CN1599974A - 具有放大器的集成电路 - Google Patents

Abstract

一种放大器电路包括具有耦合至输入In的第一控制电极和耦合至内部节点10的第一主电流通道的输入晶体管Q1。输出晶体管Q4具有耦合至内部节点10的第二控制电极和耦合至放大器的输出Out的第二主电流通道。内部晶体管Q2具有耦合至内部节点10的第三主电流通道。内部晶体管Q2用于更改内部节点10处的阻抗，但是从第一主通道Q1到第二控制电极的主低频增益路径不通过第三主电流通道Q2。内部节点10连续经由第三主电流通道Q2和电阻性元件R1耦合至地。电阻性元件R1的电阻值使得放大器电路的传递函数的极点发展为虚频率(谐振)分量。

Description

具有放大器的集成电路

宽带放大器必须提供基本恒定的增益作为上至截止频率的频率的函数。在晶体管放大器中，经过放大器的晶体管的本征电容的电流泄漏限制了截止频率。将这些泄漏电流的效应推进到更高频率的众所周知的技术是使用共射共基(cascode)电路(也称为“共基电路”或者“共栅电路”)，其是具有其控制电极耦合至基本恒定电压(不是信号电压)的晶体管的电路。美国专利No.5,304,946公开了具有cascode电路的宽带放大器。

图1示出了具有cascode晶体管的现有技术放大器电路。输入晶体管Q1在其基极接收输入信号。输入晶体管的集电极耦合至第一cascode晶体管Q2的发射极，其基极耦合至恒定电压的连接，即基极对于高频有效接地。

在工作中，cascode晶体管Q2用于将电路的截止频率移动到更高的频率。为了理解这一点，应比较图1的电路和用耦合在输入晶体管Q1的集电极和正电源之间的负载电阻器替代cascode晶体管Q2的电路。在这种情况下，通过与输入电阻并联的输入晶体管的密勒电容和输入电容的RC时间来确定最大频率。然而，在图1的电路中，第一cascode晶体管Q2的发射极形成了比负载电阻器更低的阻抗，由于减小了密勒效应，这导致了相应的更高的截止频率。

美国专利No.5,304,946描述了在这种电路的频率依赖中可以出现甚至低于截止频率的陷阱(下沉)。这是因为在cascode电路的工作期间，密勒电容(基极-集电极电容)和基极-发射极电容可以引起cascode晶体管的有效阻抗的虚部变为正(如电感器的)。和输入晶体管Q1的容性输出阻抗一起，这可以导致谐振。美国专利No.5,304,946描述如何通过cascode晶体管的基极和恒定电压的连接之间选定的阻抗Z来抑制该陷阱。然而，不可避免地，该电路仍然有截止频率。

这可以通过考虑放大器的传递函数来理解。传递函数将放大器的输入上的电压与其输出上的电压相关联。传递函数描述了作为频率函数的在这两个电压之间的比率。一般的，传递函数的频率依赖通过频率“f”的两个多项式函数P(f)、Q(f)的比率P(f)/Q(f)，即，分子多项式P(f)除以分母多项式Q(f)来描述。这些多项式P、Q的根通常是复数x+iy(使P(x+iy)＝0)。这些根是传递函数的频率特征，即便多项式对于任何实频率f不为0。分子多项式P的根被表示为传递函数的零点，分母多项式Q的根被表示为传递函数的极点。

具有电阻器和电容器但没有电感的大部分电路的极点和零点在虚频率轴(即，对于一些实数值y，P(iy)＝0和Q(iy)＝0)，其对应阻尼。输入晶体管Q1处的输入电阻和电容的组合，例如，将虚轴上的极点归因于放大器的传递函数。该极点导致增益随频率的上升而下降。

本发明的目的之一是提供具有放大器的集成电路，其中截止频率进一步提高。

本发明提供了放大器电路，包括：

-输入和输出以及内部节点；

-具有耦合至输入的第一控制电极和耦合至内部节点的第一主电流通道的输入晶体管；

-具有耦合至内部节点的第二控制电极和耦合至输出的第二主电流通道的输出晶体管；

-具有耦合至内部节点的第三主电流通道的内部晶体管，因而从第一主通道到第二控制电极的主低频电流路径不经过第三主电流通道；

-电阻性元件，内部节点顺序经由第三主电流通道和所述电阻性元件耦合至电源连接，其中电阻性元件的电阻值超过临界值，在该临界值之上放大器电路的传递函数的极点成为实频率分量。

电阻性元件和内部晶体管的组合加入了输入晶体管和输入晶体管之间的内部节点到地的阻抗。在该节点处响应来自输入晶体管的电流而产生的电压是电路的传递函数的决定因素。该电压取决于由电阻性元件和内部晶体管的组合所提供的阻抗。对于低电阻值，放大器的传递函数的主极点是虚极点和零点。然而，已经发现，通过仅提高电阻性元件的电阻值，对于该组合的阻抗就能够通过临界值。提高电阻值在该临界值之上，则将传递函数的极点移动到复平面中，使得这些极点具有虚部和实部。这提高了放大器的截止频率。

此外，电阻值的升高引起传递函数的零点向实频率轴移动(降低了极点的虚部)。该零点的附加效应是用于补偿在输入晶体管的控制电极处由电路引起的极点效应。在根据本发明的放大器的实施方案中，选择电阻值，使得零点具有比在输入晶体管的控制电极处由电路引起的极点更低或者相同的频率位置。优选地，零点基本和该极点重合，即频率上的差异低于，比方说，10％。这导致最优的宽带增益。

应该注意，内部晶体尽管以和常规cascode晶体管相似的方式连接，但是其不用作具有其主电流通道与输入晶体管的主电流通道和输出晶体管的控制电极互连的常规cascode。在放大器的输入和输出之间的主低频放大路径不穿过内部晶体管的主电流通道。电阻性元件和内部晶体管的组合仅仅耦合在该路径中的内部节点和地之间，以便影响内部节点处的阻抗。从输入晶体管的主电流通道到输出晶体管的控制电极的低频电流不流经内部晶体管的主电流通道(尽管，由于电流镜效应，在低频下，通过内部晶体管的电流变化基本等于通过输出晶体管的电流变化，但是符号相反)。

该电路的实施方案包括另外的输出晶体管，其具有和第二主电流通道串联的第四主电流通道以及耦合至第三主电流通道和电阻性元件之间另外的节点的第四控制电极。这样，附加电流在更高频率时从输出晶体管泄漏到电阻性元件。结果，很快到达临界电阻值，使得更小的电阻值足以满足传递函数的极点的充分移动。而且，已经发现，在这种方式中，极点从虚频率轴以更大的角度移走，导致更好的宽带特性。以这种方式可以实现最佳的宽带特性，其中在零点补偿输入极点时极点相对轴成45度。

应该注意，在该实施方案中，内部晶体管的主电流通道仍然有效地不包括在放大路径中。通过另外的输出晶体管的主电流通道的低频电流由通过输出晶体管的主电流通道的电流决定，并且在低频时，其不受另外的输出晶体管的控制电极和电阻性元件之间的耦合所影响。

在另外的实施例中，根据本发明实现了差分放大器的两个支路。因此实现了宽带差分放大器。

根据本发明的集成电路的这些和其它目的和优势方面将参考附图进行更详细的说明。

图1示出了现有技术的放大器电路，

图2示出了根据本发明的放大器电路，

图2a示出了晶体管模型，

图3a-b示出了图2的电路的极点迁移，

图4示出了根据本发明的另外的放大器电路，和

图5示出了根据本发明的差分放大器电路。

图2示出了根据本发明的放大器电路。该电路包括输入晶体管Q1、内部晶体管Q2、输出晶体管Q4、另外的输出晶体管Q3以及第一和第二负载电阻器R1、R2。输入晶体管Q1形成电路的输入。经由节点10，输入晶体管Q1的集电极耦合至内部晶体管Q2的发射极，晶体管Q2的基极耦合至恒定电压的连接，即该基极对于高频有效接地。内部晶体管Q2的集电极经由第一负载电阻器R1耦合至正电源(对于高频有效接地)。

输入晶体管Q1的集电极耦合至输出晶体管Q4的基极，晶体管Q4的集电极耦合至另外的输出晶体管Q3的发射极。输出cascode晶体管Q2的基极耦合至恒定电压的连接，即该基极对于高频有效接地。另外的输出晶体管Q3的集电极形成放大器电路的输出并且通过第二负载电阻器R2耦合至正电源。

工作于低频时，输入晶体管Q1拉入集电极电流，该集电极电流的变化和晶体管Q1基极处的电压变化成比例。内部晶体管Q2和输出晶体管Q4执行电流镜功能，因为这些晶体管的基极-发射极电压变化彼此相反。由输入晶体管Q1的集电极拉入的电流的变化导致由内部晶体管Q2拉入的集电极电流的相应变化，并且导致输出晶体管Q4的集电极电流的相反变化。另外的输出晶体管Q3将输出晶体管Q4的集电极电流的变化传送到第二负载电阻器R2。在低频处，第一负载电阻器R1对通过第二负载电阻器R₂的电流几乎没有或者完全没有影响，因为另外的输出晶体管Q3的发射极电压跟随输出cascode晶体管的基极电压的变化。

图2a示出了例如Q1、Q2、Q3或Q4的晶体管的等效电路模型。该模型包括位于发射极和集电极之间在低频下提供集电极电流的电流源20、基极-发射极电容22、基极-集电极(密勒)电容24、以及外部基极和连接基极-发射极电容22与基极-集电极电容的节点28之间的基极电阻器26。在此模型中，通过电流源20的电流与节点28和发射极之间的电压成比例。电容器22、24和电阻器26是晶体管的本征元件，而不是分立元件。

本征电容引起在高频时从晶体管Q1-4的电流泄漏。这导致在更高频率时电路的增益减小。此增益可根据传递函数表示，其表示输出信号的傅里叶变换值和输入电压的傅里叶变换值之间的比率作为频率的函数。根据图2a的模型，该传递函数对应于频率的第一多项式函数除以频率的第二多项式函数。第二多项式的零点位置对应于传递函数的极点。这些通常以复数值出现的极点是作为频率函数的增益下降的特征：其虚部越大，下降越慢。

图3a-b示出了对于第一负载电阻器R1的多个取值，图2的传递函数的一些极点的位置，用交叉X标记。频率在竖轴上绘制，使得纯虚频率处的极点在横轴上。此外，传递函数的零点被绘制为圆圈○。

第一组极点30a-c对应于第一负载电阻器R1的值是0欧姆的位置。这些极点如下产生。输入电流通过输入晶体管Q1的基极-发射极电容泄漏并且对放大的电流没有贡献。该泄漏电流导致了其中第一个极点30a，具有更高频率时增益的相应损失。同样，电流由于Q2的基极发射极电容从内部晶体管Q2的发射极泄漏到基极，并且由于Q4的基极-发射极电容从输出晶体管Q4的基极泄漏。这导致传递函数中另外的极点30b、c以及零点31。

图3b示出了当第一负载电阻器R1的值提高时所发生的情况。这引起这些后面的极点30b、c沿横轴向彼此转移(仍然在纯虚频率处)。零点31同样移向更低的频率。当第一负载电阻器R1的电阻达到临界值时，这两个迁移的极点到达它们彼此相遇的位置32。该临界值取决于精确电路参数并且可由用于电路分析的计算机程序或者，更费力地，通过手工计算容易地确定。对于典型电路，其中所有晶体管Q1到Q4的跨导是1/(70欧姆)，基极-发射极电容是0.32pF，密勒(基极集电极)电容是0.013pF，且本征基极电阻是27欧姆，第一负载电阻器的临界值大约是54欧姆。

当R1超过临界值时，极点经由轨道34a、b迁移进入虚平面内。通过其自身，这些极点由此将对应于当频率从0上升(或者由于轴上的极点下降小于所期望值)时初始增大的增益，并且将仅在该频率升高超过该极点的实部的值之后下降。这补偿了由输入晶体管Q1的基极-发射极电容引起的极点30a的效应。由此实现了具有更高截止频率的宽带放大器。

同时，由Q2产生的零点31移动至更低频率。这减少了在低频时增益随频率下降的量。对于另外的临界值，该移位的零点33精确定位于源自Q1的基极-发射极的极点30a之上。在该值处，零点完全消除了该极点的影响。另外的临界值取决于精确电路参数并且可由用于电路分析的计算机程序或者，更费力地，通过手工计算容易地确定。对于上面提到的典型电路，另外的临界值是327.9欧姆。

当电阻值进一步升高时，零点31相比于由输入电路引起的极点30a，将对增益具有更深远的影响。当选择放大器的分量值使得引入的零点位于极点30a之上时，放大器的宽带性能被最优化。这将使得作为频率函数的增益的下降达到尽可能高的值，而不会引起对于更低频率的增益的显著升高，这在R1的更高值时发生。

有效地，第一负载电阻器R1和内部晶体管Q2的组合将特定类型的阻抗加到输入晶体管Q1和输出晶体管Q4之间的节点上。该阻抗也可通过Q2的基极和地之间的附加电阻器来更改。响应来自输入晶体管Q1的电流在该节点产生的电压对于传递函数是决定性的。该电压取决于由第一负载电阻器R1和内部晶体管的组合提供的阻抗。该电压也可通过Q2的基极和地之间的附加电阻器来更改。当R1的电阻值充分大时，该组合的阻抗将传递函数的极点转移进入复平面内，并且它产生零点。

图4示出了根据本发明的另外的电路。该另外的电路和图2的电路的不同之处在于内部晶体管Q2的集电极连接到另外的输出晶体管Q3的基极。因此，来自输出晶体管Q4的电流的某些部分将到达第一负载电阻器R1。这提高了传递函数的极点的迁移速度，使得电阻的临界值对于图2的电路相比更低。利用上述参数，图4的电路的临界电阻是8.7欧姆，用于实现宽带放大器的另外的临界(和最优)值是169.5欧姆。由于更低的临界电阻值，所以该电路受寄生效应的影响更小，使得其可更容易地用于更高的频率。

另外，其中的极点30b、c以更大的角度离开虚频率轴。因此，当零点33覆盖其它极点30a时，极点30b、c近似达到和轴成45度角。由此实现最佳的宽带特性。

应该注意，在内部晶体管Q2的集电极和另外的输出晶体管Q3的基极之间的耦合对低频增益几乎没有或者完全没有影响，因为经过另外的输出晶体管Q3的电流由输出晶体管Q4确定。另外的输出晶体管Q3的发射极电压将仅跟随内部晶体管Q2的集电极电压，而不影响通过另外的输出晶体管Q3的电流。因此，内部晶体管Q2有效地位于这两个图的放大器的输入和输出之间的路径之外。其基本作用仅为更改输入晶体管Q1的集电极和输出晶体管Q4的基极之间的节点处的阻抗。

图5示出了根据本发明的另外的电路。差分放大器50构成具有图2中所示类型的第一和第二放大器51、52，除了放大器的镜像晶体管510、520的发射极耦合至公共电流源54这一事实。差分放大器50的输出可以经由电容器(未示出)耦合至推挽级(未示出)的输入。

可以理解，本发明不限于图中所示的实施方案。例如，作为仅使用内部晶体管Q2的本征电容和电阻器的替换，可以使用附加的外部部件，诸如附加基极电阻器或者基极发射极电容以便调整效果。然而，这不是必需的：晶体管Q2的自然本征参数和单一集电极电阻的组合已经产生了所要求的效果。当然，该集电极电阻不需要是电阻器：可以使用任何电阻性元件，例如电阻器网络、长而细的导体线、或者适当配置的晶体管。同样，本发明通过双极型晶体管进行说明，但是可以理解，FET、MOS(IGFET)晶体管、或者其它任意类型的晶体管可用于晶体管Q1-Q4的任何一个或者全部。因为所有类型的晶体管具有从其控制电极到其主通道电极的泄漏电容以及本征控制电极电阻，所以仍然可以应用本发明。如果需要的话，通过添加外部部件可以提高这些电阻或电容。

同样，只要存在到Q2的控制电极的足够反馈电容，附加晶体管，例如另外的cascode晶体管，可用于替代单一的内部晶体管Q2以馈送负载电阻器R1。另外的输出晶体管Q3可以省略或者被另一电路或者电路元件替换，例如，“折叠”输出电流的电流镜的输出，或者电阻器。内部晶体管Q2可以连接到放大路径中连续的晶体管Q1、Q4的基极和集电极之间的任何接点：其不必直接连接至它有助于补偿其极点的晶体管Q1。它也不需要直接连接到基极-集电极连接处：其可以连接到由电流馈送的放大路径上的任何点，当该点的电压对增益是决定性的时，因为正是内部晶体管的阻抗贡献导致了极点迁移。然而，优选地，晶体管的主电流通道用于馈送电流。附加的内部晶体管可用在电路中不同点上以便提供附加补偿。

Claims (5)

1.一种放大器电路，包括：

-输入(In)和输出端(Out)以及内部节点(10)；

-具有耦合至输入(In)的第一控制电极和耦合至内部节点(10)的第一主电流通道的输入晶体管(Q1)；

-具有耦合至内部节点(10)的第二控制电极和耦合至输出(Out)的第二主电流通道的输出晶体管(Q4)；

-具有耦合至内部节点(10)的第三主电流通道的内部晶体管(Q2)，

其特征在于，从第一主通道(Q1)到第二控制电极(Q4)的主低频电流路径不通过第三主电流通道(Q2)；该放大器电路包括：

-电阻性元件(R1)，内部节点(10)顺序经由第三主电流通道(Q2)和电阻性元件(R1)耦合至电源连接，其中电阻性元件(R1)的电阻值超过临界值，在该临界值之上放大器电路的传递函数的极点(34b、c)发展了实频率分量。

2.如权利要求1所要求的放大器电路，其中电阻值被选择为使得传递函数的零点(33)的频率位置低于或者等于传递函数中极点(30a)的频率位置，其是由第一晶体管(Q1)和在前的第一控制电极的电路上游的组合所引起。

3.如权利要求1所要求的放大器电路，包括另外的输出晶体管(Q3)，其具有与第二主电流通道(Q4)串联的第四主电流通道以及耦合至第三主电流通道(Q2)和电阻性元件(R1)之间的另外的节点的第四控制电极。

4.如权利要求1所要求的放大器电路，包括具有电流源(54)和第一以及第二相同支路(51，52)的差分放大器，第一支路(51)包括输入晶体管(Q1)、内部晶体管(Q2)和输出晶体管(Q4)，第二支路包括另外的输入晶体管、另外的内部晶体管和另外的输出晶体管，同时输出晶体管的主电流通道并联耦合至电流源。

5.如权利要求1所要求的放大器电路，其中电阻值被选择使得其位置取决于电阻值的放大器的传递函数的零点(33)，与输入晶体管的控制电极处的电路引起的极点(30a)基本重合。

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