CN1605228A - 电子镇流器和气体放电灯的操作方法 - Google Patents

Abstract

在一种电子镇流器中，对PFC中间电路(3)的输出直流电压(U)进行调节。该中间电路(3)具有由调节电路(7)控制的定时开关(S)。该调节电路(7)包括两个计数器(Z1、Z2)。计数器(Z1)具有比计数器(Z2)更大的计数级数。计数器(Z1)根据调节差值向上或向下计数。计数器(Z2)仅以一个方向重复计数，并且例如通过复位信号复位。通过在比较器中比较两个计数器(Z1)和(Z2)的相应计数级的计数，来确定定时开关(S)的接通时间(t_on)。

Description

电子镇流器和气体放电灯的操作方法

技术领域

本发明涉及一种电子镇流器以及一种气体放电灯的操作方法，其具有由直流电压源供电的具有定时开关和经调节的输出电压的直流电压转换器、由该直流电压转换器的输出直流电压供电的逆变器、以及调节电路，向该调节电路提供理想值信号和与该直流电压转换器的输出直流电压相对应的实际值信号，并且该调节电路为该定时开关生成作为设定值信号的脉宽调制接通脉冲。

背景技术

例如，US5705897公开了这种电子镇流器。

这种电子镇流器的直流电压源通常为连接到电源的整流器。直流电压转换器形成PFC中间电路(PFC＝功率因数校正)，其作用是相对于电源表现为准电阻负载。在直流电压转换器的输入端存在电源半波。输入电流由幅值同样呈现为正弦半波的脉冲形成。在输入电压的半波和由电流脉冲的幅值形成的半波之间没有相移，由此避免了电源的无功负载，并将破坏性谐波的产生减少到可容许的水平。

例如，在由U.Tietze和Ch.Schenk所著的书“SemiconductorCircuit Techniques(半导体电路技术)”(“Halbleiterschaltungstechnik”)(出版商：Springer-Verlag，1991，第9版，561-586页)中描述了已知的不同类型的直流电压转换器。众所周知，这些直流电压转换器包括至少一个定时开关(clocked switch)和至少两个存储元件。对于电子镇流器，主要采用上变频器型，从输入端向输出端看，由第一纵向支路中的充电扼流圈、第一横向支路中的定时开关、第二纵向支路中的二极管和第二横向支路中的存储电容构成。

尽可能地利用集成电路技术(即ASIC(专用集成电路))来制造电子镇流器早已成为趋势。

发明内容

本发明的目的是提出同样适于在ASIC构架内实现的定时开关的调节电路。

根据本发明，通过各个独立权利要求的特征实现了该目的。从属权利要求以有利的方式进一步扩展了本发明的主要原理。

根据本发明的一个方面，该调节电路包括第一计数器和第二计数器。第一计数器的位宽至少等于第二计数器的位宽。第一计数器是具有可逆计数方向的计数器，该第一计数器依据实际值信号是大于还是小于理想值信号来以一个方向或以另一个方向进行计数，还可以具有可变的步长。第二计数器在开关接通时执行新的计数过程。在(数字)比较器中比较两个计数器的输出信号(可能在换算之后)，以获取设定值信号。通过第二计数器的新计数过程的启动信号与相互比较的两个计数器达到相等之间的时间间隔，来确定定时开关的接通脉冲的脉宽。

计数器和比较器是标准的数字电路元件，它们符合所要实现的目的，这使得它们能够很好地组合到ASIC设计中。

作为用于本目的的直流电压转换器，存在一种已知的上变频器，，该上变频器从输入端到输出端具有第一串联支路中的存储扼流圈、第一横向支路中的开关、第二纵向支路中的二极管、以及第二横向支路中的充电电容器。

从采用上述上变频器开始，本发明进一步的有利扩展还可以在于将过零检测器(zero crossing detector)与第二计数器连接，用于检测流过直流电压转换器的存储扼流圈的直流电流，当断开开关使流过存储扼流圈的不断减小的直流电流达到零点时，该过零检测器可以触发第二计数器的复位信号。

根据本发明的电子镇流器的另一构造在于：通过用于测量直流电压转换器的输出直流电压的直流电压传感器来生成实际值信号；将实际值信号和理想值信号以模拟的形式提供给1位A/D转换器的两个输入端，该1位A/D转换器对这两个信号进行比较，并且如果实际值信号大于或等于设定值信号，则在输出端产生数字值1，而在实际值信号小于理想值信号时产生数字值0，或者相反；将该1位A/D转换器的输出端与第一计数器相连；以及当向第一计数器提供了数字值0时第一计数器向上计数，而当向第一计数器提供数字值1时，第一计数器向下计数，或者相反。在该原理的推广中，也可以将实际值信号和理想值信号之间的偏差处理为n位信息，由此依据调节偏差的水平来改变计数器的步长。

本发明还涉及一种操作气体放电灯的电子镇流器的方法，其具有由直流电压源供电的具有定时开关和经调节的输出直流电压的直流电压转换器、由该直流电压转换器的输出直流电压供电的转换器、以及调节电路，向该调节电路提供理想值信号和与该直流电压转换器的输出直流电压相对应的实际值信号，并且该调节电路产生定时开关的接通脉冲。因此，该方法具有以下步骤：

-对实际值信号和理想值信号进行比较以产生数字差值信号，

-将该数字差值信号提供给第一计数器的计数器输入端，该第一计数器的计数方向取决于该数字差值信号的符号，

-对第一计数器的计数或经换算的计数与第二计数器的计数进行比较，该第二计数器在响应于启动信号或复位信号的每一种情况下都开始计数过程，

-在预定时间期满后或者当通过直流电压转换器的充电线圈的电流达到零点时的每一种情况下，接通开关并启动第二计数器，以及

-当第一计数器的计数或经换算的计数等于第二计数器的计数时，切断开关。

根据本发明的再一方面，将实际值信号与理想值信号进行比较，以产生数字差值信号。对该数字差值信号进行数字滤波。将滤波后的差值信号的值与第二计数器的计数进行比较，该第二计数器在响应于启动信号或RESET信号的每一种情况下开始计数过程。开关(S)在预定时间期满后或者如果通过直流电压转换器的充电线圈(L)的电流达到零点的每一种情况下接通。同时，启动第二计数器的计数过程。当滤波后的差值信号的值等于第二计数器的计数时切断开关。

附图说明

以下参照附图对本发明的示例性实施例进行说明。在附图中：

图1是具有根据本发明的调节电路的第一实施例的电子镇流器的电路框图；

图2是多个时序图

a)第二计数器的计数行为的时序图，

b)流过充电扼流圈的电流的变化的时序图，

c)第二计数器的复位信号(U_n)的时序图，

d)定时开关的接通脉冲的时序图，以及

e)提供给计数器的系统时钟脉冲的时序图；

图3是根据本发明的调节电路的一般实施例的电路框图；

图4是图3的电路的FIR滤波器的放大图；

图5a-c是在各种情况下流过充电线圈的电流的变化，以及

图6a-c是启动或复位图1和3中的第二计数器的各种可能性。

具体实施方式

图1中所示的镇流器具有以下所述的电路元件。HF滤波器1与电源相连，并将滤波后的电源电压提供给整流电路2。整流电路2在其输出端产生要提供给直流电压转换器3的电源电压半波。直流电压转换器3在其输出端产生电压U，通过调节使该电压U保持不变而与负载的变化无关。将直流电压转换器3的输出直流电压U提供给与负载5相连的逆变器4。负载5包含使用电子镇流器来操作的气体放电灯。

注意，可以通过软件、硬件或混合方法实现以下会更详细说明的调节装置的所有元件。特别地，可以通过软件实现(慢)计数器Z1。优选地，计数器Z2可以通过硬件模块构成。

直流电压转换器3由第一纵向支路中的充电扼流圈L、第一横向支路中的定时开关S、第二纵向支路中的二极管D以及第二横向支路中的存储电容C构成。使用脉宽调制接通脉冲将定时开关S切换为导通。在图2(d)中示出了该接通脉冲。这里将接通时间表示为t_on。将接通脉冲的前沿之间的时间间隔表示为T。

如果开关S接通，则一不断增大的充电电流i_L流过充电扼流圈L。如果将开关S切换到断开，则存储在扼流圈(充电线圈)L中的能量通过二极管D释放到存储电容C。在放电阶段，如图2(b)所示，流过充电扼流圈L的电流下降并最终达到零点。

与总时间T相比，开关的接通时间t_on越长，直流电压转换器3的输出直流电压U上升得越高。如果使接通脉冲变短，则输出直流电压U相应地下降。因此，通过有目的地改变接通时间t_on可以保持恒定的输出直流电压U。

通过调节电路7实现定时开关S的接通脉冲控制。例如，从外部理想值提供单元13向调节电路7提供输出直流电压U的模拟理想值U_soll。为了生成输出直流电压U的实际值U_ist，使用直流电压传感器14’，该直流电压传感器14’用于测量直流电压转换器3的输出直流电压U。

使用过零检测器13’(例如所示的直流电流传感器、或者分压器)，来检测在下降阶段流过充电扼流圈L的直流电流达到零点的时间点。在该时间点，在本示例性实施例中产生复位信号U_n(参见图2(c))。

另外，还可以根据在点13’施加的电压来确定通过充电扼流圈的电流的零点。

调节电路7包括第一计数器Z1和第二计数器Z2。这两个计数器Z1和Z2与系统时钟11相连，该系统时钟11产生图2(e)中所示的系统时钟脉冲CLK。

第二计数器Z2仅以向上计数方向进行操作，并具有例如通过位0-8表示的2⁹个计数级。在本示例性实施例中第二计数器Z2的复位输入端与直流电流传感器13相连。当在复位输入端出现复位信号U_n时，中断第二计数器Z2的计数过程。同时如图2(a)所示使第二计数器Z2复位，并且接着设置新的计数过程。由此在下降阶段流过充电扼流圈L的直流电流达到零点的时间点实现第二计数器Z2的复位过程(参见上面的内容)。

第一计数器Z1具有例如通过位0-23表示的2²⁴个计数级。该计数器可以以两个方向(即向上和向下)计数。

另外，将(这里的)1位A/D转换器10的输出端与第一计数器Z1相连，将模拟实际值信号U_ist和模拟理想值U_soll提供给1位A/D转换器10的两个输入端。在1位A/D转换器10的输出端以1或0的形式输出数字信号。如果实际值信号U_ist大于或等于理想值U_soll，则由此产生数字值1。当实际值信号U_ist小于理想值U_soll时，相应地产生数字值0。

当将数字值0提供给第一计数器Z1时，第一计数器Z1向上计数。当将数字值1提供给第一计数器Z1时，第一计数器Z1向下计数。

通过比较器12对第二计数器Z2的2⁹个计数级的计数状态和第一计数器Z1的对应的2⁹个高位计数级进行比较。通过位15-23表示第一计数器Z1的2⁹个高位计数级。数字比较器12确定进行比较的Z1和Z2的多个位变得一致的时间点，并将该一致性通知给开关S的控制电路14。还向控制电路14提供由直流电压传感器13产生的复位信号U_n。当控制电路14接收到复位信号U_n时，控制电路14将开关S接通，即切换到导通状态，当比较器12通知进行比较的两个计数器Z1和Z2的多个位的计数状态相同(一致)时，控制电路14将开关S断开，即切换到断开状态。

通过用于灯频率管理的电路模块9来实现逆变器4的控制。

由于计数器Z1的大数量的计数级而使调节频率相对低，并且以小步长实现调节变化。由于计数器Z2的计数级数明显小于计数器Z1的计数级数，所以可以确保密集采样。例如，如果系统时钟以10MHz的时钟频率工作，则开关S以5MHz到39kHz之间的切换频率进行切换。相反，通过计数器Z1确定的调节频率仅为75Hz。

通过位0-14表示的计数器Z1的低位计数级实际上用作为数字积分器。相反地，由位15-23表示的高位计数级确定开关S的接通时间t_on。

直流电压转换器3形成电子镇流器的PFC中间电路。这确保该镇流器相对于电源用作为电阻负载。

如所指出的，图1示出了根据本发明的切换原理的具体示例性实施例，而图3示出了根据本发明的原理的一般性说明。在图3中，为了更好地进行概述，仅示出了调节电路的元件，而图3中与图1中所示相同的部件采用相同的标号表示。

一般地，根据本发明，如图3所示，通过A/D转换器15传送理想值U_REF和与直流电压转换器的输出直流电压U相对应的实际值U_ist之间的差值作为n位信息X_ist。因此，目前还另外检测两个输入值U_REF和U_ist之间的调节偏差的高度，并在调节回路的进一步操作中考虑这一点，而不是通过配备有根据图1的电路的比较器简单地进行理想值U_REF和实际值U_ist之间的比较。将该n位信息X_ist提供给第一计数器Z1，该第一计数器Z1进而根据理想值U_REF是否大于实际值U_ist或者相反，以与该差值成比例的步长向上或向下计数。

现在该计数器Z1的步长是可变的，并取决于差值X_ist的绝对值。如果在理想值U_REF与实际值U_ist之间例如存在高偏差，则由此使步长增加，因为通过增加步长可以更快地调节开关S的接通时间。相反地，在理想值U_soll与实际值U_ist之间仅存在微小偏差的情况下，减小计数器Z1的步长。

通过数字滤波器，尤其是构成为所谓FIR(FIR＝有限脉冲响应)滤波器17的计数器Z1的输入块来实现步长的控制。该数字滤波器例如还可以是IIR(无限脉冲响应)滤波器。

在本示例性实施例中，上游FIR滤波器17为线性时间离散系统，该系统的输出信号表示当前输入信号的加权和以及一定数量的过去采样值。可以通过适当地选择加权系数来设定FIR滤波器的具体特性。

根据图3中的实施例，该FIR滤波器17具有加法器18，该加法器18从传送来的值X_ist中减去预定的数字基准值X_soll。将加法器18的输出提供给实现与常数K1、K2相乘的两个比例元件19、20。将比例元件20的输出提供给将信号延迟一个时钟(z-1)的延迟元件21。然后在另一个加法器22中从比例元件19的输出值中减去该延迟值。然后将该另一个加法器22的输出值提供给第一计数器Z1的计数输入端。

总的来说，FIR滤波器17和第一计数器Z1的组合构成PI调节结构。由此通过延迟元件21的微分效应与计数器Z1的积分效应的组合获得P组件。相应地通过比例元件19和计数器Z1构成I组件。

FIR滤波器17的输入的数据格式通常比输出的数据格式小。至少在输出端上，优选地采用固定小数点格式。

通过换算元件23将计数器Z1的输出值除以例如一整数因子，并将结果Z1’作为第一输入信号传送给比较器12。如果该整数因子是“2”的乘方，则该换算对应于读出图1中的较高值位。不但可以采用其他整数值，而且可以采用浮点值。通常，换算因子大于1。

除此之外，在图3中示出了通过逻辑单元24可以相互独立地选择计数器Z2的复位、开关S的接通过程(通过图3中的信号START)和通过充电线圈的电流的过零点。

为此(可选地)，将零点检测器13’的输出信号提供给逻辑单元24。还将比较器12的输出信号提供给逻辑单元24。逻辑单元24一方面生成计数器Z2的RESET信号，另一方面生成控制单元14(例如触发器)的启动信号START，该控制单元14响应于该START信号而接通开关S(接通脉冲的开始)。即使在计数器Z2的启动过程之前也可以(如果合适的话)实现计数器Z2的复位过程，由此与计数器Z2的计数过程的启动相独立。在这种情况下，计数器Z2的计数过程(从零开始增加)同样通过逻辑单元24的启动信号来开始。

通常，一旦检测到通过充电线圈的电流的过零和/或一旦规定的时间(例如通过逻辑单元24的时基(time base)或另一个计数器产生)期满，逻辑单元24就可以发出接通开关S的启动信号START。

在图5a-c中示出了由此提供的信号变化，并且现将对其进行说明。

图5a示出了一旦检测到通过充电线圈的电流的过零就重新启动计数器Z2并接通开关S(信号START)的情况。在启动计数过程之前通过信号RESET独立于计数器Z2地启动计数器Z2的复位过程。这可以例如在逻辑单元24检测到具有时基功能的另一个计数器(未示出)达到某一计数(最高计数)时实现。注意，仍然可以在切断开关S之后通过比较器12实现复位过程。因此在切断开关S之后，计数器Z2执行进一步的向上计数，持续特定时间。

图5b示出了当再次检测到通过充电线圈的电流的过零时启动计数器Z2并接通开关S(信号START)的情况。对于计数器Z2不存在单独的RESET和START信号；而是当检测到过零时一起实现计数器Z2的计数过程的复位和启动。

图5c最终示出了下述情况：不通过检测流过充电线圈的电流的过零，而是在规定时间期满(例如通过另一个计数器检测到)之后，使计数器Z2实现复位过程并重新启动，同时接通开关S(信号START)。因此，在这种情况下，尽管接通脉冲的持续时间是可变的(PWM)，但是可以以固定的时间间隔来实现开关S的接通过程。

在每一种情况下，一方面第二计数器Z2的重新启动与开关S的接通一起发生，另一方面当两个计数器Z1、Z2的比较输出信号达到相等时切断开关S。

在图6a-6c中示出了与电源电流相关的通过充电扼流圈的直流电流的可能的时间变化。

如图6a中所示，通过采用复位信号，使通过充电扼流圈的直流电流再次立即上升，这也被称为“临界控制(borderline control)”。

如图6b中所示，还可能出现以下情况：在通过充电扼流圈的直流电流已经降到零的时间点上，第二计数器Z2还没有达到它的最高计数并在空载时间(dead time)中开关保持闭合，在该空载时间内没有电流流过扼流圈。这也被称为“间断导通”。

另一方面，如图6c中所示，还可能出现以下情况：在通过扼流圈的电流还没有消失的时间点上计数器Z2达到其最高计数。在这种情况下，通过开关的适当切换，可以使流过扼流圈的直流电流始终不降到零。这被称为“连续导通”。

图3中所示的电路表示本发明的一般性示例，在n＞1的情况下，由于与比较器相比A/D转换器15具有较大的分辨率，使得考虑到理想值U_soll和实际值U_ist之间的偏差的高度成为可能。对于采用A/D转换器15作为1位转换器并为相乘因子选择值k₁＝2和k₂＝0(在这种情况下积分元件不起作用)并且当选择数字基准值0.5时的情况，可以再次获得1位PFC的特殊情况。对于信号的处理可以应用以下方法：

在输出直流电压的当前实际值U_ist大于理想电压U_soll的情况下，1位A/D转换器15输出值1。那么从比较模块18接收到的值为-1+0.5＝-0.5。在这种情况下，由P元件19并由此由输入块17计算的值(通过该值减小开关S的接通时间)为-0.5*2＝-1，即，在输出直流电压的值过高的情况下计数器Z1向下计数。相反地，如果输出直流电压U_ist低于理想电压U_soll，则1位A/D转换器15输出值0。那么从比较模块18接收到的值为0+0.5＝+0.5，并且提供给计数器Z1的值为0.5*2＝1。因此，在这种情况下，第一计数器Z1向上计数。由此该1位变量提供了调节输出直流电压的一种特别简单的可能性。

以1位变量的形式以及一般地以n位的形式，根据本发明的电路都具有作为标准数字电路组件的优点，这些标准数字电路组件符合所要实现的目的，而使得它们本身能够很好地集成到ASIC设计中。

Claims (15)

1.一种用于气体放电灯的电子镇流器，其具有：直流电压转换器(3)，由直流电压源(1、2)供电并具有定时开关(S)和调节后的输出直流电压(U)；逆变器(4)，由该直流电压转换器(3)的输出直流电压(U)供电；以及调节电路(7)，向该调节电路(7)提供理想值信号(U_soll)和与该直流转换器的输出直流电压相对应的实际值信号(U_ist)，并且该调节电路(7)为该定时开关(S)生成作为设定值信号的接通脉冲，

该电子镇流器的特征在于，

所述调节电路(7)包括第一和第二计数器(Z1、Z2)；该第一计数器(Z1)的位宽至少等于该第二计数器(Z2)的位宽；该第一计数器(Z1)是具有可逆计数方向的计数器，该第一计数器(Z1)根据实际值信号(U_ist)是大于还是小于理想值信号(U_soll)来以一个方向或以另一个方向进行计数；比较器(10)比较这两个计数器(Z1、Z2)的输出信号以获得所述设定值信号；以及通过所述开关(S)的接通信号(START；U_n)和随后相互比较的计数级达到相等之间的时间间隔(t_on)来确定所述定时开关的接通脉冲的脉宽，

由此在所述开关(S)的接通时间点上，所述第二计数器执行新的计数过程。

2.根据权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于，

所述第一计数器(Z1)的位宽大于所述第二计数器(Z2)的位宽；在所述比较器(12)中，将所述第二计数器(Z2)的输出信号与除以一个比例因子后的所述第一计数器(Z1)的输出信号进行比较。

4.根据上述任一权利要求所述的电子镇流器，其特征在于，

所述直流电压转换器(3)是上变频器，从输入端向输出端观察，其具有第一串联支路中的充电线圈(L)、第一横向支路中的开关(S)、第二纵向支路中的二极管(D)、以及第二横向支路中的充电电容器(C)。

5.根据权利要求4所述的电子镇流器，其特征在于，

用于检测流过所述直流电压转换器(3)的所述存储扼流圈(D)的直流电流的零点检测器(13)与逻辑单元(24)相连，所述零点检测器(13)一检测到通过所述充电线圈的电流的过零，该逻辑单元(24)就执行所述第二计数器(Z2)的启动过程并同时接通所述开关(S)。

6.根据权利要求1至4中任何一项所述的电子镇流器，其特征在于，

逻辑单元(24)在各种情况下都在预定的时间期满之后闭合所述开关(S)，并同时使所述第二计数器(Z2)执行新的启动过程。

7.根据上述任一权利要求所述的电子镇流器，其特征在于，

通过测量所述直流电压转换器(3)的所述输出直流电压(U)的直流电压传感器(14’)产生所述实际值信号(U_ist)；将所述实际值信号(U_ist)和所述理想值信号(U_soll)以模拟形式提供给A/D转换器(10、15)的两个输入端，该A/D转换器(10、15)比较这两个信号并根据所述实际值信号(U_ist)和所述理想值信号(U_soll)之间的差值在输出端产生一数字值；该A/D转换器(10、15)的输出端与所述第一计数器(Z1)相连；以及所述第一计数器(Z1)根据该A/D转换器(10、15)的所述输出值执行计数处理。

7.根据权利要求1至5中任何一项所述的电子镇流器，其特征在于，

所述第一计数器的步长是可变的，并且取决于所述A/D转换器(15)的输出值。

8.根据权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于，

在所述第一计数器(Z1)的上游连接有数字滤波器(17)。

9.一种用于操作气体放电灯的电子镇流器的方法，该电子镇流器具有：直流电压转换器(3)，其由直流电压源(1、2)供电并具有定时开关(S)和调节后的输出直流电压(U)；逆变器(4)，其由该直流电压转换器(3)的输出直流电压(U)供电；以及调节电路(7)，向该调节电路(7)提供理想值信号(U_soll)和与该直流转换器的输出直流电压相对应的实际值信号(U_ist)，并且该调节电路(7)为该定时开关(S)生成接通脉冲，

该方法具有以下步骤：

对所述实际值信号和所述理想值信号进行比较(10、15)，以生成数字差值信号(X_ist)，

将所述数字差值信号(X_ist)提供给所述第一计数器(Z1)的计数输入端，所述第一计数器(Z1)的计数方向取决于所述数字差值信号(X_ist)的正负号，

对所述第一计数器的计数或换算后的计数与所述第二计数器(Z2)的计数进行比较，所述第二计数器(Z2)在响应于启动信号或复位信号的每一种情况下开始计数处理，

在预定时间期满之后或者在通过所述直流电压转换器的所述充电线圈(L)的电流达到零点时的每一种情况下接通所述开关(S)并启动所述第二计数器(Z2)，以及

当所述第一计数器的计数或换算后的计数等于所述第二计数器(Z2)的计数时切断所述开关(S)。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，

所述第一计数器(Z1)的位宽大于所述第二计数器(Z2)的位宽；以及将所述第二计数器(Z2)的输出信号与除以一比例因子后的所述第一计数器(Z1)的输出信号进行比较。

11.根据权利要求9或10所述的方法，其特征在于，

通过测量所述直流电压转换器(3)的所述输出直流电压(U)的直流电压传感器(14’)来生成所述实际值信号(U_ist)；将所述实际值信号(U_ist)和所述理想值信号(U_soll)以模拟形式提供给A/D转换器(10、15)的两个输入端，该A/D转换器(10、15)对这两个信号进行比较，并根据所述实际值信号(U_ist)和理想值信号(U_soll)之间的差值在输出端产生一数字值；该A/D转换器(10、15)的输出端与所述第一计数器(Z1)相连；以及所述第一计数器(Z1)根据该A/D转换器(10、15)的输出值执行计数处理。

12.根据权利要求9至11中任何一项所述的方法，其特征在于，

所述第一计数器的步长是可变的，并取决于所述A/D转换器(15)的输出值。

13.根据权利要求9至12中任何一项所述的方法，其特征在于，

对所述数字差值信号(X_ist)进行数字滤波。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，

所述数字滤波是FIR或IIR滤波。

15.一种用于操作气体放电灯的电子镇流器的方法，该电子镇流器具有：直流电压转换器(3)，其由直流电压源(1、2)供电并具有定时开关(S)和调节后的输出直流电压(U)；逆变器(4)，其由该直流电压转换器(3)的输出直流电压(U)供电；以及调节电路(7)，向该调节电路(7)提供理想值信号(U_soll)和与该直流转换器的输出直流电压相对应的实际值信号(U_ist)，并且该调节电路(7)为该定时开关(S)生成接通脉冲，

该方法具有以下步骤：

对所述实际值信号和所述理想值信号进行比较(10、15)，以生成数字差值信号(X_ist)，

对所述数字差值信号(X_ist)进行数字低通滤波，

将所述滤波后的差值信号与所述第二计数器(Z2)的计数进行比较，所述第二计数器(Z2)在响应于启动信号或复位信号的每一种情况下开始计数处理，

在预定时间期满之后或者在通过所述直流电压转换器的所述充电线圈(L)的电流达到零点时的每一种情况下接通所述开关(S)并启动所述第二计数器(Z2)，以及

当所述滤波后的差值信号等于所述第二计数器(Z2)的计数时切断所述开关(S)。

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