示す。示されるように、新しいライン・コードが、図１（ａ）に示されるように、４つの波形すなわち基本信号Ｓ_i（ｔ）を用いる。基本信号は、一つの対（例えば、Ｓ₁（ｔ）及びＳ₂（ｔ））が、第２の対（すなわち、それぞれＳ₄（ｔ）及びＳ₃（ｔ））の負となる２つの対を形成することが分かる。２つの基本信号（Ｓ₂（ｔ）及びＳ₃（ｔ））すなわち一つの形態に加えて、各々の対は、因子αによって拡大縮小される。因子αは、最も良いスペクトル形状を形成するように選択される。図１（ｂ）に示されるように、本発明による第１のライン・コードに関する状態図は、２つの状態を有する。コードの状態は、Σ₁、Σ₂と示され、基本信号は、ｓ_i（ｔ）（ｉ＝１、２、３、４）と示される。
【０００８】
図２は、本発明による送信機装置を示し、個の送信装置では、情報源ＳＯＵＲＣＥが、本発明によるエンコーダに信号を送る。エンコーダの出力ｘ_e（ｔ）は、低域フィルタＬＰＦを通って変調器ＭＯＤまで送られる。
図３は、伝送手段、特に光ファイバにより形成された手段でデジタル情報を送信するための本発明による伝送方法を利用する装置全体を示す。このシステムは、図２の送信機（ブロックのＴＲＡＮＳ）、光ファイバ（単一モード型ファイバ）及び受信機から構成される。受信機はまた、電力利得Ｇを有する光前置増幅器、光帯域フィルタＢＰＦ、検出器（ＤＥＴＥＣＴＯＲ）、低域フィルタＬＰＦ及びサンプラから構成される。復号され伝送された情報シーケンス｛ｕ_k}は、サンプラ出力（ＳＡＭＰＬＥ）から出ていく。基本信号ｓ_i（ｔ）（送信されたシーケンスの「ゼロ」及び「１」を示す信号）が、光検出の時に極めて異なる出力を有するので、本発明によるコードは、復号化を必要としない。ＤＥＴＥＣＴＯＲが、入力信号の出力を検出するので、「ゼロ」及び「１」を識別するのに単一のしきい値回路で十分である。
【０００９】
速度Ｔを有する情報シーケンス｛ｕ_k}は、図３に示されるようにコード化され、信号

を形成する。
ここで、σ_kは、一般的な符号器の状態を示し、ｇ₁（σ_k）は、以下の規則

により定められる係数である。
ここで、Σ₁及びΣ₂は、符号器に与え得る状態を示し、ｓ_e（ｔ；ｕ_k）は、以下の規則

に基づいて選択された２つの基本信号ｓ₁（ｔ）又はｓ₂（ｔ）のうちの一つである。
よって、図１に示されるように、符号器からの基本信号出力は、ｇ₁（σ_k）の値によって、ｓ₁（ｔ）、又はｓ₂（ｔ）、或いはそれらの負（すなわち、それぞれｓ₄（ｔ）又はｓ₃（ｔ））のうちの一つとなる。
【００１０】
本発明において、符号器の状態のシーケンスは、以下の規則

によって定められる。
ここで、実施形態に用いられることになる関数ｇ₂の値は、以下のマップ：

によって説明される。
新規なライン・コード（α＝０．５である）によって生成された波形ｘ_e（ｔ）の例が、比較のために、従来技術のデュオバイナリ（図４ｂ）、ＰＡＳＳ（図４ｃ）及びＰＳＢＴ（図４ｄ）と共に生成された信号と共に図４ａに示される。
図１の状態図によるコード化された（１）における信号ｘ_e（ｔ）の出力スペクトル密度は、

となる。
ここで、Ｓ₁（ｆ）及びＳ₂（ｆ）は、それぞれ基礎信号ｓ₁（ｔ）及びｓ₂（ｔ）のフーリエ変換である。
【００１１】
図１（ｂ）の状態図を基礎信号

の選択のいずれかと組合せて用いることができ、（５）における出力スペクトル密度は、
Ｓ₃（ｔ）＝−Ｓ２（ｔ）及びＳ₄（ｔ）＝−Ｓ１（ｔ）
である限り保持する。
ｓ_i（ｔ）（ｉ＝１、２、３、４）についての異なる基礎信号の組の選択は、符号器後フィルタが採用される限り、機能に著しい悪影響を与えない。従って、ここでは、図１（ａ）に示される基本信号の組にとどめておく。
図１における４つの基本信号の形態を、持続時間Ｔ／２の矩形のパルスの一次結合として数学的に表すことにより、次元１のコードの構造及び特性をより良く理解することができる。

この場合、基本信号ｓ_i（ｔ）（ｉ＝１、２、３、４）について、以下の式
ｓ₁（ｔ）＝ｐ（ｔ）＋ｐ（ｔ−Ｔ／２）
ｓ₂（ｔ）＝α[ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−Ｔ／２）]
ｓ₃（ｔ）＝-ｓ₂（ｔ）
ｓ₄（ｔ）＝-ｓ₁（ｔ） （６ｂ）
を得、これらは、以下に説明されるように、次元ｎコードの場合の有用な一般法則をもたらす。（６ａ）を用いる場合、Ｐ（ｆ）についてＧ_e（ｆ）を書き込むこともでき、ｐ（ｔ）のフーリエ変換は、次の

のとおりである。
【００１２】
パラメータαの２つの値について、出力スペクトルが図５に示される。見られるように、αが増加すると、主ローブは広くなるが、１／Ｔあたりの周波数においてより強い減衰があり、より多くのエネルギーがナイキスト帯域幅内に押し込められる。この動作は、αの最高値を選択する際に重要な結果を有する。既述のように、（６ａ）とは異なり得るｐ（ｔ）の実際の形状に関わりなく、ｓ_i（ｔ）が（６ｂ）によって与えられる限り、Ｇ_e（ｆ）当たりの式（７ａ）が保持されることに留意されたい。
図２に関して上述されたように、次に、（１）の信号ｘ_e（ｔ）は、変調器を駆動する前に低域フィルタに通される。この低域フィルタは、全体の機能に重要な効果を有することが後で分かる。
【００１３】
新しい次元ｎのコードを導くために、次元ｎのコードは、図１の図により十分に説明されたが、（１）の出力信号ｘ_e（ｔ）を次の

ように均等ＰＡＭ（パルス振幅変調）信号と考えることもできる。
ここで（ｇ（ｔ）のグラフについては、図１ｃを参照せよ）、

及び
ｗ_k＝ｂ_k−０．５ （１０）
であり、
ここで、予めコード化された記号ｂ_kが、
ｂ_k＝ｕ_k＋ｂ_k-1 変調２ （１１）
によって情報記号ｕ_kから得られる。
【００１４】
エンコーダは、係数ｗ_kにより加重された「大きな」出力信号ｇ（ｔ）が、あたかもＴ秒毎に生成されたかのように働き、よって、該出力信号ｇ（ｔ）は互いに重なり合い、制御された量の符号間干渉が発生する。（９ａ）におけるＰＡＭパルスｇ（ｔ）が１／２Ｔに等しいガウスフィルタの帯域幅によって濾波されるとき、フィルタ出力が、所定時間の広がりについて、最も集中した周波数のスペクトルを有する「偏長楕円体波関数」に非常によく適合すると見なすことができるので、この干渉は非常に有用である。このことは、濾波されたｘ_e（ｔ）が、周波数において最も集中した出力のスペクトル密度を有し、よって、色分散に対してより頑丈であることを意味する。実際に、十分な分散ファイバが、フーリエ変換Ｓ_in（ｆ）及び帯域幅Ｂ_inを有する入力パルスｓ_in（ｔ）を、およそ

により与えられる出力パルス・エンベロープに変えることが分かる。
ここで、γは、

と定義されるファイバの色分散指数である。
ここで、ｃは、光速度であり、λは、光搬送波周波数に対応する光波長であり、Ｄは、λ（通常、ｐｓ／ｎｍ／ｋｍで与えられる）におけるファイバ色分散パラメータであり、Ｒ_bは、ビット速度であり、Ｌは、ファイバの長さである。上の式（１２）は、入力パルスが適切にチャープされたときの近似値に代わり正確な関係となる。したがって、出力信号における色分散のために、周波数においてパルスが最も集中すると、符号間干渉の効果が小さくなる。
【００１５】
検出後低域フィルタの出力における（１）又は（８）に対応する信号ｙ（ｔ）は、バイナリ型であり、Ｒ_b＝１０Ｇｂ／ｓ、分散ファイバの長さ

及びλ１５５０ｎｍにおける色分散Ｄ＝１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍを有する３２ビットのパターンに対応する例のアイ・ダイアグラムである。
デュオバイナリ／ＰＳＢＴについての対応するアイ・ダイアグラムが、図７に示される。図を比較すると、本発明による新規なライン・コードの効果が明らかである。γが増加すると、（１２）の時間広がりＳ_out（ｔ）も増加し、次元１のコードによって符号間干渉をもはや回避できない所まで達することは明らかである。しかし、γ’＝２γの場合、ｓ_in（ｔ）と同じエネルギーを有する入力パルス

が、γにおいてｓ_in（ｔ）に対応する同じ出力パルスに対応することが認められるので、分散が二倍になるとき、二倍の持続時間の等価ＰＡＭパルスを用いることによって、なお符号間干渉を回避し得ることが結論付けられる（しかしながら、この場合、チャーピングが必要とされる）。長さ（ｎ＋１）Ｔの等価ＰＡＭパルスに対応する信号ｘ_e（ｔ）を、下に説明されるような次元ｎの符号器によって得ることができる。
【００１６】
ここで、本発明による、次元ｎの符号器の実施形態である一般的規則について説明する。上の開示のように、コーダは、その状態、すなわち該状態とそれに対応して生成される基本信号との間の移行によって説明される。次元ｎのコーダは、Σ_i（ｉ＝１，２、・・・、Ｎ）により示されるＮ＝２ｎの状態、及び移行を有し、信号の生成は、次の規則によって特定される。時間ｔ＝ｋＴにおいて符号器が状態Σ_mである場合、情報ビットｕ_kの到着により、状態Σ_qに移行させられ、基本信号ｓ_i（ｔ）の伝送が強制され、ここで、ｑ及びｉは、次の式
ｄ₁＝ｍ−１ 変調２
ｄ₀＝ｄ₁＋ｕ_k 変調２
ｒ＝２（ｍ−１）＋ｄ₀

ｑ＝（ｒ 変調Ｎ）＋１
により与えられる。
基本信号ｓ_i（ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）は、
ｓ_-i（ｔ）＝−ｓ_i（ｔ）、及びｉ≧１の場合、

となるように組を形成し、
ここで、

であり、ここで、ｇ（ｔ）は、ｇ（ｔ）＝ｇ（−ｔ）となるように原点に中心をもつ時間の長さＤ＝（ｎ＋１）Ｔのパルスであり、長さＴ／２の時間間隔にわたって（最も良いスペクトル形状を生成するように選択された）区分的一定値を想定する。ｋ番目の情報記号を得るために、検出後低域フィルタ出力信号ｙ（ｔ）が、時間

においてサンプリングされることになる。
（１３ｃ）における除算が整数の除算であることは明らかである。
【００１７】
用いられるｎ次元によって、（１３ｂ）により得られる基本信号ｓ_i（ｔ）は、特定形状に左右されないという特徴を有する。例えば、次元１の上述の場合において、図１ａのｓ₂（ｔ）及びｓ₃（ｔ）と名づけられた信号（一般表記法において組ｓ_-1（ｔ）＝−ｓ_i（ｔ）を形成する）を、ビット間隔の中間点において少なくとも符号が変化するように形成しなければならない。従って、本発明の原理に基づいて、（１３ａ）により与えられるコード化方式に従う、より多くの異なる形状の基本信号ｓ_i（ｔ）を用いることができ、或いは（１３ｂ）によって得られる基本信号ｓ_i（ｔ）のあらゆる種類のフィルタリングを得ることができる如何なる形状の基本信号ｓ_i（ｔ）を用いることもできる。言い換えれば、（１３ｂ）によって得られたｓ_i（ｔ）をコード化の前に濾波することもできる。
基本信号ｓ_i（ｔ）の組のいずれも、該基本信号ｓ_i（ｔ）の他の組のレベルと異なるレベルを有する。
【００１８】
実施形態の別の例として、４−状態のコーダ（次元ｎ＝２）についての状態図（図８ｂ）及び基本信号（図８ａ：簡単にするために４つの信号−ｓ_i（ｔ）は示されていない）が、図８に示される。等価ＰＡＭパルスｇ（ｔ）が、図８ｃに示される。
８−状態のコーダ（次元ｎ＝３）についての別の例の状態図が、図９に示される（簡単にするために、基本信号及び等価ＰＡＭパルスは示されていない）。
図２及び図３に示されるライン・コード化され前置増幅された直接検出システムの機能を評価するために、信号の種類、及び検出前及び検出後フィルタの種類に制限を設けていない、上に参照されたＥ． Ｆｏｒｅｓｔｉｅｒｉによる論文に示された分析をここに適用する。このように、本発明による、（６ｂ）におけるパラメータαの最も良い選択が、α＝０．５であることを見出した。
【００１９】
大きく分散したファイバ（γ＞０．３５）の場合には、図２における最も効果的な送信機の低域フィルタＬＰＦは、コード化されていない、デュオバイナリ及びＰＡＳＳの場合におけるビット速度の半分に等しい帯域幅が理想的であり、一方、本発明による新規な光ライン・コードの場合には、最も優れたフィルタは、同じ帯域幅を有するガウスのものであった。この場合、数値的結果は、与えられた同じ送信出力（例えば、非分散ファイバにわたるコード化されていない伝送について必要なものより多い約４ｄＢ）で、新規な光ライン・コードが他の全てのコード化方式より優れて機能することを示し（その中で最も優れているのは、機能が同じである、狭く濾波されたデュオバイナリ及びＰＳＢＴである）、この新規なライン・コードにより、ビットエラーの確率がＰ_b＝１０^-12を超える前にデュオバイナリにより可能になったものより１．５倍長い距離にわたることが可能になる。
【００２０】
この点において、本発明の目的が、革新的な状態図及び基本信号の特定の選択を用いて、従来技術の方式より優れた機能を有するコード化方式を行うことによって達成されたことは明らかである。
当然のことながら、本発明の革新的な原理を用いる実施形態の上の説明は、ここで特許請求された排他的な権利の範囲内の原理の限定するためではない例によってなされる。例えば、ここで用いられる「ビット０」及び「ビット１」の表示を互いに入れ換えることができ、基本波形の表記法において用いられる指数を入れ換えることもできることが（例えば、次元ｎの一般例により明らかなように、図１ａにおける指数１、２、３、４を１、２、−１、−２とすることができる）、当業者には明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態（次元１のコード）による状態図及び基本信号を示す。
【図２】 本発明による送信機モデルの構成を示す。
【図３】 前置増幅された直接検出光システムについてのブロック図である。
【図４】 従来技術及び新規なライン・コードの例の波形である。
【図５】 ２つの値のパラメータαについてのエンコーダ出力における次元１のライン・コードの出力スペクトルを示す。
【図６】 周知のデュオバイナリ・コードのアイ・ダイアグラムを示す。
【図７】 次元１の場合の本発明による新規なライン・コードについてのアイ・ダイアグラムを示す。
【図８】 本発明の第２の実施形態（次元２のコード）による状態図及び基本信号を示す。
【図９】 第３の実施形態（次元３のコード）による状態図を示す。

Claims (25)

1. Σｉ（ｉ＝１、２、・・・、Ｎ）と名付けられたＮ＝２ⁿ状態を有し、所定の基本信号ｓ _i （ｔ）がコード化された信号ｘ（ｔ）において組み合せられる、速度Ｔを有する情報ビット｛ｕ_k｝のシーケンスによって構成されたバイナリ・データを示すコード化された信号ｘ（ｔ）を得るための、次元ｎのコードを用いて、デジタルデータがコード化されるデジタル通信をコード化するための伝送方法であって、時間ｔ＝ｋＴにおいて前記コード化がＮ状態の状態Σ_mにある場合、前記シーケンス｛ｕ_k}の前記情報ビットｕ_kの到着により、前記Ｎ状態の状態Σ_qに移行させられ、ｘ（ｔ）として前記基本信号ｓ_i（ｔ）を選択するように強制され、ここで、ｑ及びｉが次の方程式：
   ｄ₁＝ｍ−１ 変調２
   ｄ₀＝ｄ₁＋ｕ_k 変調２
   ｒ＝２（ｍ−１）＋ｄ₀
   ｑ＝（ｒ 変調Ｎ）＋１
   

   

   により与えられたことを特徴とし、
   前記基本信号ｓ _i （ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）が、ｓ _-i （ｔ）＝−ｓ _i （ｔ）となり、ｉ≧１の場合、
   

   

   となり、ここで、
   

   

   であり、ｇ（ｔ）が、ｇ（ｔ）＝ｇ（−ｔ）となるように原点に中心をもつ時間の長さＤ＝ ( ｎ＋１ ) Ｔのパルスであり、長さＴ／２の時間間隔にわたって一定値を有することを特徴とする伝送方法。
2. 前記基本信号ｓ_i（ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）が、信号ｓ_-i（ｔ）＝−ｓ_i（ｔ）の組から成り、長さＴの時間間隔においてゼロでないレベルを有し、他の場合にゼロレベルを有することを特徴とする請求項１に記載の伝送方法。
3. 前記信号の各々の組が、他の組の信号のレベルと異なるレベルを有することを特徴とする請求項２に記載の伝送方法。
4. レベルの差が、より良いスペクル形状を生じさせるために選択されたことを特徴とする請求項３に記載の伝送方法。
5. 前記信号の組の一方の信号の符号が、Ｔ／２において反転することを特徴とする請求項２に記載の伝送方法。
6. 前記信号の組の一方の信号が、長さＴ／２の時間間隔にわたって一定のレベルを有することを特徴とする請求項５に記載の伝送方法。
7. 前記次元がｎ＝１であるとき、前記信号の組の他方が、一定レベルの長さＴのパルスから成ることを特徴とする請求項５に記載の伝送方法。
8. 前記信号の組の一方の前記一定レベルが、前記信号の組の他方の前記一定レベルより低いことを特徴とする請求項６及び請求項７に記載の伝送方法。
9. 前記信号の組の前記一方の前記一定のレベルが、前記信号の組の他方の前記一定レベルの半分に等しいことを特徴とする請求項８に記載の伝送方法。
10. 方程式（１）により与えられた信号ｓ_i（ｔ）が濾波され、ｘ（ｔ）を形成する基本信号ｓｉ（ｔ）がもたらされ、フィルタ大域幅がビット速度の半分よりも大きくないことを特徴とする請求項１に記載の伝送方法。
11. 伝送手段で前記コード化された信号を伝送することを含むことを特徴とする前記請求項のいずれか１つに記載の伝送方法。
12. 前記伝送手段が、分散光ファイバであることを特徴とする請求項１１に記載の伝送方法。
13. 所定の基本信号ｓ _i （ｔ）を備え、バイナリ・データを示す、コード化された信号ｘ（ｔ）を得るための、次元ｎのコードに従って、前記デジタルデータをコード化するための符号器を備えているデジタル通信をコード化するための装置であって、
    前記バイナリ・データは、速度Ｔを有する情報ビットのシーケンス｛ｕ _k ｝によって構成され、前記コードは、Σｉ（ｉ＝１、２、・・・、Ｎ）と名付けられたＮ＝２ ⁿ 状態を有するデジタル通信をコード化するための装置であって、
    前記符号器は、時間ｔ＝ｋＴにおいて前記コード化がＮ状態の状態Σ _m にある場合、前記シーケンス｛ｕ _k } の前記情報ビットｕ _k の到着により、前記Ｎ状態の状態Σ _q に移行させられ、ｘ（ｔ）として前記基本信号ｓ _i （ｔ）を選択するように強制され、ここで、ｑ及びｉが次の方程式：
    ｄ ₁ ＝ｍ−１ 変調２
    ｄ ₀ ＝ｄ ₁ ＋ｕ _k 変調２
    ｒ＝２（ｍ−１）＋ｄ ₀
    ｑ＝（ｒ 変調Ｎ）＋１
    

    

    により与えられたことを特徴とし、
    前記基本信号ｓ _i （ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）が、ｓ _-i （ｔ）＝−ｓ _i （ｔ）となり、ｉ≧１の場合、
    

    

    となり、ここで、
    

    

    であり、ｇ（ｔ）が、ｇ（ｔ）＝ｇ（−ｔ）となるように原点に中心をもつ時間の長さＤ＝ ( ｎ＋１ ) Ｔのパルスであり、長さＴ／２の時間間隔にわたって一定値を有することを特徴とするデジタル通信をコード化するための装置。
14. 前記基本信号ｓ _i （ｔ）（ｉ＝±１、±２、・・・、±Ｎ）が、信号ｓ _-i （ｔ）＝−ｓ _i （ｔ）の組から成り、長さＴの時間間隔においてゼロでないレベルを有し、他の場合にゼロレベルを有することを特徴とする請求項１３に記載の装置。
15. 前記信号の各々の組が、他の組の信号のレベルと異なるレベルを有することを特徴とする請求項１４に記載の装置。
16. レベルの差が、より良いスペクル形状を生じさせるために選択されたことを特徴とする請求項１５に記載の装置。
17. 前記信号の組の一方の信号の符号が、Ｔ／２において反転すること を特徴とする請求項１４に記載の装置。
18. 前記信号の組の一方の信号が、長さＴ／２の時間間隔にわたって一定のレベルを有することを特徴とする請求項１７に記載の装置。
19. 前記次元がｎ＝１であるとき、前記信号の組の他方が、一定レベルの長さＴのパルスから成ることを特徴とする請求項１７に記載の装置。
20. 前記信号の組の一方の前記一定レベルが、前記信号の組の他方の前記一定レベルより低いことを特徴とする請求項１８及び請求項１９に記載の装置。
21. 前記信号の組の前記一方の前記一定のレベルが、前記信号の組の他方の前記一定レベルの半分に等しいことを特徴とする請求項２０に記載の装置。
22. 方程式（１）により与えられた信号ｓ _i （ｔ）が濾波され、ｘ（ｔ）を形成する基本信号ｓｉ（ｔ）がもたらされたことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
23. 伝送手段で前記コード化された信号を伝送することを特徴とする請求項１３に記載の装置。
24. 前記伝送手段が、分散光ファイバであることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
25. 符号器と伝送手段との間にローパスフィルターを備え、フィルタ帯域幅がビット速度の半分よりも大きくないことを特徴とする請求項２３又は２４に記載の装置。

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