CN1585397B - 估计在移动通信系统中码元单元的判定边界的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于估计在移动通信系统的码元单元中的判定边界的设备和方法。在移动通信系统接收机中用于估计判定边界的方法包括步骤：计算输入判定边界估计器的每个码元的预先判定边界；反映在先前输入码元判定边界中对每个输入码元所计算的预先判定边界，其中先前码元判定边界是在考虑了信道环境直到到达先前码元的情况下计算的；以及计算输入码元的新判定边界。

Description

估计在移动通信系统中码元单元的判定边界的设备和方法

技术领域

本发明涉及一种移动通信系统，尤其涉及一种用于估计在移动通信系统的接收机中被施加更高阶调制方法的特定信号的判定边界的设备和方法。 

背景技术

移动通信系统已经从典型的以话音为中心的移动业务发展为高速分组的传输业务，达到不仅可以发送话音数据，而且能够发送高速分组数据。最近，第三代合伙项目(3GPP2)和在第三代移动通信标准中应用的3GPP2已提出了多种高速分组通信系统。例如，正在3GPP中应用的高速下行链路分组接入(HSDPA)标准，以及正在3GPP2中应用的演化数据和话音(1x EV DV)标准。 

典型地，数字信号传输系统要优于模拟信号传输系统，这是因为数字信号传输系统与模拟信号传输系统相比对噪声具有较低敏感性，具有较低失真和较高的传输效率。然而，数字信号传输系统的缺点在于它与模拟信号传输系统相比需要更宽的带宽和更高的系统复杂度。作为已经开发的各种电路技术，由于数字信号传输系统与模拟信号传输相比产生的误差更少并具有更高的可靠性而被广泛应用在各种通信方法中。 

这种能够将两比特输入信号作为个体信号来发送的数字调制/解调技术的代表性示例是正交相移键控(QPSK)方法。QPSK方法将输入比特的奇数位变换到同相(I)信道，将输入比特的偶数位变换到正交(Q)信道，这样特定值“0”就被变换为“-1”，其它值“1”仍保留。这种情况下，每个输入比特都与预定的相位和幅度相匹配，以产生调制信号。这些调制信号的每个都典型地称为码元。 

然而，为了实现对于前述的无线通信系统的高速数据传输，最近提出了一种更高阶的调制方法，诸如可以提高数据传送速率的M-正交幅度调制(M-QAM)方法。 

这种M-QAM方法将输入比特与多个相位和幅度相匹配，以产生调制信号，它根据调制速率被分为多种调制方法(例如4正交幅度调制(QAM)，16QAM， 32QAM，64QAM，128QAM和256QAM，等等)。 

下文将参照附图1描述在M-QAM方法中包含的16QAM方法。应当注意到16QAM方法是作为示例性的目的来公开，因此本发明也可以应用在除16QAM方法之外的其余M-QAM方法中。 

图1描述了一个说明传统16QAM方法的星座图。 

参照图1，4比特的输入信号包括范围从“0000”到“1111”的16个值(例如，2⁴＝16)，这样16个值可以在复平面中包含的16个位置上进行映射处理。这四比特中的前两个比特是根据包含在复平面中的个体象限来进行彼此分离。这四比特中的后两个比特是根据在指定象限中划分的四个区域进行彼此分离。例如，所有包含在复平面第一象限内的所有码元的前两比特被指定为“00”，第一象限被划分为四个区域，这四个区域被分别指定为“00”，“01”，“10”和“11”，每个者作为后两比特。 

以这种方式，调制成16个码元的信号被发送到接收机。接收机根据个体码元的幅度和相位将由16个码元组成的信号解调成相应的比特。个体码元值是根据具有2A幅度的特定位置来确定。例如，如果Q-信道幅度高于在复平面的第一象限中的2A幅度，码元值“0001”和“0011”就根据具有2A的I-信道幅度的特定位置进行相互分离。这种情况下，这种能够彼此区分出多种码元的边界值(例如2A)就被称为判定边界。 

在通过无线信道的环境来传送前述码元的情况下，由于信号衰落或噪声会引起码元信号产生相当程度的失真。因此，采用前述码元进行映射处理的信号可能会出乎意料地高于判定边界，这样就可能对错误的码元产生错误。根据错误码元的数量来确定接收误差率。 

因此，诸如16QAM方法的更高阶调制方法可以增强数据的传送速率，但它的缺点在于它必须估计多个码元的个体相位和幅度，以使接收机能够执行码元判定，但是QPSK方法能够仅仅依据相位而在这种码元之间进行判定。因此，最近必须开发出在考虑到由于信道环境引起信号失真的情况下，能够估计更可靠和更合理的判定边界的技术。 

如上所述，接收机的解调器适合执行码元的软或硬判定的判定边界，与解调相关的信息最好由接收信号中估计出。 

假若具有大量的传输码元，它们被随机和均匀的分布在图1中所示的星座上。最近已经提出多种使用前述特性来估计这种判定边界的方法，例如， 通过在预定的时间期间内累积接收码元的绝对值来计算平均绝对值的第一方法，以及考虑到噪声扩散而消除由噪声引起的偏置分量的无偏估计方法，等等。 

典型地，在高信噪比(SNR)的情况下有效地采用通过获取接收信号的绝对平均值来计算接收码元的判定边界的第一方法，以及在低信噪比的情况下更有效地是使用无偏估计方法。 

前述的估计方法根据信噪比而在性能方面有所差异。假若在提供充足累积周期的情况下执行判定边界的估计过程，第一方法和无偏估计方法都集中于码元的码元星座中包含的理想判定边界上。 

然而，前述的方法必须在长时间的周期累积码元，以估计判定边界，因此它们需要一个很长的处理时间来累积接收的码元。此外，如果接收码元并不是均匀地建立在星座上，前述方法就可能产生所不希望的性能恶化。 

例如，将通过平均接收信号的绝对值来获取接收码元的幅度电平的上述方法，应用到高速下行链路分组接入(HSDPA)中，即一种高速数据传输方法，下文中将详细描述这个示例性方法存在的相关问题。 

首先，将在下文中描述HSDPA，即一种高速数据的传输方法。 

HSDPA方法是包括高速下行链路共用信道(HS-DSCH)之一的预定数据传输方法的总称，该高速下行链路共用信道作为下行链路数据信道(用于支持在通用移动地面系统(UMTS)中的高速下行链路分组数据的传输)和控制与HS-DSCH相关的控制信道。最近已经提出了用于支持HSDPA方法的自适应调制和编码(AMC)方法，混合自动重发请求(HARQ)方法和快速小区选择(FCS)方法，由于它们对本发明并没有联系，因此本文省略了对它们的详细描述。 

HSDPA方法在作为业务信道的高速物理下行链路共用信道(HS-PDSCH)上传输数据，同时在作为导频信道的物理公共导频信道(PDPICH)上传输数据。HS-PDSCH可以传输数据，可依据16QAM和QPSK方法来传输这些数据。出于简化的目的，假定仅使用16QAM方法来执行数据的传输。 

PCPICH是导频信道，它适合于通过在发射机和接收机之间传送预定的码元(例如连续发送信号“1”的操作)来估计接收信号的相位。 

同时，来自多个HS-PDSCH中第k个HS-PDSCH中的窄带调制信号dk可以通过下面的等式1来表示： 

等式1 

$d_k\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{A}_d\·g_k\left(i\right)\·\exp \left[j{\mathrm{\Φ}}_k\left(i\right)\right]\·u(t/T_s-i)$

其中， $g_k\left(i\right)=\sqrt{I_K^2+Q_K^2}$ ，|I|，|Q|∈{A，3A}， ${\mathrm{\Φ}}_k\left(i\right)={\tan }^{-1}\frac{Q_K}{I_K}$ ，以及u(t)是单位阶跃函数。作为本领域所周知的内容，单位阶跃函数u(t)可以由下面的等式2来表示： 

等式2 

参照等式1和2，A_d是一个常数，它反映传输信号的幅度，g_k是相应码元的幅度，Φ_k(i)是相应码元的相位。 

与多个HS-PDSCH中第k个HS-PDSCH相关的扩展码的波形是由下面的等式3来表示： 

等式3 

$C_k\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left[j{\mathrm{\Φ}}_k\left(i\right)\right]\·u(t/T_C-i)$

其中Φ_k是复信道化码，它由Φ_k(i)∈{vл/2+л/4；v＝0，1，2，3}表示。 

PCPICH作为进行信道估计的导频信道，它由下面的等式4来表示： 

等式4 

在某种意义上，等式4所表示的类似于等式1中表示的HS-PDSCH的业务调制信号。如从等式4可看出，PCPICH连续的发送特定的码元信号，以使表示幅度的参考字符“g”和表示相位的参考字符“Φ_k”都分别由常数来代表。例如，“g”可以设定为“g_cpich”，以及“Φ_k”可以设定为л/4。其它参考字符“A_p”是一个常数，它作为与“A_d”中相同的方式用于反映与导频信号相关的传输信号的幅度。 

类似于与HS-PDSCH相关的扩展码的波形，PCPICH的扩展码波形是与业务调制信号相似的方式来表示，不同的码值被指定到个体信道。这种情况下，指定到个体信道的码就是本领域所周知的正交码。最后，PCPICH的扩展码波形可以由下面的等式5来表示： 

等式5 

$C_{\mathrm{cpich}}\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left[{\mathrm{j\Φ}}_{\mathrm{cpich}}\left(i\right)\right]\·u(t/T_{\mathrm{cpich}}-i)$

其中g_cpich是PCPICH的幅度，T_cpich是码元周期。 

假定在发送机上传输一个HS-PDSCH和一个PCPICH，传输信号r(t)可以通过下面的等式6来表示： 

等式6 

r(t)＝d1(t)·c₁(t)+d_cpich(t)·c_cpich(t) 

参照等式6，HS-PDSCH的调制信号d₁(t)与信道化码波形c₁(t)相乘，从而产生由d₁(t)·c₁(t)表示的信号。PCPICH的调制信号d_cpich(t)与信道化码波形c_cpich(t)相乘，从而产生由d_cpich(t)·c_cpich(t)表示的其他信号。如果由d₁(t)·c₁(t)表示的信号与由d_cpich(t)·c_cpich(t)表示的其它信号相加，就提供通过发射机发送的结果信号r(t)。 

这种情况下，如果在接收机中接收到通过发送机发送的信号r(t)，它受到多径衰落和噪声的影响，这样它可以由下面的等式7来表示： 

等式7 

r(t)＝h(t)·[d₁(t-τ₁)·c₁(t-τ₁)+d_cpich(t-τ₁)·c(t-τ₁)]+n(t) 

其中，h(t)是复信道增益，τ₁是预定的延时，n(t)是附加到接收信号r(t)上的噪声分量。典型的，n(t)表示频谱密度为N₀/2的噪声分量。 

等式7中表示的接收信号r(t)受到了衰落和噪声的影响并被传输到接收机，它适合于估计接收机中的信道环境，从而有效的解调正交传输信号。 

下面将参照图2来描述接收机。 

参照图2，解扩器1 00解扩接收信号r(t)。这样，已经由解扩器100进行解扩，然后被传输给信道补偿器120的第n个码元的输出信号z(n)可以由下面的等式8来表示： 

等式8 

$z\left(n\right)=\frac{1}{T_S}{\∫}_{\mathrm{Ts}+\widehat{\mathrm{\τ}}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\widehat{\mathrm{\τ}}}r\left(t\right)\·C^{*}(t-\widehat{\mathrm{\τ}})\mathrm{dt}$

参照图8，通过在预定码元周期Ts的期间内执行在接收信号r(t)与信道化码之间的卷积操作就能够计算解扩输出信号z(n)。在这种情况下，“*”是复共轭， 是估计的延时。 

传送用于执行信道估计的PCPICH信号通过解扩器100来解扩，然后被传送到信道估计器110。被解扩并传送到信道估计器110的PCPICH信号Z_cpich(n)可以由下面的等式9来表示： 

等式9 

$z_{\mathrm{cpich}}\left(n\right)=\frac{1}{T_{\mathrm{cpich}}}\∫r\left(t\right)\·{C^{*}}_{\mathrm{cpich}}(t-\widehat{\mathrm{\τ}})\mathrm{dt}$

其中，Z_cpich是作为导频信道的PCPICH的第n个码元的输出值。 

这种情况下，假定信道估计被理想执行，并且没有噪声发生，由在信道估计器110上发送PCPICH的第n个码元输出信号Z_cpich(n)所建立的h(n)可以通过下面等式10来表示： 

等式10 

$\hat{h}\left(n\right)=A_p\·h\left(n\right)$

其中，A_p是表示与导频信号相关的传输信号的幅度的常数，h(n)是复信道增益。 

从信道估计器110中产生的 

对从解扩器100中产生的接收信号执行信道估计。特别地，接收信号根据由信道估计器110估计的信道环境条件而受到信道环境的影响，这样就可以补偿失真分量。例如，假定接收信号引起在无线环境上不希望得到的相位变化θ，使用-θ的相位值就可以通过补偿恢复出原始的传输信号。上述信号 

被用于信道补偿器120和判定边界估计器130。在等式8中示出的由解扩器110解扩的接收信号z(n)执行对信道估计值 

的预定操作，从而建立经过信道补偿的输出信号。 

经过信道补偿器120进行信道补偿的输出值d(n)可以由下面等式11来表示： 

等式11 

$d\left(n\right)=\hat{h}\left(n\right)\·z\left(n\right)={\left|\right|h\left(n\right)\left|\right|}^2{A}_p{A}_d\·g\left(n\right)$

执行在信道估计器110产生的复共轭信号 

和解扩器100的输出值z(n)之间的一个预定标量积(scalar product)操作，结果得到信道补偿信号。参照等式11，包含在信道估计信号中的信道失真被正常的得到补偿，因此信道估计信号就只由四个信号组成，例如h(n)，A_p，A_d和g(n)。 

解调器140确定包含在星座中的映射位置，该映射位置与从信道补偿器120中产生的第n个码元信号d(n)相关。同时，假定接收信号是在无线信道上没有失真的理想信号，就可以通过特定的判定边界(例如2A)进行正确判定。 

然而，由于接收信号会受到无线信道上发生的实时失真的影响，最好是 根据信道的环境来适应性确定实际的判定边界。 

因此，当从信道补偿器120接收到的信道补偿接收信号d(n)时，判定边界估计器130最好在考虑信道环境的情况下估计判定边界。解调器140根据判定边界估计器1 30估计的判定边界将接收信号d(n)调制成比特值。例如，在16QAM方法的情况下，接收信号d(n)被调制成每个码元四比特。 

由解码器150对解调器140解调后的比特数据进行解码。UMTS系统是典型地适于作为解码器的turbo解码器。 

下面将参照图3描述判定边界估计器。 

图3是图2中所示的判定边界估计器130的详细方框图。 

参照图3，等式11中所示的复信号已经从图2中所示的信道估计器中产生，并被分成同相分量和正交相位分量以执行实数操作。更具体地，在信道补偿器120的输出信号中包含的同相分量被发送到第一绝对值计算器200，以及正交相位分量被发送到第二绝对值计算器220。同时，信道估计器110的输出信号是等式10所表示的信道增益，它被发送到第三绝对值计算器240。 

当接收到自信道补偿器120的信道补偿后的输出信号(例如，同相和正交相位分量)时，第一和第二绝对值计算器200和220单独计算接收信号的绝对值，第一累加器210和第二累加器2 30执行对计算出绝对值的累加和转储(dump)操作。 

应用到第一和第二绝对值计算器200和220的信号每个包括实部和虚部，这些信号在根据实部和虚部进行分类时被处理。然而，这些信号等效于复码元表达式，因此对它们应用相同信号的处理步骤。因此，第一累加器210适用于累加具有同相分量的N个信号的绝对值，第二累加器230适用于累加具有正交相位分量的N个信号的绝对值。从第一和第二累加器210和230产生的绝对值累加信号在加法器260中彼此进行相加，使用1/4除法器270将该值与4相除，并且结果信号被发送到另一个除法器280。 

同时，如果信道估计器110的输出信号被发送到第三绝对值计算器240，第三绝对值计算器240在数值上平方接收信号的绝对值，以及平方后的信号从第三绝对值计算器240发送到第三累加器250。第三累加器250累加N个码元的接收信号，并将累加后的信号Y发送到除法器280。 

执行在用于除法器280的两个信号X和Y之间的除法操作。更具体地，除法器280将累加复信号的绝对值所产生的合值X与信道估计器110的输出 值Y相除。 

这种情况下，信号就从信道补偿器120中产生，接着在累加它自身的绝对值后被发送到除法器280。这个信号可以通过等式12来表示： 

等式12 

$\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left|\right|{\left|\right|h\left(n\right)\left|\right|}^2\·A_d\·A_p\·\left|\right|\mathrm{Re}\left\{g\left(n\right)\right\}\left|\right|\left|\right|+\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left|\right|{\left|\right|h\left(n\right)\left|\right|}^2\·A_d\·A_p\·\left|\right|\mathrm{Im}\left\{g\left(n\right)\right\}\left|\right|\left|\right|}{4}$

参照等式12，信道补偿器120的输出信号被分为实部和虚部，在根据实部和虚部进行分类的同时来计算它的绝对值。在对应N个码元的预定时间的期间，累加计算后的绝对值，并将累加后的结果与4相除。 

同时，信道估计器110的输出信号被用于判定边界估计器130，累加输出信号的绝对值，以及累加后的结果被应用到除法器280。这种情况下，应用到除法器280的信号可以通过下面的等式13来表示： 

等式13 

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h\left(n\right)\·A_P\left|\right|}^2$

参照等式13，对等式10表示的绝对值 

求平方，在对应N个码元的预定时间期间来累加平方后的结果，以产生等式13所示信号的方式向除法器280传送累加后的结果。 

最后，除法器280将等式12所示的信号与等式13所示的其他信号相除。即，除法器280执行对判定边界估计器130的输出信号的除法操作，这样判定边界估计器130的最后输出信号可以通过下面等式14来表示： 

等式14 

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\frac{A_d}{A_P}A$

如上所述，考虑到实部和虚部的平均幅度的绝对值是在一个长时间周期的推移之后将收敛成特定值2A的事实，判定边界估计器130使用信道增益来标准化个体绝对值的和，并将标准化后的值与4相除。将标准化后的值与4相除，是因为在N的值充分高并且所有码元的产生频率彼此相等的情况下，实部平均值(A+3A)/2和虚部平均值(A+3A)/2的和收敛成特定值4A。 

如前面图2所示，信道补偿器120的输出信号和判定边界估计器130的输出信号都被发送到解调器140，并被适用于设立判定码元的参考幅度。因此，信道补偿器120的输出值的软判定处理通过判定边界估计器130的输出 值来执行。 

作为参照，具有两种对信道上接收到的码元的量化方法，即，硬判定方法和软判定方法。更详细地，信道上接收的数据与发送步骤中调制的预定数据值具有微小的差异。硬判定方法根据预定的参考只使用两个电平“1”和“0”来判定接收的数据。软判定方法使用由N比特模/数转换器(ADC)所预先确定的软判定门限值将基带信号转换为具有2n特定电平的数字数据。根据解调数据的量化方法在编码增益中存在微小的差别。例如，16-电平软判定方法的通过量性能要高于硬判定方法大约2dB，因此大多数的数字通信系统更喜欢选择软判定方法而不是硬判定方法。 

假定前面提到的传统判定边界 

和输出信号z(n)都适用于输入信号，并且简单度量方法适用于计算软的长似然比率(LLR)，通过解调预定的码元来产生由4比特组成的信号。这个4-比特信号可以通过下面等式15～18来表示： 

等式15 

Λ⁰(z(n))＝I_n

等式16 

Λ¹(z(n))＝Q_n

等式17 

Λ²(z(n))＝2·A-|I_n| 

等式18 

Λ³(z(n))＝2·A-|Q_n| 

参照上面等式15～18，Λⁱ(z(n))表示第n个码元的第i个比特的LLR。更详细地，等式15表示与单一码元相关的输出比特(例如4比特)中的第一比特，等式18表示来自四比特中的的最后比特。 

这种情况下，等式15和等式16分别表示上面四比特中的前面两个比特，这样它们适用于确定复平面的象限。等式17和等式18表示在四比特中的后面两个比特，这样它们被适用于在预定象限的四个区域中进行判定。 

这种情况下，“I_n”表示第n个码元的同相分量，它由下面的等式19表示。“Q_n”表示第n个码元的正交分量，它由下面的等式20表示。 

等式19 

I_n＝Re{z(n)} 

等式20 

Q_n＝Im{z(n)} 

由于“I_n”和“Q_n”都是信道补偿后的信号，Λ²就可以使用它相应的增益和参照电平的估计值 

通过下面的等式21来表示，Λ³就可以使用它相应的增益和参照电平的估计值 

通过下面的等式22来表示。 

等式21 

${\mathrm{\Λ}}^2\left(z\left(n\right)\right)=2\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_1\·A_p^2\·{\left|\right|h\left(n\right)\left|\right|}^2-\left|I_n\right|$

等式22 

${\mathrm{\Λ}}^3\left(z\left(n\right)\right)=2\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_1\·A_p^2\·{\left|\right|h\left(n\right)\left|\right|}^2-\left|Q_n\right|$

最后，与上述等式15，16，21和22的16QAM相关的四比特输出信号都被施加到解码器150，然后由解码器150进行解码。 

如上所述，用于平均接收码元的累加绝对值的方法和采用绝对值平方的平均累计值来估计判定边界的其他方法，在根据接收SNR的性能方面是不同的，然而，它们的所有设计都是在假定发送码元在星座上是均匀分布，然后发送到目标对象的情况下。因此，传统的判定边界估计器需要大量的接收码元抽样(例如，对应大约一个分组的码元)，因此只要是需要进行判定边界估计过程的预定累计时间，就将无法避免地产生不需要的延时。而且，传统的判定边界估计器会产生取决于SNR的无法预料的性能失真。 

总而言之，用于平均接收码元的累加绝对值的方法和适用于平方平均累积值的其他方法都会产生不希望的对应累积抽样值的延时，因此这就很困难将它们中任何一个应用到硬件中进行高速处理，例如，应用于请求实时处理的干扰消除器。 

发明内容

因此，本发明已经考虑到上面的问题，本发明的目的是提供一种用于估计在CDMA移动通信系统的接收机中码元单元中特定信号的判定边界的设备和方法，其中特定信号被应用更高阶的调制方法。 

根据本发明的一个方面，上述目的和其他目的完全可以通过所提供的方法来实现，该方法是用于估计在码分多址(CDMA)移动通信系统的接收机中的接收码元的判定边界，它包括步骤：(a)计算输入判定边界估计器的每个码元的预先判定边界；(b)反映先前码元判定边界中所计算的每个码元的预先判定边界，并计算输入码元新的判定边界，其中先前码元的判定边界是在考虑了信道环境直到到达先前码元的情况下计算的。

本发明的另一方面是提供一种用于估计在CDMA移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的方法，包括步骤：(a)计算输入判定边界估计器的每个码元的预先判定边界；(b)将对于每个码元的预先判定边界按顺序存储在具有预定窗口大小的缓冲器中；(c)计算先前输入码元的预先判定边界并获取当前输入码元的判定边界，该先前输入码元的预先判定边界包括在缓冲器中存储的当前输入码元的预先判定边界。 

本发明的再一方面是提供一种在码分多址(CDMA)移动通信系统的接收机中用于估计接收码元的判定边界的设备，包括：预先判定边界计算器，用于顺序接收解调目标码元，并计算对每个码元的预先判定边界；判定边界计算器，用于接收来自预先判定边界计算器的每个码元的预先判定边界，反映先前码元判定边界中的每个码元的预先判定边界，并计算对输入码元的新判定边界，其中先前码元的判定边界是在考虑信道环境情况下直到到达先前码元时计算。 

本发明再一方面是提供一种在码分多址CDMA移动通信系统的接收机中用于估计接收码元的判定边界的设备，包括：预先判定边界计算器，用于顺序接收解调目标码元，并计算每个码元的预先判定边界；判定边界计算器，用于存储按预定窗口大小由预先判定边界计算器所计算的预先判定边界并获取当前输入码元的判定边界，计算先前码元的预先判定边界，该先前码元的预先判定边界包括存储的当前输入码元的预先判定边界。 

具体来讲，根据本发明的第一方面，提供了一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的方法，包括步骤：a)当获取个体码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值并将获取的绝对值之和除以从信道估计器接收到的估计信道功率信号时，计算经由判定边界估计器输入的每个码元的预先判定边界；b)将为输入的每个码元计算出来的预先判定边界和第一预定常数相乘；c)将在考虑直到输入先前码元为止的信道环境计算出来的先前输入码元的判定边界和第二预定常数相乘；和d)将经相乘的预先判定边界与经相乘的先前输入码元的判定边界相加，计算输入的每个码元的新判定边界。 

根据本发明的第二方面，提供了一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的方法，包括步骤：a)当获取个体码元信号 的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值并将获取的绝对值之和除以从信道估计器接收到的估计信道功率信号时，计算经由判定边界估计器输入的每个码元的预先判定边界；b)连续地将对于每个所述输入码元的预先判定边界存储在具有预定窗口大小的缓冲器中；和c)为存储在缓冲器中的当前输入码元的预先判定边界和先前接收到的码元的预先判定边界分配权重，并对每个码元的经过加权的预先判定边界进行求和，并将求和的结果与权重的总和相除，来计算当前输入码元的新判定边界。 

根据本发明的第三方面，提供了一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的设备，包括：预先判定边界计算器，用于接收输入码元，并计算对于所述输入码元的预先判定边界；和判定边界计算器，用于接收来自预先判定边界计算器的每个所述输入码元的预先判定边界，并利用为每个所述输入码元计算的预先判定边界以及在考虑直到输入先前码元为止的信道环境下计算的先前输入码元判定边界，计算所述输入码元的新判定边界，其中，所述预先判定边界计算器包括：绝对值计算器，用于计算个体输入码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值，和除法器，用于将计算出来的绝对值之和除以从信道估计器接收的估计信道功率信号，以得到预先判定边界；而其中，所述判定边界计算器包括无限脉冲响应过滤器，该无限脉冲响应过滤器包括延迟器，用于将先前输入码元的判定边界延迟一个码元持续时间，和加法器，用于将由预先判定边界计算器计算的每个所述输入码元的预先判定边界与从延迟器中接收的先前输入码元判定边界进行相加。 

根据本发明的第四方面，提供了一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的设备，包括：预先判定边界计算器，用于接收输入码元，并计算每个所述所接收到的码元的预先判定边界；和判定边界计算器，用于通过预定窗口大小存储由预先判定边界计算器所计算的预先判定边界，并且，为存储在具有预定窗口大小的缓冲器中的当前所接收到的码元的预先判定边界和先前接收到的码元的预先判定边界分配权重，并对每个码元的经过加权的预先判定边界进行求和，并将求和的结果与权重的总和相除，来计算当前所接收到的码元的判定边界，其中，所述预先判定边界计算器包括绝对值计算器，用于计算个体输入码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值，和除法器，用于将计算出来的绝对值之和除以从信 道估计器中接收的估计信道功率信号，以得到预先判定边界；而其中，所述判定边界计算器包括：缓冲器，其具有预定的窗口大小，并连续存储为个体的所接收到的码元计算的预先判定边界；和加法器，用于对经过加权的先前所接收到的码元的预先判定边界和当前所接收到的码元的预先判定边界求和，所述先前所接收到的码元的预先判定边界和当前所接收到的码元的预先判定边界存储在缓冲器中。 

附图说明

本发明的上述目的和其他目的、特征和其它优点将从下面结合相应附图的详细描述中变得更加清楚。 

图1是说明传统16QAM方法的星座图； 

图2是具有传统判定边界估计器的接收机的方框图； 

图3是图2中所显示的判定边界估计器的详细方框图； 

图4a是使用累积平均方法的传统判定边界估计方法的方框图； 

图4b是使用根据本发明第一实施例的无限脉冲响应(IIR)过滤器的判定边界估计方法的方框图； 

图4c是使用根据本发明第二实施例的移动平均方法的判断边界估计方法的方框图； 

图5是根据本发明第一实施例的判定边界估计器的方框图； 

图6是根据本发明第一实施例的判定边界估计器的详细方框图； 

图7是说明本发明第一实施例的判定边界估计过程的流程图；     

图8是根据本发明第二实施例的判定边界估计器的方框图； 

图9是根据本发明第二实施例的判定边界估计器的详细方框图； 

图10是说明本发明第二实施例的判定边界估计过程的流程图；以及 

图11是说明根据本发明实施例的判定边界估计方法的个体实现之间的比较结果图。 

具体实施方式

对本发明的几个实施例将参照相应附图进行详细描述。在附图中，相同或相似部件将使用相同的附图标记来表示。在下面描述中，为了简明起见这里将省略所结合的公知功能和配置的详细说明。 

根据本发明实施例的判定边界估计器更新在码元单元中的判定边界，传统判定边界估计器是通过在对每个码元解码的预定时间期间累积抽样来估计这种判定边界。因此，具有发明性的判定边界估计器可以比传统基于累积的估计器具有更为增强的通过量性能，并且可以应用于实时处理的硬件中。 

下文将参照图4a～4c来描述本发明判定边界估计器的基本原理。随后，将详细描述本发明的两个实施例。 

图4a～4c描述了在基于累积平均方法的传统估计方法和本发明用于更新判定边界的两个实施例之间的定时关系。 

例如，假定对于每个时隙的码元数是160，一帧由三个时隙组成，如图4a～4c所示。该示例被应用到高速下行链路分组接入(HSDPA)系统的物理下行链路共享信道(PDSCH)。 

图4a是使用累积平均方法的传统判定边界估计方法的方框图。 

参照图4a，假定在时隙单元中估计码元判定边界，每个输入码元都延迟一个时隙单元，然后进行解调。特别地，传统判定边界估计方法接收所有与特定时隙“0”相关的码元，并使用时隙“0”的所有码元来估计应用到时隙“0”的判定边界。因此，在接收到时隙“0”的所有输入码元之后，时隙“0”的输入码元根据估计的特定判定边界被连续解调成每个码元的四比特。 

前面提到的累积平均方法适合从最后码元定时中产生的特定判定边界“A0”，以便执行时隙“0”的所有码元的软或硬判定。照这样，将使用在时隙“0”中的相同方法来解调其它时隙(例如，时隙“1”和时隙“2”等)。因此，所有码元的估计定时和解调定时都将每个延迟一个时隙，这样就连续产生了解调的延时。 

假定以帧单元解调接收数据，对于由三个时隙组成的每帧来说，解调延时按一个时隙发生。每个时隙包含160个码元，因此最后输出比特被延迟640比特间隔，然后进行解调。 

图4b是使用依据发明第一实施例的IIR过滤器的判定边界估计方法的方框图。图4c是使用依据本发明第二实施例的移动平均方法的判定边界估计方法的原理图。 

下文将参照图4b描述根据本发明第一实施例的判定边界估计方法。 

图4b示出了使用IIR过滤器的第一判定边界估计方法。为每个码元估计的判定边界(即，B0，B1，...B479)都被应用于码元单元中的个体码元(即0，1，2，...，479)。因此，无论何时个体码元输入，根据产生的新判定边界来执行硬判定或软判定，结果都具有非常小的解调延时。此外，用先前的判定边界在数值上计算当前输入码元数据，并且计算结果被反映在新判定边界中，因此前述第一判定边界估计方法可以正确反应实时信道的变化。 

下文将参照图4c来说明根据本发明第二优选实施例的判定边界估计方法。 

图4c是使用移动平均的第二判定边界估计方法的方框图。该第二判定边界估计方法设立了预定窗口值，估计每个码元的码元判定边界，并将估计的判定边界应用给个体码元。 

参照图4c，在对应于预定码元的预定时间流逝之后来更新每个码元的判定边界，因此解调码元没有延时。下文中将描述上述图4c所示的判定边界估计方法是假定预定窗口值设定为40个码元的情况。 

在输入新帧之后在对应初始的39个码元的预定时间期间没有判定边界。从第40个码元产生的判定值C39被适用于与多个码元0～39相关的判定边界。然后按照更新结果适用于执行硬或软判定的方式对每个码元更新判定边界。 

根据预定的窗口大小，第二判定边界估计方法估计从对应窗口大小的码 元中产生的判定边界。无论何时输入码元，就移动窗口，窗口移动结果被实时应用到预定先前值的码元数据，因此实时处理的结果就反映在码元解调处理中。 

如上所述，依据本发明第一和第二实施例的第一和第二判定边界估计方法更新了对每个码元的判定边界值，因此，在执行硬或软判定的情况下，个体码元的衰减信道的影响将应用于相同的定时。 

下文将参照相应附图来描述第一和第二判定边界估计方法。 

第一优选实施例：使用IIR过滤器的方法

下文将参照图5到7描述根据第一实施例的判定边界估计方法。 

图5是根据本发明第一实施例的判定边界估计器的方框图。 

参照图5，判定边界估计器130能够由根据本发明第一实施例的新判定边界估计器500代替。判定边界估计器500包括对每个码元的预先判定边界计算器510，和IIR过滤器520。 

判定边界估计器500的预先判定边界计算器510没有在根据对应预定码元的预定时间累积接收信号，并进行每个码元的计算，这与图2中所示的判定边界估计器130不同。IIR过滤器520确定合适的系数来反映在先前判定边界中的当前码元数据的预先判定边界，因此就产生了新判定边界。 

特别地，预先判定边界计算器510计算每个码元的预先判定边界。IIR过滤器520将预先判定边界与先前码元的判定边界相加，并执行对相加信号的预定操作，因此就产生了每个码元的新判定边界，其中预先判定边界是从预先判定边界计算器510中每个码元中产生。 

下文将参照图6描述判定边界估计器500的硬件示例。判定边界估计器500的下述硬件示例是作为对本发明实施例的说明目的被公开，因此应注意到本发明的范围并不必要仅局限于特定的硬件部件。即，很显然判定边界估计器500可以应用于需要实现预先判定边界计算器510和IIR过滤器520的所有硬件和软件应用。 

图6是根据本发明第一实施例的判定边界估计器500的详细方框图。 

参照图6，判定边界估计器500包括每个码元的预先判定边界计算器510和IIR过滤器520。 

无论何时预先判定边界计算器510接收输入码元，它计算输入码元的预先判定边界。预先判定边界计算器510接收信道补偿器120的输出码元的同 相分量信号和正交分量信号，并接收来自信道估计器110的估计信道功率信号。 

信道补偿器120的输出码元的同相分量被发送到判定边界计算器510的第一绝对值计算器611，正交相位分量被发送到第二绝对值计算器612。 

在接收到来自信道补偿器120的码元的同相分量时，第一绝对值计算器611计算接收的同相分量信号的绝对值。当接收到来自信道补偿器120的码元的正交相位分量信号时，第二绝对值计算器612计算接收的正交相位分量信号的绝对值。通过加法器613将同相分量的绝对值与正交相位分量的绝对值相加，这样就产生结果信号X。 

在除法器614中，将输出信号X与从信道估计器110中产生的估计信道功率信号Y相除。因此，预先判定边界估计器510的输出信号最后用X/4Y来表示。这种情况下，判定边界计算器510的输出信号被4除，判定边界计算器510的输出信号与前面描述的情况相同。 

同时，在预先判定边界计算器510中每个码元产生的预先判定边界被发送到IIR过滤器520，使用IIR过滤器520计算当前码元的判定边界。 

IIR过滤器520的基本原理可以通过下面等式23来表示： 

等式23 

其中， 

是不执行预定累积平均过程的判定边界估计器的最后输出值，在下文将描述它的详细内容。参照等式23， 

是对第n个接收码元的判定边界，参考字符“a”和“b”是IIR过滤器520的系数。这种情况下，“b”也可以由“1-a”表示。IIR过滤器520将当前预先判定边界与第一预定系数相乘，将先前码元的预定边界与第二预定系数相乘。更详细的内容中，如果 

被反馈到第n个接收码元，并且预定系数与反馈结果信号相乘，这就产生最后输出信号 

参照图6，在乘法器621中，将发送到IIR过滤器520的当前码元的预先判定边界与预定常数“b”相乘。在延迟器624中，先前判定边界被延迟一个码元，延迟后的信号在乘法器623中与预定常数“a”相乘，然后将乘积信号在加法器622中与乘法器621的输出信号相加。 

这种情况下，IIR过滤器520的常数“a”是应用于当前值的权重，常数“b”是应用于先前值的权重。更详细的内容中，如果与当前码元的判定边界 相乘的常数“a”变的较高，这就意味在计算相应码元的判定边界时当前码元的权重变的较高。如果与先前码元的判定边界相乘的常数“b”变的较高，这就意味在计算相应码元的判定边界时给与先前码元相联系的数据分配了更高的权重。因此，假定系统工程师适当地确定以上常数，工程师就能根据信道环境的变化来有效地估计判定边界。 

适用于对第n个码元的硬或软判定的判定边界。这种情况下，如果使用简单度量方法和上述估计值来计算用于信道解码器150的输入信号的LLR，结果信号可以通过下面等式24到27来表示： 

等式24 

Λ⁰(z(n))＝I_n

等式25 

Λ¹(z(n))＝Q_n

等式26 

等式27 

参照等式24到27，如果使用简单的度量方法，  Λ⁰和Λ¹表示来自每个码元的输出比特中的前面两个比特，Λ²和Λ³表示来自每个码元的输出比特中的后面两个比特，因此它能识别出判定边界在码元单元中被更新。 

参照等式21和等式22之间的比较，能识别判定边界估计器的输出信号从基于分组的信号变为基于码元的信号。 

下文将参照图7描述本发明用于第一优选实施例的发明方法。 

图7是根据本发明第一实施例说明判定边界估计过程的流程图。 

参照图7，在步骤710确定IIR过滤器5 00的常数“a”和“b”。假定以帧单元解调码元，设定“n”的初始值为“1”，计数在步骤710对预定帧的码元数量计数。无论何时码元输入判定边界估计器，具有初始值“1”的“n”在码元单元中依次增加。 

在步骤720预定帧的个体输入码元使用上述方法来估计判定边界 

并在解调过程中反映估计判定边界 

如果在步骤730输入码元是对应帧的第一码元(即，n＝1)，就没有对先 前码元数据的判定边界，在步骤740将 

设定为信道估计器120的输出值。 

同时，初始码元数据的先前判定边界 

也可以使用多种方法来确定。例如，如果分组被连续地接收，可以使用在解调先前分组接收处理中的最后码元时所存储的判定边界。 

在步骤750使用等式2 3来计算每个接入码元的判定边界。解调器140根据对每个码元计算出的判定边界执行硬或软判定，在步骤760个体码元被解调为比特数据。 

估计每个码元判定边界的步骤是对每个码元来执行的。如果在步骤770确定最后码元的判定边界被完全估计到，图7中所示的判定边界估计处理就终止。这种情况下，假定M是包含在个体帧中的时隙数量，N是对每个时隙的码元数量，个体输入帧是由Mx N个码元所组成。因此，如果N等于MxN，这表示对预定输入帧内包含的所有码元执行判定边界估计过程。 

第二实施例：使用移动窗口的方法

下文将参照图8到10描述本发明第二实施例的判定边界估计方法。 

图8是依据本发明第二实施例的判定边界估计器的方框图。 

参照图8，判定边界估计器130可以替换为根据本发明第二实施例的新判定边界估计器800。判定边界估计器800包括每个码元的预先判定边界计算器810和移动平均计算器820。 

判定边界估计器800的预先判定边界计算器810没有按对应预定码元的预定时间累积接收信号，它执行对每个码元的计算，这不同于在图2中所示的判定边界估计器130。移动平均计算器820反映在每个输入码元中的当前码元数据，以计算新判定边界。 

更详细地，预先判定边界计算器810计算每个码元的预先判定边界。无论何时移动平均计算器820接收到预定码元，它反映在对应预定窗口大小的先前判定边界中的每个码元的预先判定边界，并执行预定操作，因此就产生了每个码元的新的预先判定边界。 

下文将参照图9描述判定边界估计器800的硬件示例。下文判定边界估计器800的硬件示例是作为对本发明实施例的说明目的，应当注意的是本发明的范围并不必需仅限定为特定的硬件模块。即，可以认识到判定边界估计器800可以用于需要对每个码元实现预先判定边界计算器810和移动平均计 算器820的所有硬件和软件的应用。 

图9是根据本发明第二实施例的判定边界估计器800的详细方框图。 

参照图9，判定边界估计器800包括每个码元的预先判定边界计算器810和移动平均计算器820。 

无论何时接收到输入码元，预先判定边界计算器810计算输入码元的预先判定边界。预先判定边界计算器810接收信道补偿器120的输出码元的同相分量信号和正交相位分量信号，并接收来自信道估计器110的估计信道功率信号。 

信道补偿器120的输出码元的同相分量被发送到判定边界计算器810的第一绝对值计算器911，正交相位分量被发送到第二绝对值计算器912。 

当接收来自信道补偿器120的码元的同相分量，第一绝对值计算器911计算所接收同相分量的绝对值。当接收来自信道补偿器120的码元的正交分量，第二绝对值计算器912计算所接收正交相位分量的绝对值。通过加法器913将同相分量的绝对值与正交分量的其它绝对值相加，因此就产生了结果信号X。 

在除法器914中，将输出信号X与从信道估计器110中产生的估计信道功率信号Y相除。因此，预先判定边界计算器810的输出信号最后通过X/4Y来表示。这就是预先判定边界计算器810的输出信号被4除的结果与前面提到的情况相同的原因。 

同时，预先判定边界计算器810中产生的每个码元的预先判定边界被发送到移动平均计算器820，使用移动平均计算器820计算当前码元的判定边界。 

特别地，如果个体码元计算的预先判定边界通过预定窗口大小被连续地存储在缓冲器924中，就使用存储的对应预定窗口大小的预先判定边界来计算对第n个接收码元的当前判定边界 

参照图9，发送到移动平均计算器920的当前码元的预先判定边界和先前接收的P-1个码元的预先判定边界被连续存储在预定窗口大小为P的缓冲器中。当特定码元的预先判定边界被发送到移动平均计算器920时，已在缓冲器中存储的先前码元的预先判定边界被依次的变换到下一个存储区域。例如，如图9所示，当一个码元输入时，输入第p个存储区域的预先判定边界被顺序变换到第(P-1)和第(P-2)...和第一个存储区域。更详细地，通过 计算从当前输入码元的预先判定边界到第(P-1)个码元的预先判定边界中的P个码元边界，来确定对当前输入码元的判定边界。 

在接收预定输入码元时，在乘法器921，922和923中将输入码元的判定边界与预定权重λ_i相乘。由加法器925对通过权重λ_i相乘的预先判定边界求和。 

与P个窗口相乘的P个权重通过加权计算器926来求和，这样求和的值B就通过 

λ_i来表示。 

除法器927将从加法器925中接收的总权重的预先判定边界与由加权计算器926计算的权重分量相除。换句话说，如果加法器925的输出信号是A和加权计算器926的输出信号是B，则移动平均计算器820的最后输出信号就是A/B。 

最后输出值的判定边界 

可以通过下面等式28来表示： 

等式28 

其中， 

是第n个接收码元的判定边界，λ_i是应用于第i个码元的预先判定边界的加权，p是窗口间距的大小，n是码元索引。 

从等式28中可以看出，如果权重λ_i被固定为“1”，就使用根据上述简单移动平均计算方法的相同权重对包含在窗口间距内的所有判定边界的输出信号进行加权，这样就能计算判定边界的平均值。 

如果对第n个码元计算的 

被应用于等式26和27，就更新码元单元中的判定边界。 

如上所述，判定边界 

适用于对第n个码元的硬或软判定的判定边界。如果使用简单度量方法和上述估计值来计算用于信道解码器150的输入信号的LLR，也可以通过上面等式24到27来表示结果信号： 

如在等式24到27中表示前面两个比特的Λ⁰和Λ¹和表示后面两个比特的Λ²和Λ³中可以看到，判定边界在码元单元中被更新。 

参照在等式21和等式22之间的比较，可以看到判定边界估计器的输出信号从基于分组的信号变化为基于码元的信号。 

下文将参照图10描述应用于本发明第二实施例的发明方法。 

图10是说明根据本发明第二实施例的判定边界估计过程的流程图。 

参照图10，在步骤1000确定常数λ和p。假定以帧单元解调码元，在步骤1000中设定“n”的初始值为“1”来计算预定帧的码元数，当码元输入判定边界估计器时具有初始值“1”的“n”在码元单元中依次增加。 

在步骤1010使用上述方法，预定帧的个体输入码元计算预定输入码元的预先判定边界 ，并在步骤1020最后计算判定边界 

特别地，在具有预定窗口大小的缓冲器中连续存储的码元的个体预先判定边界与权重λ相乘，乘积值被求和，以可以计算考虑判定边界权重的平均值的方式，将求和结果和个体权重的和相除，从而得到判定边界 

如果在步骤1030提供n≤p的预定条件，并且输入码元的数量低于窗口大小P，这说明计算的判定边界并不可靠，因此接下来的码元就需要输入判定边界估计器。这种情况下，如果输入码元的数量等于窗口大小，就使用前面的方法预定帧的码元连续确定判定边界 

在输入第p个码元之后，解调器140根据每个码元计算的判定边界来执行软或硬判定，因此在步骤1040将个体码元解调为比特数据。 

上面用于估计每个码元的判定边界的步骤是对每个码元来执行。如果在步骤1050确定了完成估计最后码元的判定边界，就终止判定边界的估计过程。 

这种情况下，假定M是包含在单个帧中的时隙数量，N是对每个时隙的码元数量，单个输入帧是由MxN个码元组成。因此，如果N等于MxN，这意味着判定边界的估计过程是对预定输入帧的所有码元执行的。 

实验示例

下文将参照图11描述第一和第二实施例的实验结果。 

图11是说明依据本发明第一和第二实施例在判定边界估计方法的个体性能之间的比较结果图。 

下文将详细描述用于实现称为模拟的实验示例的指定条件。所有的实验都是使用浮点模拟来执行，它们的性能与瑞克(rake)接收机的通过量性能作比较。使用在第三代合伙项目技术规约(3GPP TS)25.101中指定的固定参考信道(FRC H)-设置316正交幅度调制(QAM)方法来进行所有数据发送，在此这些内容结合作为参考，并将表示行走速度的“步行B3公里/小时”的规定条件作为信道模型。在表格1中示出的下述条件是实现上述实验 的必要设置。 

表格1 

本发明的通过量性能与在提供理想(IDEAL)状态条件下的1-时隙平均方法的通过量性能相比较。这个IDEAL状态表示接收器已经在先识别出判定边界。 

上述1-时隙平均方法表明通过计算每个时隙累积平均的传统方法所确定的判定边界。判定边界根据1-时隙平均方法在一个时隙单元中被更新。 

最后，如果使用IIR过滤器来估计这种判定边界，将过滤系数“a”设置为63/64，其它过滤系数“b”设置为1/64。 

模拟结果数据在下面的表格2中示出，也在图11中图形显示。 

表格2 

从上面表格2中可以看到，IIR过滤器的通过量性能与理想状态的类似，但与1-时隙平均方法的实验数据非常不同。 

参照图11对表格2中包含数据的图形说明，可以清楚看到本发明实施例的通过量性能要优于传统技术的通过量性能。 

图11中示出的X轴(即，水平轴)表示HS-PDSCH信道的信噪比(SNR)，图11中示出的Y轴(即，垂直轴)表示通过量性能。参考数字1100是表示理想情况结果的图，参考数字1110是说明IIR过滤器情况结果的图，参考数字120是表示1-时隙平均情况结果的图。 

如从图11中可以清楚看到，本发明实施例的发明方法要优于传统的1-时隙平均方法。依据本发明实施例判定边界在码元单元中被更新，因此本发明的通过量性能与确定判定边界为理想值的上述方法的通过量性能相类似。 在低SNR的情况下，可以清楚的看到性能改进的效果。 

同时，上述发明方法具有高于IDEAL方法的性能。更详细地，当星座上的所有码元是采用相同概率来产生时，IDEAL方法是考虑了理论的最佳值，然而，在实际发送码元的星座上产生个体码元的概率实际上是彼此不同的，因此用于更新每个码元判定边界的发明方法就更少地受到这种个体码元不同概率的影响。 

从上述内容可以清楚看到，本发明实施例具有比根据累加平均方法的传统判定边界估计方法更高的性能，并具有几乎与理想估计器相同的通过量性能。特别是，在低SNR的情况下，本发明的实施例具有比理想估计器更高的通过量性能。本发明的实施例具有高于传统累积平均方法的通过量性能，并能执行高速数据处理，因此它可以容易地应用于诸如干扰消除器的先进接收机等。 

尽管本发明公开的实施例是出于说明性的目的，但本领域的技术人员可以认识到在不脱离相应权利要求所公开的发明范围和精神内，可以进行各种修改、添加和更换。 

Claims (19)

1.一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的方法，包括步骤：

a)当获取个体码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值并将获取的绝对值之和除以从信道估计器接收到的估计信道功率信号时，计算经由判定边界估计器输入的每个码元的预先判定边界；

b)将为输入的每个码元计算出来的预先判定边界和第一预定常数相乘；

c)将在考虑直到输入先前码元为止的信道环境计算出来的先前输入码元的判定边界和第二预定常数相乘；和

d)将经相乘的预先判定边界与经相乘的先前输入码元的判定边界相加，计算输入的每个码元的新判定边界。

2.如权利要求1所述的方法，其中输入码元是使用高阶正交幅度调制方法调制的。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述高阶正交幅度调制方法是根据调制速率从以下多种调制方法中选择的：4正交幅度调制，16正交幅度调制，32正交幅度调制，64正交幅度调制，128正交幅度调制和256正交幅度调制方法。

4.如权利要求1所述的方法，其中步骤c)包括：

按一个码元延迟先前输入码元的判定边界，

将延迟结果与第二预定常数相乘，并

通过将经相乘的延迟结果与经相乘的预先判定边界相加来计算新判定边界。

5.一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的方法，包括步骤：

a)当获取个体码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值并将获取的绝对值之和除以从信道估计器接收到的估计信道功率信号时，计算经由判定边界估计器输入的每个码元的预先判定边界；

b)连续地将对于每个所述输入码元的预先判定边界存储在具有预定窗口大小的缓冲器中；和

c)为存储在缓冲器中的当前输入码元的预先判定边界和先前接收到的码元的预先判定边界分配权重，并对每个码元的经过加权的预先判定边界进行求和，并将求和的结果与权重的总和相除，来计算当前输入码元的新判定边界。

6.如权利要求5所述的方法，其中输入码元是使用高阶正交幅度调制方法调制的。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述高阶正交幅度调制方法是根据调制速率从以下多种正交幅度方法中选择的：4正交幅度调制，16正交幅度调制，32正交幅度调制，64正交幅度调制，128正交幅度调制和256正交幅度调制方法。

8.如权利要求5所述的方法，其中所述权重不同地分配给缓冲器中存储的个体输入码元预先判定边界。

9.如权利要求5所述的方法，其中，通过对每个输入码元的、采用不同权重进行加权的预先判定边界进行求和，并将求和的结果与权重的总和相除，来计算判定边界。

10.一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的设备，包括：

预先判定边界计算器，用于接收输入码元，并计算对于所述输入码元的预先判定边界；和

判定边界计算器，用于接收来自预先判定边界计算器的每个所述输入码元的预先判定边界，并利用为每个所述输入码元计算的预先判定边界以及在考虑直到输入先前码元为止的信道环境下计算的先前输入码元判定边界，计算所述输入码元的新判定边界，

其中，所述预先判定边界计算器包括：

绝对值计算器，用于计算个体输入码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值，和

除法器，用于将计算出来的绝对值之和除以从信道估计器接收的估计信道功率信号，以得到预先判定边界；而

其中，所述判定边界计算器包括无限脉冲响应过滤器，该无限脉冲响应过滤器包括：

延迟器，用于将先前输入码元的判定边界延迟一个码元持续时间，和

加法器，用于将由预先判定边界计算器计算的每个所述输入码元的预先判定边界与从延迟器中接收的先前输入码元判定边界进行相加。

11.如权利要求10所述的设备，其中输入码元是使用高阶正交幅度调制方法调制的。

12.如权利要求11所述的设备，其中所述高阶正交幅度调制方法是根据调制速率从以下多种正交幅度方法中选择的：4正交幅度调制，16正交幅度调制，32正交幅度调制，64正交幅度调制，128正交幅度调制和256正交幅度调制方法。

13.如权利要求10所述的设备，其中无限脉冲响应过滤器还包括：

乘法器，用于将由预先判定边界计算器计算的每个所述输入码元的预先判定边界与预定常数相乘，并将经相乘的预先判定边界输出到加法器。

14.如权利要求10所述的设备，其中无限脉冲响应过滤器还包括：

乘法器，将从延迟器中产生的先前输入码元的判定边界与预定常数相乘，并将经相乘的预先判定边界输出到加法器。

15.一种用于估计在码分多址移动通信系统的接收机中接收码元的判定边界的设备，包括：

预先判定边界计算器，用于接收输入码元，并计算每个所述所接收到的码元的预先判定边界；和

判定边界计算器，用于通过预定窗口大小存储由预先判定边界计算器所计算的预先判定边界，并且，为存储在具有预定窗口大小的缓冲器中的当前所接收到的码元的预先判定边界和先前接收到的码元的预先判定边界分配权重，并对每个码元的经过加权的预先判定边界进行求和，并将求和的结果与权重的总和相除，来计算当前所接收到的码元的判定边界，

其中，所述预先判定边界计算器包括：

绝对值计算器，用于计算个体输入码元信号的同相分量的绝对值和正交相位分量的绝对值，和

除法器，用于将计算出来的绝对值之和除以从信道估计器中接收的估计信道功率信号，以得到预先判定边界；而

其中，所述判定边界计算器包括：

缓冲器，其具有预定的窗口大小，并连续存储为个体的所接收到的码元计算的预先判定边界；和

加法器，用于对经过加权的先前所接收到的码元的预先判定边界和当前所接收到的码元的预先判定边界求和，所述先前所接收到的码元的预先判定边界和当前所接收到的码元的预先判定边界存储在缓冲器中。

16.如权利要求15所述的设备，其中使用高阶正交幅度调制方法调制所接收到的码元。

17.如权利要求16所述的设备，其中所述高阶正交幅度调制方法是根据调制速率从以下多种正交幅度方法中选择的：4正交幅度调制，16正交幅度调制，32正交幅度调制，64正交幅度调制，128正交幅度调制和256正交幅度调制方法。

18.如权利要求15所述的设备，其中判定边界计算器还包括：

乘法器，将存储在缓冲器中的个体的所接收到的码元的预先判定边界与预定权重相乘，并将经相乘的预先判定边界输出到加法器。

19.如权利要求18所述的设备，其中权重被不同地分配给所接收到的码元的预先判定边界。

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