KR20040100585A - 이동통신 시스템에서 심볼 단위의 결정 경계값 추정을위한 장치 및 방법 - Google Patents

이동통신 시스템에서 심볼 단위의 결정 경계값 추정을위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에 관한 것으로, 상기 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary)을 추정하는 방법에 있어서, 새로이 입력되는 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 과정과, 상기 입력된 심볼에 대해 산출된 상기 예비 결정 경계값을 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값에 반영하여 상기 입력된 심볼에 대한 새로운 결정 경계값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

Description

이동통신 시스템에서 심볼 단위의 결정 경계값 추정을 위한 장치 및 방법{APPARATUS FOR ESTIMATING DECISION BOUNDARY BASED ON THE SYMBOL IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD THEREOF}
본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 이동통신을 위한 수신기에서 고차 변조 방식(higher order modulation scheme)이 적용된 신호의 결정 경계값(decision boundary) 추정을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동통신 시스템은 종래의 음성 위주의 서비스를 넘어서 최근에는 고속 데이터 전송 서비스를 제공하는 고속 패킷 전송 방식으로 진화해 가고 있다. 현재 3세대(3rd Generation) 이동통신의 표준을 위해 3GPP 및 3GPP2에서는 각각 HSDPA(HighSpeed Downlink Packet Access) 및 1xEV-DV(Evolution Data and Voice) 등의 고속 패킷 통신을 위한 시스템이 제안되고 있다.
일반적으로 디지털 신호의 전송은 아날로그에 비해 잡음에 덜 민감하고, 왜곡이 덜하며, 전송 효율이 높다는 등의 장점을 가지고 있는 반면에 대역폭이 넓게 요구되며, 시스템이 복잡하다는 단점을 가지고 있다. 그러나, 회로 기술의 발전과 함께 에러가 상대적으로 적고, 신뢰성이 높다는 이유로 오늘날 많은 통신에 디지털 방식이 이용되고 있다.
상기 디지털 변/복조 기술 중에서 두 비트의 입력 신호를 하나의 신호로 전송할 수 있는 변/복조 기술로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying; 이하 'QPSK'라 한다) 방식이 있다. 상기 QPSK 방식은 입력 비트의 홀수번째 비트는 I(in phase) 채널로, 짝수번째 비트는 Q(quadrature) 채널로 보내져서 '0'의 값은 '-1'로, '1'의 값은 '1'로 치환하는 변조방식이다. 여기서 상기 입력 비트들이 소정의 위상 및 진폭 값으로 매칭되어 변조된 신호들을 통상적으로 심볼(symbol)이라 한다.
그러나, 상술한 바와 같은 무선 통신 시스템의 고속 데이터 전송을 실현하기 위하여는 동일한 전송 속도에서 보다 많은 데이터들을 전송함으로써 데이터 전송 속도를 향상시킬 수 있는 M-QAM(M-Quadrature Amplitude Modulation)과 같은 고차 변조 방식의 적용이 요구된다.
상기 M-QAM 방식은 입력 비트들을 다수의 위상 및 진폭에 매칭시켜 변조시키는 방식으로서, 변조율에 따라 4QAM, 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM 및 256QAM 등의 방법이 있다.
이하, 상기 M-QAM 방식의 예로서 16QAM 방식을 도 1을 참조하여 설명한다. 한편, 본 발명을 적용함에 있어, 상기 16QAM 뿐만 아니라 상술한 방식을 포함한 기타 다른 어떠한 M-QAM 방식에도 동일하게 적용할 수 있음은 자명하다.
도 1은 일반적인 16QAM 방식의 성상도(constellation)를 나타낸 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 입력되는 4비트의 신호는 '0000'에서 '1111'까지 16가지(24=16)의 정보를 포함하며, 이에 따라 상기 16가지의 정보들은 각각 복소 평면 상의 16개의 위치에 매칭될 수 있다. 한편, 상기 4비트 중 앞의 두 비트는 상기 복소 평면 상의 각 사분면으로 구분되며, 뒤의 두 비트는 특정 사분면 내에서 구분된 4개의 영역에 의해 구분된다. 예컨대, 상기 복소 평면의 1사분면 내에 있는 모든 심볼들의 앞쪽 두 비트는 모두 '00'이 할당되었음을 알 수 있다. 또한, 상기 1사분면 내에서 4개의 영역으로 나누어지고, 나누어진 각각의 영역에 '00', '01', '10' 및 '11'과 같이 뒤쪽 두 비트가 할당된다.
상기와 같이 16개의 심볼들로 변조되어 전송된 신호들은 수신기에서 상기 각 심볼들의 진폭 및 위상에 따라 해당 비트들로 복조된다. 즉, 도 1에서는 진폭이 2A인 곳을 기준으로 하여 각 심볼 값들이 결정된다. 예컨대, 복소 평면의 1사분면 상에서 Q 채널의 진폭이 2A보다 큰 곳에서는, I 채널의 진폭이 2A인 곳을 경계로 하여, '0001'과 '0011'의 심볼값이 구분된다. 이때, 상기 '2A'값과 같이 심볼들을 구분할 수 있는 경계값을 결정 경계값(decision boundary)이라 한다.
한편, 상기 심볼들이 무선 채널 환경을 통해 전송될 때, 상기 심볼 신호들은페이딩 또는 노이즈 등의 영향으로 다소간의 왜곡이 발생하게 된다. 따라서, 상기 소정의 심볼로 매핑된 신호는 상기 결정 경계값을 넘어서 다른 심볼로 오인될 수가 있다. 이러한 잘못 결정된 심볼들의 수에 따라 수신 에러율이 결정된다.
따라서, 상기 16QAM과 같은 고차 변조 방식은 데이터 전송률을 높일 수 있다는 장점이 있으나, 상술한 QPSK에서 위상만으로 심볼들을 구별하는 것과는 달리 수신기에서 심볼 결정(hard/soft-decision)을 위해 위상 뿐만 아니라 진폭의 추정이 필요하게 된다. 즉, 채널 환경에 따른 왜곡을 고려한 보다 합리적인 결정 경계값을 추정하여야 할 필요성이 대두된다.
상술한 바와 같이 수신기의 복조기에서는 심볼의 연판정(soft decision) 또는 경판정(hard decision)을 위하여 상기 결정 경계값(decision boundary)이 필요하며, 이에 대한 정보는 수신 신호로부터 추정하는 것이 바람직하다.
한편, 송신되는 심볼이 무수히 많은 경우, 상기 심볼들은 확률적으로 상기 도 1과 같은 성상도(constellation) 상에서 균등히 분포하게 된다. 상기와 같은 성질을 이용하여 상기 결정 경계값을 추정하는 방식으로서 수신 심볼의 절대 값을 소정 기간동안 누적하여 평균을 구하는 방식과 잡음에 의한 바이어스(bias) 성분을 제거하기 위해 잡음의 분산을 고려한 언바이어스(unbiased) 추정 방식 등이 제안되었다.
일반적으로 신호대 잡음비(SNR; Signal to Noise Ratio)가 높은 경우에는 수신 신호의 절대 값의 평균을 취해 수신 심볼의 결정 경계값을 구하는 전자의 방식을 사용하며, 신호대 잡음비가 낮을 경우에는 후자의 방식을 사용하는 것이 효과적이다.
상기와 같은 추정 방식들은 신호대 잡음비에 의해 성능의 차이가 있으나, 누적 구간을 충분히 확보하여 추정하게 될 경우, 상기 두가지 방식 모두 심볼 성상도 상에서의 이상적인 결정 경계값으로 수렴하는 특성을 보이게 된다.
그러나, 상기와 같은 방식들은 심볼들을 다소 긴 구간동안 누적하여 결정 경계값을 추정해야 하기 때문에, 상기 수신 심볼들을 누적하기 위해 많은 연산 시간(processing-time)이 필요하게 되는 단점이 있다. 또한, 송신 심볼들이 성상도 상에서 균일하게 발생하지 않는 경우 성능 열화를 가져올 수 있게 되는 문제점이 있다.
이하, 상기 방식들 중 수신 신호의 절대 값의 평균을 취해 수신 심볼의 진폭 레벨을 구하는 방식이 고속 데이터 전송 방식의 하나인 HSDPA에 적용된 예를 통해 상술한 문제점을 보다 구체적으로 살펴본다.
먼저, 상기 고속 데이터 전송 방식의 하나인 HSDPA를 간략히 설명하기로 한다.
일반적으로, 고속 순방향 패킷 접속(High Speed Downlink Packet Access; 이하 'HSDPA'라 칭한다.)방식은 UMTS(Universal Mobile Terrestrial System) 통신 시스템에서 순방향 고속 패킷 데이터 전송을 지원하기 위한 순방향 데이터 채널인 고속 순방향 공통 채널(High Speed - Downlink Shared Channel; HS-DSCH)과 이와 관련된 제어채널들을 포함한 데이터 전송방식을 총칭한다. 상기 HSDPA를 지원하기 위해서 적응적 변조방식 및 코딩 방식(Adaptive Modulation and Coding; AMC), 복합재전송 방식(Hybrid Automatic Retransmission Request; HARQ) 및 빠른 셀 선택(Fast Cell Select; FCS)방식이 제안되었다. 이상에 대한 구체적인 설명은 본 발명의 설명과 관련이 없으므로 생략하기로 한다.
상기 HSDPA의 경우 트래픽 채널인 HS-PDSCH(High-Speed Physical Downlink Shared CHannel; 이하 'HS-PDSCH'라 한다) 및 파일럿 채널인 PCPICH(Physical Common PIlot CHannel; 이하 'PCPICH'라 한다.)를 통한 데이터들이 동시에 전송된다. 상기 HS-PDSCH는 데이터를 전송하며, 16QAM 및 QPSK 방식으로 전송될 수 있으며, 여기서는 설명의 편이상 16QAM으로만 전송된다고 가정한다.
상기 PCPICH는 파일럿(pilot) 채널로서, 송수신기 간에 미리 정해진 심볼(예컨대, 계속 '1'의 신호만을 전송함)들을 전송함으로써 수신 신호의 위상 추정에 이용된다.
한편, 다수의 HS-PDSCH 중에서 k번째 HS-PDSCH의 협대역 변조 신호 dk를 수식으로 표현하면 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
여기서,,이며, u(t)는 단위 계단 함수(unit step function)로서 공지된 바와 같이 하기 <수학식 2>와 같다.
또한, 상기 Ad는 송신 신호의 진폭 값을 반영한 상수값이며, 상기 gk는 해당 심볼에서의 진폭값을 나타내며, 상기는 해당 심볼에서의 위상값을 나타낸다.
한편, 다수의 HS-PDSCH 중에서 k번째 HS-PDSCH에 대한 확산 코드 파형(spreading code wave form)은 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.
상기 확산 코드 파형에서, 상기 φk는 복소 채널화 코드(channelization code)를 의미하며,이다.
한편, 채널 추정에 사용되는 파일럿(pilot) 채널인 상기 PCPICH는 하기 <수학식 4>와 같이 표현된다.
상기 <수학식 4>는 상기 <수학식 1>에서 나타낸 HS-PDSCH의 트래픽 변조 신호와 유사한 형태로 표현된다. 상기 <수학식 4>에서 알 수 있듯이, 상기 PCPICH는 상술한 바와 같이 특정 심볼의 신호를 연속해서 전송하게 되므로, 진폭값 및 위상값을 나타내는 g 값과 Φ값은 상수로 표현된다. 예컨대, 상기 <수학식 4>에서와 같이 gcpich및 π/4로 설정될 수 있다. 한편, 상기 Ap는 상기 Ad와 마찬가지로 파일럿 신호에 대한 송신 신호의 진폭 값을 반영한 상수값이다.
상기 HS-PDSCH에 대한 확산 코드 파형과 마찬가지로 상기 PCPICH의 확산 코드 파형은 유사한 형태로 표현되며, 서로 코드 값만을 다르게 할당시킨다. 이때, 상기 채널별로 할당되는 코드들은 공지된 바와 같이 서로 직교(orthogonal)한 코드를 사용한다. 결과적으로, 상기 PCPICH의 확산 코드 파형은 하기 <수학식 5>와 같이 표현될 수 있다.
여기서, 상기 gcpich, Tcpich는 각각 PCPICH의 진폭과 심볼 주기를 나타낸다.
한편, 송신기를 통해 하나의 HS-PDSCH와 PCPICH가 전송된다고 가정하면, 송신 신호 r(t)는 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.
상기 <수학식 6>을 살펴보면, 상기 HS-PDSCH에 대한 변조 신호 d1(t)와 채널화 코드 파형 c1(t)가 곱하여지고, 상기 PCPICH에 대한 변조 신호 dcpich(t)와 채널화 코드 파형 ccpich(t)가 곱하여진 신호들이 합산된 신호가 상기 송신기를 통해 전송되는 신호 r(t)가 된다.
이때, 상기 송신기를 통해 전송된 신호 r(t)가 수신기에서 수신될 때에는 상술한 바와 같이 다중경로 페이딩 및 잡음의 영향을 받아 하기 <수학식 7>과 같이 표현될 수 있다.
여기서, 상기 h(t) 및 τl은 각각 복소 채널 이득과 시간 지연을 나타낸다. 또한, 상기 n(t)는 상기 수신 신호에 더해진 잡음 성분으로서 통상적으로 스펙트럼 밀도(spectrum density)가 N0/2인 잡음을 나타낸다.
한편, 상기와 같이 페이딩 및 잡음의 영향을 받아 수신기로 입력된 상기 <수학식 7>의 수신 신호 r(t)는 수신기에서 채널 환경을 추정함으로써 원래의 송신 신호를 효과적으로 복조한다.
이하, 상기 수신기의 구조를 도 2를 참조하여 설명한다.
먼저, 상기 수신 신호 r(t)는 역확산기(despreader; 100)에서 역확산된다. 이때, 상기 역확산기(100)를 통해 역확산되어 채널 보상기(channel compensator; 120)로 입력되는 n번째 심볼에 대한 출력 신호 z(n)은 하기 <수학식 8>과 같이 표현된다.
즉, 상기 <수학식 8>을 참조하면, 상기 역확산되어 출력되는 신호 z(n)은 수신 신호 r(t)에 대해 소정의 심볼 주기 Ts기간 동안 채널화 코드와 컨볼루션 연산함으로서 산출된다. 이때, 상기 * 및는 공지된 바와 같이 각각 켤레 복소수와 추정된 시간 지연을 나타낸다.
한편, 채널 추정을 위해 전송된 PCPICH 신호는 상기 역확산기(100)에서 역확산 되어 채널 추정기(channel estimator; 110)로 입력된다. 상기 역확산되어 채널 추정기(110)로 입력되는 PCPICH 신호 zcpich(n)은 하기 <수학식 9>와 같이 표현될 수 있다.
즉, 상기 <수학식 9>에서 표현된 zcpich(n)은 파일럿(pilot) 채널인 PCPICH의 n번째 심볼에 대한 출력값이다.
이때, 만약 채널 추정이 이상적으로 이루어지고 있고, 잡음이 없다고 가정할 경우, 상기 PCPICH의 n번째 심볼 출력 zcpich(n)이 상기 채널 추정기(110)를 통해 출력된 신호은 하기 <수학식 10>과 같이 표현될 수 있다.
여기서, 상기 Ap는 상기 <수학식 4>에서 상술한 바와 같이 파일럿 신호에 대한 송신 신호의 진폭 값을 반영한 상수값이며, 상기 h(n)은 복소 채널 이득을 의미한다.
상기, 채널 추정기(110)를 통해 출력된값은 상기 역확산기(100)로부터 출력된 수신 신호에 대한 채널 보상을 수행한다. 즉, 상기 채널 추정기(110)에 의해 추정된 채널 환경의 상태에 따라서 상기 수신 신호가 상기 채널 환경에 의해 영향을 받아 왜곡된 성분을 보상하여 주게 된다. 예컨대, 상기 수신 신호가 무선 환경을 통해 θ만큼의 위상 변화가 생겼다면, -θ만큼 위상값을 보상하여 줌으로써, 원래의 송신 신호로 복원할 수 있다. 상기은 채널 보상기(120) 및 결정 경계값 추정기(130)로 입력되며, 상기 <수학식 8>에서 표현된 역확산기(110)를 통해 역확산된 수신 신호 z(n)는 상기 <수학식 10>에서의 채널 추정값와 연산되어 채널 보상되어 출력된다.
상기 채널 보상기(120)에서 채널 보상된 출력값 d(n)은 하기 <수학식 11>과 같이 표현된다.
즉, 상기 채널 추정기(110)로부터 출력된값의 켤레 복소수와 상기 역확산기(100)의 출력값 z(n)을 스칼라 연산(scalar product)함으로써 채널 보상된다. 상기 <수학식 11>을 참고하면, 상기 채널 보상된 신호는 정상적으로 채널 왜곡이 보상되었으므로 h(n), Ap, Ad및 g(n)으로만 구성됨을 알 수 있다.
이때, 상기 채널 보상기(120)로부터 출력된 소정의 n번째 심볼에 대한 신호 d(n)은 복조기(140)에서 성상도 상의 맵핑 위치를 판단받게 된다. 한편, 상기 수신된 신호가 무선 채널을 통한 왜곡이 없는 이상적인 신호일 경우, 전송시 구분된 결정 경계값(예컨대, 2A)에 따라 정확히 구별되어 질 수 있다.
그러나, 상기 수신 신호는 실시간으로 무선 채널 상에서 발생하는 왜곡의 영향을 받으므로, 실질적인 결정 경계값은 상기 채널 환경의 영향을 고려하여 적응적으로 설정되어야 함이 바람직하다.
이에 따라, 상기 채널 보상기(120)에서 출력된 채널 보상된 수신 신호 d(n)로부터 결정 경계값 추정기(130)를 통해 채널 환경의 영향을 고려한 결정 경계값을 추정한다. 상기 수신 신호 d(n)은 상기 결정 경계값 추정기(130)를 통해 추정된 결정 경계값에 따라 복조기(140)에서 비트 값(예컨대, 16QAM 변조방식일 경우 하나의 심볼당 4개의 비트)들로 복조된다.
상기 복조기(140)에서 복조된 비트 데이터들은 복호화기(decoder; 150)에서복호된다. 상기 복호화기는 UMTS 시스템의 경우 통상적으로 터보 복호화기를 사용한다.
이하, 도 3을 참조하여 상기 결정 경계값 추정기의 구조를 보다 구체적으로 설명한다.
도 3은 상기 도 2의 결정 경계값 추정기의 세부 구조를 나타낸 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 도 2의 채널 보상기(120)를 통해 출력된 상기 <수학식 11>과 같은 복소 신호는 실수 연산 처리를 위해 In-phase 성분 및 Quadrature-phase 성분으로 각각 나누어져 처리된다. 즉, 상기 채널 보상기(120)의 출력 신호에서 In-phase 성분은 제1 절대값 계산기(200)로 입력되고, Quadrature-phase 성분은 제2 절대값 계산기(220)로 입력된다. 한편, 채널 추정기(110)의 출력은 상기 <수학식 10>과 같이 표현되는 채널 이득으로서, 제3 절대값 계산기(240)로 입력된다.
상기 제1 및 제2 절대값 계산기(200, 220)로 입력된 채널 보상된 출력 신호는 절대값 연산되고, 제1 누적기(210) 및 제2 누적기(230)에서 누적과 덤프가 이루어진다.
상기 제1 및 제2 절대값 계산기(200, 220)로 입력되는 신호는 실수부와 허수부로 나누어 처리할 뿐 복소 심볼 표현과 등가이므로, 동일한 처리과정을 거친다. 따라서, 상기 제1 및 제2 누적기(210, 230)는 각각의 In/Quadrature-phase 성분의 N개의 신호에 대한 절대 값 누적을 구한 값들이다. 상기 절대 값 누적된 신호들은 가산기(260)를 통하여 더하여진 후, 1/4 제산기(270)에서 4로 나누어져분할기(divider; 280)로 입력(X)된다.
한편, 상기 제3 절대값 계산기(240)로 입력되는 채널 추정기(110)의 출력은 상기 제3 절대값 계산기(240)에서 절대 값의 자승을 취한 후, 제3 누적기(250)에서 N개의 심볼 만큼 누적된 후, 상기 분할기(280)로 입력(Y)된다.
상기 분할기(280)로 입력되는 상기 두 가지의 신호는 서로 나눠어진다. 즉, 상기 복소 신호의 절대 값이 누적되어 합산된 값(X)을 상기 채널 추정기의 출력 값이 누적되어 합산된 값(Y)에 의해 나누기 연산한다.
여기서, 상기 채널 보상기(120)로부터 출력되어 절대 값 누적되어 분할기(280)로 입력되는 신호를 수식으로 표현하면 하기 <수학식 12>와 같다.
상기 <수학식 12>를 참조하면, 상기 채널 보상기(120)의 출력은 각각 실수부와 허수부로 나누어져 절대값 연산되고, N개의 심볼 만큼 누적된 후, 4로 나누어지게 됨을 알 수 있다.
한편, 상기 채널 추정기(110)를 통한 출력신호가 입력되어 절대 값 누적되어 상기 분할기(280)로 입력되는 신호는 하기 <수학식 13>과 같다.
즉, 상기 <수학식 13>을 참조하면, 상기 <수학식 10>에서 상술한값은 절대값의 제곱 연산된 후, N개의 심볼 만큼 누적되어 상기 분할기(280)로 입력됨을 알 수 있다.
마지막으로, 상기 분할기(280)에서는 상기 <수학식 12>로 표현된 신호를 상기 <수학식 13>으로 표현된 신호로 나누기 연산한다. 따라서, 상기 분할기(280)에서 나누기 연산된 결정 경계값 추정기(130)의 최종 출력 신호는 하기 <수학식 14>와 같이 표현된다.
상술한 바와 같이, 상기 결정 경계값 추정기(130)는 전송되는 심볼의 실수부와 허수부의 평균 진폭의 절대 값을 충분히 긴 주기동안 관찰하면 각각 2A로 수렴하는 점에 착안하여, 각 절대 값의 합을 채널 이득으로 정규화 한 후 4로 나누는 방식이다.(이때, 4로 나누는 이유는 N값이 충분히 크고 모든 심볼의 발생 빈도가 동일하다고 가정할 경우, 실수부의 평균값 (A+3A)/2 및 허수부의 평균값 (A+3A)/2를 더한 값이 4A로 수렴하기 때문이다.)
상기 도 2에서 상술한 바와 같이 상기 채널 보상기 (120)의 출력과 결정 경계값 추정기(130)의 출력은 복조기(140)의 입력이 되며, 상기 <수학식 14>의 값이 심볼을 결정하는 기준 진폭 설정에 사용된다. 따라서, 상기 채널 보상기(120)의 출력 값을 상기 결정 경계값 추정기(130)의 출력 값에 의해 연판정(soft decision)하게 된다.
참고로 설명하면, 상기 채널을 통해 수신된 심볼들에 대한 양자화 방법으로 경판정(hard decision) 방법과 연판정(soft decision) 방법이 있다. 즉, 채널을 통해 수신된 데이터는 송신시 변조시킨 일정한 데이터 값에서 다소 차이가 있게 된다. 이때, 상기 경판정 방법은 상기 수신된 데이터를 일정한 기준에 의해서 '1' 및 '0'의 두가지 레벨로 판정하는 방법이며, 상기 연판정 방법은 기저 대역 신호를 n 비트 ADC(Analog-to-Digital Converter)에 의해 미리 결정된 연판정 임계값을 사용하여 2n 레벨의 디지털 데이터로 변환하는 방법이다. 부호 이득은 복조된 데이터를 양자화하는 방법에 따라 차이가 나는데 16레벨 연판정인 경우 경판정에 의한 방법보다 약 2dB의 성능 향상이 있다. 따라서, 대부분의 디지털 통신 시스템에서 연판정을 주로 사용하고 있다.
한편, 상술한 종래의 결정 경계값과 z(n)을 입력으로 사용하고, 소프트 LLR(soft Log Likelihood Ratio)값을 구하기 위하여 심플 메트릭(simple Metric) 방식을 사용하면 소정 심볼이 복조되어 출력되는 4비트의 신호는 하기 <수학식 15> 내지 <수학식 18>과 같다.
상기 <수학식 15> 내지 <수학식 18>에서는 n번재 심볼의 i번째 비트의 LLR값을 나타낸다. 즉, 상기 <수학식 15>는 하나의 심볼에 대한 4비트의 출력 비트들 중 첫번째 비트를 의미하며, 상기 <수학식 18>은 마지막 비트를 의미한다.
여기서 상기 <수학식 15> 및 <수학식 16>은 상기 4비트 중 앞의 두 비트로서, 상술한 바와 같이 복소 평면상의 사분면을 결정하게 되는 비트임을 알 수 있다. 또한, 상기 <수학식 17> 및 <수학식 18>은 상기 4비트 중 뒤의 두 비트로서, 소정의 사분면을 상기에서 결정한 경계값에 따라 4개의 구역으로 나눈 영역을 구별하는 비트임을 알 수 있다.
여기서, 상기 In, Qn은 각각 n번째 심볼에 대한 In-phase 및 Quadrature-phase 성분을 의미하며, 하기 <수학식 19> 및 <수학식 20>과 같이 표현될 수 있다.
한편, 상기 In 및 Qn은 채널 보상이 된 후의 신호이므로,및의 계산 시 이에 상응하는 이득과 참고 레벨(reference level)의 추정치을 이용하여 하기 <수학식 21> 및 <수학식 22>와 같이 계산된다.
최종적으로, 상기 <수학식 15>, <수학식 16>, <수학식 21> 및 <수학식 22>의 16QAM에 대한 상기 4개의 비트 출력들은 복호화기(150)(예컨대, UMTS 시스템에서는 터보 복호기)로 입력되어 복호화된다.
상기와 같이 상술한 수신 심볼의 절대 값의 누적을 평균하는 방식 또는 자승누적 평균을 이용하여 결정 경계값을 추정하는 방법은 모두 수신 신호 대 잡음비에 따라 성능의 차이는 있으나 송신 심볼이 성상도 상에서 균일하게 분포되어 전송된다는 가정을 기본으로 고안되었다. 그러므로, 기존의 결정 경계값 추정기는 충분히 많은 수의 수신 심볼 샘플이 필요하다.(예컨대, 한 패킷 정도의 심볼) 이는 상기 결정 경계값 추정 작업에 있어서 누적해야 하는 만큼의 시간 지연이 불가피하며, 신호 대 잡음비에 따라서는 심각한 성능의 열화를 가져온다.
따라서, 결정 경계값을 추정하는 데 상기와 같은 수신 심볼의 절대 값의 누적을 평균하는 방식 또는 자승 누적 평균을 이용하는 방식은 상술한 바와 같이 누적 샘플에 해당하는 시간 지연이 생기므로 고속 처리를 요하는 하드웨어(예컨대, 실시간 처리를 요하는 간섭 소거기(interference canceller)와 같은 장치)에는 적용하기가 어렵다는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 부호분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동통신시스템의 수신기에서 고차 변조 방식(higher order modulation scheme)이 적용된 신호의 결정 경계값(decision boundary)을 심볼 단위로 추정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 실시예에 따른 방법은, 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary)을 추정하는 방법에 있어서, 결정 경계값 추정기로입력되는 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 과정과, 상기 각 심볼에 대해 산출된 상기 예비 결정 경계값을 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값에 반영하여 상기 입력된 심볼에 대한 새로운 결정 경계값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
또한, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 실시예에 따른 방법은, 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary)을 추정하는 방법에 있어서, 결정 경계값 추정기로 입력되는 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 과정과, 상기 각 심볼들에 대해 산출된 결정 경계값들을 소정의 윈도우 크기를 가지는 버퍼에 순차적으로 저장하는 과정과, 상기 버퍼에 저장된 현재 입력된 심볼의 예비 결정 경계값을 포함한 이전 심볼들의 예비 결정 경계값들을 연산하여 상기 현재 입력된 심볼의 결정 경계값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
한편, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 실시예에 따른 장치는, 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary) 추정 장치에 있어서, 복조 대상 심볼들을 순차적으로 입력받아 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 심볼별 예비 결정 경계값 계산기와, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기에 의해 산출된 상기 각 심볼에 대한 예비 결정 경계값을 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값에 반영하여 상기 입력된 심볼에 대한 새로운 결정 경계값을 산출하는 결정 경계값 계산기를 포함함을 특징으로 한다.
또한, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 실시예에 따른 장치는, 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary) 추정 장치에 있어서, 복조 대상 심볼들을 순차적으로 입력받아 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 심볼별 예비 결정 경계값 계산기와, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기에서 산출된 상기 결정 경계값들을 기설정된 윈도우 크기만큼 저장하고, 상기 저장된 현재 입력된 심볼의 에비 결정 경계값을 포함한 이전 심볼들의 에비 결정 경계값들을 연산하여 상기 현재 입력된 심볼의 결정 경계값을 산출하는 결정 경계값 계산기를 포함함을 특징으로 한다.
도 1은 종래 기술에 따른 16QAM 변조 방식의 성상도를 나타낸 도면.
도 2는 종래 기술에 따른 결정 경계값 추정기를 가지는 수신기의 구조를 나타낸 블록도.
도 3은 상기 도 2의 결정 경계값 추정기의 세부 구조를 나타낸 도면.
도 4a는 종래 기술에 따른 누적 평균 방식을 사용한 결정 경계값 추정 방법의 개념을 나타낸 도면.
도 4b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 IIR 필터를 사용한 결정 경계값 추정 방법의 개념을 나타낸 도면.
도 4c는 본 발명의 제2 실시예에 따른 이동 평균 방식을 사용한 결정 경계값 추정 방법의 개념을 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 구조를 나타낸 블록도.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 세부 구조를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정 절차를 나타낸 흐름도.
도 8는 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 구조를 나타낸 블록도.
도 9은 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 세부 구조를 나타낸 도면.
도 10은 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정 절차를 나타낸 흐름도.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 결정 경계값 추정 방법에 의한 성능을 비교한 그래프.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않는 범위에서 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명에서 제안하는 결정 경계값 추정기는 종래의 매 심볼 디코딩 마다 일정시간 동안 표본을 누적하여 추정하는 종래의 방식과는 달리, 상기 결정 경계값을 심볼 단위로 갱신함으로서 종래의 누적 방식에 의한 추정기보다 성능을 향상 시키는 효과를 기대할 수 있으며, 실시간 처리가 요구되는 하드웨어에 적용할 수 있다.
먼저, 도 4a 내지 도 4c를 참조하여 본 발명에서 제안하는 결정 경계값 추정방식의 기본 개념을 설명하고, 이후 상기 본 발명에서 제안하는 2가지 실시예에 대한 각각에 대한 세부적인 설명을 하기로 한다.
도 4a 내지 도 4c는 종래의 누적 평균 방식을 따르는 추정기와 본 발명에서 제안하는 두가지 방식의 결정 경계값 업데이트 방법의 타이밍 관계를 나타낸 도면이다.
먼저, 상기 도 4a 내지 도 4c에서 각 슬롯당 심볼 수는 160개라고 가정하고, 한 프레임은 3개의 슬롯으로 이루어졌다고 가정한다(즉, HSDPA의 PDSCH 채널에 대한 적용을 예로 들었을 경우이다).
상기 도 4a는 종래 기술에 따른 누적 평균 방식을 사용한 결정 경계값 추정 방법의 개념을 나타낸 도면이다.
상기 도 4a를 참조하면, 각 슬롯 단위로 심볼 결정 경계값을 추정한다고 가정할 때, 입력되는 각 심볼들은 하나의 슬롯 단위만큼씩 지연되어 복조된다. 즉, 슬롯 0번에 대한 입력 심볼들은 상기 슬롯 0번에 해당되는 모든 심볼들을 입력받아 상기 슬롯 0번의 모든 심볼들을 통해 상술한 바와 같은 방법에 의해서 상기 슬롯 0번에 적용시키게 되는 결정 경계값을 추정한다. 따라서, 상기 슬롯 0번에 대한 입력 심볼들이 모두 수신된 후 추정되는 소정의 결정 경계값에 따라, 상기 슬롯 0번에 대한 입력 심볼들이 순차적으로 각 심볼당 4개의 비트들로 복조된다.
즉, 상기 누적 평균 방식의 경우 슬롯 0번의 마지막 심볼 타이밍에서 나온 결정 경계값 A0는 상기 슬롯 0번의 모든 심볼들의 경판정/연판정에 사용된다. 마찬가지로, 슬롯 1번 및 슬롯 2번 등에 대해서도 같은 방법으로 복조된다. 따라서, 모든 심볼들에 대해 추정 시점과 복조 시점이 한 슬롯 만큼 지연되므로 계속해서 복조 지연이 발생하게 된다.
즉, 수신 데이터들의 복조가 프레임 단위로 이루어진다고 가정할 경우, 상기 가정에서 볼 때, 매 프레임당(즉, 3개의 슬롯에 대해) 한 슬롯 만큼의 복조 지연이 발생하며, 각 슬롯당 심볼 수는 160개로 가정하였으므로, 최종 출력되는 비트들은 640개의 비트 간격만큼씩 지연되어 복조된다.
한편, 도 4b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 IIR 필터를 사용한 결정 경계값 추정 방법의 개념을 나타낸 도면이고, 도 4c는 본 발명의 제2 실시예에 따른 이동 평균 방식을 사용한 결정 경계값 추정 방법의 개념을 나타낸 도면이다.
먼저, 도 4b를 참조하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정 방법의 개념을 설명한다.
상기 도 4b는 IIR 필터를 사용한 방식을 도시하고 있으며, 매 심볼마다 추정한 결정 경계값(즉, B0, B1,...., B479)들은 각각 심볼 0, 1, 2, ...., 479번에 심볼 단위로 적용된다. 따라서, 각 심볼이 입력될 때마다 출력되는 새로운 결정 경계값에 의해 경판정/연판정을 수행함으로, 복조 지연 현상이 거의 일어나지 않게 된다. 또한, 현재 입력되는 각 심볼 데이터는 이전 결정 경계값과 연산하여 새로운 결정 경계값에 반영되므로 실시간 채널 변화에 민감하게 적응할 수 있다.
다음으로, 도 4c를 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정 방법의 개념을 설명한다.
상기 도 4c는 이동 평균값 계산을 통한 방식을 도시하고 있으며, 소정의 윈도우 값을 설정하여 매 심볼마다 심볼 결정 경계값을 추정하여 각 심볼에 상기 매 심볼마다 추정된 결정 경계값을 적용한다.
상기 도 4c를 참조하면, 소정의 심볼이 지난 후, 매 심볼마다 결정 경계값이 갱신되어 지연 없이 심볼의 복조가 이루어진다. 이하, 상기 기 설정된 윈도우 값을 40심볼이라고 가정하고 상기 방식을 보다 구체적으로 설명한다.
먼저, 새로운 프레임이 입력된 시점부터, 처음 39 심볼 동안은 결정 경계값을 출력하지 않게 된다. 그런 다음, 40번째 심볼에서 나오는 추정치 C39는 심볼 0번에서 39번까지에 대한 결정 경계값으로 사용되며, 그 이후부터는 매 심볼마다 결정 경계값이 갱신되어 경판정/연판정에 반영한다.
즉, 상기 기 설정된 윈도우의 크기에 따라 상기 윈도우 크기 만큼의 심볼들로부터 결정 경계값을 추정하며, 심볼들이 입력될 때마다 상기 윈도우가 시프트 되어 일정한 이전 값들의 심볼 데이터들을 실시간으로 적용하여 심볼 복조에 반영한다.
상기에서 살펴본 바와 같이 본 발명에 따른 제1 실시예 및 제2 실시예에 의한 방법은 결정 경계값을 매 심볼마다 갱신함으로써 경판정/연판정 시 각 심볼들이 겪은 페이딩 채널의 영향을 같은 타이밍에 적용할 수 있게 된다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 상기 본 발명에 따른 제1 실시예 및 제2 실시예의 구현을 상세히 설명한다.
<제1 실시예 - IIR 필터를 이용한 방법>
먼저, 도 5 내지 도 7을 참조하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정 방법을 설명한다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 구조를 나타낸 블록도이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 도 2에서 상술한 결정 경계값 추정기(130)는 본 발명의 제1 실시예에 따라 적용된 새로운 결정 경계값 추정기(500)로 대체될 수 있다. 상기 본 발명의 제1 실시예에 따라 적용된 결정 경계값 추정기(500)은 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510) 및 IIR 필터(Infinite Impulse Response Filter; 520)로 구성된다.
상기 본 발명에 따른 결정 경계값 추정기(500)의 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510)는 상기 도 2의 결정 경계값 추정기(130)와는 달리 소정의 심볼만큼 누적하지 않으며, 매 심볼마다 계산을 수행한다. 또한, 상기 IIR 필터(520)는 적절한 계수의 설정으로 이전 결정 경계값에 현재의 심볼 데이터의 예비 결정 경계값을 반영하여 새로운 결정 경계값을 계산한다.
즉, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510)는 매 심볼마다 예비 결정 경계값을 계산하는 기능을 수행하며, 상기 IIR 필터(520)는 이전 심볼에서 적용된 결정 경계값에 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510)로부터 매 심볼마다 출력되는 예비 결정 경계값을 반영하여 연산함으로써 새로운 결정 경계값을 매 심볼마다 출력하는 기능을 수행한다.
이하, 도 6을 참조하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 상기 결정 경계값 추정기(500)를 하드웨어적으로 구현한 예를 설명한다. 후술할 하드웨어적 구현 방법은 본 발명의 실시예로서 설명되는 것이며, 특정 하드웨어적 블럭에 의해 한정되어 해석되어서는 안될 것이다. 즉, 본 발명에 따른 결정 경계값 추정기(500)는 상술한 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510) 및 IIR 필터(520)의 기능을 수행하도록 구현된 어떠한 하드웨어 및 소프트웨어에도 적용될 수 있음은 자명하다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 세부 구조를 나타낸 도면이다.
상기 도 6을 참조하면, 상술한 바와 같이 본 발명에 따른 결정 경계값 추정기(500)는 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510) 및 IIR 필터(520)로 구성된다.
상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510)는 매 심볼이 입력될 때마다. 상기 입력 심볼의 예비 결정 경계값을 계산한다. 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510)에는 도 2의 채널 보상기(120)로부터 출력되는 심볼의 In-phase 성분 및 Quadrature-phase 성분 신호와, 채널 추정기(110)로부터 출력되는 추정 채널 전력 신호가 입력된다.
상기 채널 보상기(120)로부터 출력되는 심볼의 In-phase 성분은 상기 심볼별 결정 경계값 계산기(510)의 제1 절대값 계산기(611)로 입력되며, Quadrature-phase 성분은 제2 절대값 계산기(612)로 입력된다.
한편, 상기 제1 절대값 계산기(611) 및 제2 절대값 계산기(612)로 입력된 상기 심볼의 In-phase 성분 및 Quadrature-phase 성분은 절대값 연산 되며, 가산기(613)를 통해 상기 두 신호는 더하여져 X 값으로 출력된다.
상기 출력된 신호 X는 분할기(divider; 614)를 통해 상기 채널 추정기(110)로부터 출력된 추정 채널 전력 신호 Y로 나누어진다. 따라서, 최종적으로, 상기 심볼별 결정 경계값 계산기(510)의 출력은 X/4Y가 된다. 여기서, 4로 나눈 것은 앞에서 상술한 바와 같다.
한편, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(510)에서 매 심볼마다 출력된 심볼별 예비 결정 경계값은 IIR 필터(520)로 입력되고, 상기 IIR 필터(520)를 통해 현재 심볼에 대한 결정 경계값을 계산한다.
상기 IIR 필터(520)에서 수행되는 연산의 기본 개념은 하기 <수학식 23>과 같다.
여기서, 상기은 임의의 누적 평균을 취하지 않는 본 발명의 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 최종 출력값이며, 구체적인 설명은 후술한다. 상기은 n번째 수신 심볼에 대한 결정 경계값이며, 상기 a 및 b는 각각 상기 IIR 필터(520)의 계수를 나타낸다. 이때, 상기 b는 1-a 이다. 상기 현재 예비 결정 경계값에 소정의 계수를 고려한 값과, 이전 심볼의 결정 경계값에 소정의 계수를 고려한 값, 즉 n번재 수신 심볼에 대하여는를 피드백하여 소정의 계수를 고려한 값을 연산하여 결정한다.
상기 도 6을 참조하면, 상기 IIR 필터(520)로 입력된 현재 심볼에 대한 예비 결정 경계값은 소정의 상수 b와 배수 연산(621)되고, 이전 결정 경계값을 한 심볼만큼 지연(624)하여 소정의 상수 a와 배수 연산(623)된 값과 가산 연산(622)된다.
여기서, 상기 IIR 필터(520)의 상수값 a 및 b는 현재의 값과 이전 값의 적용되는 가중치를 의미한다. 즉, 현재 심볼의 결정 경계값과 배수 연산되는 상기 a 값이 커지게 되면, 해당 심볼에 대한 결정 경계값을 산출함에 있어 현재 심볼에 대한 가중치를 크게 한다는 것을 의미하며, 상기 이전 심볼에 대한 결정 경계값에 배수 연산되는 상기 b 값이 커지게 되면, 해당 심볼에 대한 결정 경계값을 산출함에 있어 이전 심볼들을 고려한 데이터들에 더 많은 가중치를 부여한다는 것을 의미한다. 따라서, 시스템 엔지니어는 상기 상수값을 적절하게 설정함으로서 채널 환경 변화에 따른 보다 효율적인 결정 경계값 추정을 할 수 있다.
상기은 n번재 심볼의 경판정/연판정을 위한 결정 경계값으로 사용된다. 이때, 채널 복호화기(150)의 입력인 LLR 값을 심플 메트릭 방법과 상기 추정치를 이용하여 계산하면, 하기 <수학식 24> 내지 <수학식 27>과 같다.
상기 <수학식 24> 내지 <수학식 27>을 살펴보면, 상기 심플 메트릭 방법을 사용하는 경우, 심볼 당 출력 비트들 중 앞쪽 두 비트를 의미하는 상기및와 뒤쪽 두 비트를 의미하는 상기및는 결정 경계값이 심볼 단위로 갱신되는 것을 알 수 있다.
즉, 상술한 <수학식 21> 및 <수학식 22>와 비교할 때, 결정 경계값 추정기의 출력 신호가 패킷 단위에서 심볼 단위로 바뀌었음을 알 수 있다.
이하, 도 7을 참조하여, 상술한 본 발명의 제1 실시예에 따른 절차를 설명한다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 결정 경계값 추정 절차를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 7을 참조하면, 먼저 상기 IIR 필터(500)의 상수값 a 및 b 값을 설정(710 단계)한다. 또한, 상기 심볼들의 복조를 매 프레임 단위로 수행하는 것을 가정할 때, 소정 프레임의 심볼 수를 카운트 하기 위하여 n값을 초기값 '1'로서 설정(710 단계)하고, 심볼이 입력될 때마다 상기 n 값을 1에서부터 심볼 단위로 하나씩 증가시킨다.
소정의 프레임에 대하여 입력되는 각 심볼들은 상술한 방법에 의해 결정 경계값를 추정(720 단계)하여 복조시 반영한다.
만약, 상기 입력 심볼이 해당 프레임의 첫 번째 심볼일 경우(730 단계), 즉, n 값이 1이면, 이전 심볼 데이터에 대한 결정 경계값이 없으므로,값을 채널 보상기(120)의 출력 값으로 설정(740 단계)한다.
한편, 상기 최초 심볼 데이터에 대한 이전 결정 경계값는 다양한 방법으로 설정될 수 있다. 예컨대, 패킷이 연속적으로 계속 수신된다면 이전 패킷 수신시 마지막 심볼 복조시 저장된 결정 경계값을 사용할 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따라 상기 매 입력 심볼마다 상기 <수학식 23>에 따라 결정 경계값이 산출(750 단계)된다. 상기 매 심볼별로 산출된 결정 경계값에 따라 복조기(140)에서 연판정/경판정하여 상기 각 심볼들을 비트 데이터들로 복조(760 단계)한다.
상기 각 심볼에 대한 결정 경계값 추정은 매 심볼마다 수행되며, 소정 프레임의 마지막 심볼에 대한 상기 결정 경계값 추정이 완료된 것으로 판단(770 단계)되면 종료한다. 여기서, M값은 하나의 프레임을 구성하는 슬롯의 수이며, N값은 상기 하나의 슬롯당 심볼들의 수라고 할 경우, 입력되는 하나의 프레임은 총 M*N 개의 심볼들로 구성된다. 따라서, 상기 n 값이 M*N 이 될 경우, 입력되는 소정 프레임에 대한 모든 심볼들에 대해 처리되었음을 알 수 있다.
<제2 실시예 - 이동 윈도우를 이용한 방식>
이하, 도 8 내지 도 10을 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정 방법을 설명한다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 구조를 나타낸 블록도이다.
상기 도 8를 참조하면, 상기 도 2에서 상술한 결정 경계값 추정기(130)는 본 발명의 제2 실시예에 따라 적용된 새로운 결정 경계값 추정기(800)로 대체될 수 있다. 상기 본 발명의 제2 실시예에 따라 적용된 결정 경계값 추정기(800)은 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810) 및 이동 평균값(Moving Average) 계산기(820)로 구성된다.
상기 본 발명에 따른 결정 경계값 추정기(800)의 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)는 상기 도 2의 결정 경계값 추정기(130)와는 달리 소정의 심볼만큼 누적하지 않으며, 매 심볼마다 계산을 수행한다. 또한, 상기 이동 평균값 계산기(820)는 기 설정된 소정의 윈도우 크기만큼에 대하여 상기 매 입력 심볼마다현재의 심볼 데이터를 반영하여 새로운 결정 경계값을 계산한다.
즉, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)는 매 심볼마다 예비 결정 경계값을 계산하는 기능을 수행하며, 상기 이동 평균값 계산기(820)는 소정 심볼이 입력될 때마다 소정 윈도우 크기 만큼의 이전 결정 경계값들에 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)로부터 매 심볼마다 출력되는 결정 경계값을 반영하여 연산함으로써 새로운 예비 결정 경계값을 매 심볼마다 출력하는 기능을 수행한다.
이하, 도 9를 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 상기 결정 경계값 추정기(800)를 하드웨어적으로 구현한 예를 설명한다. 후술할 하드웨어적 구현 방법은 본 발명의 실시예로서 설명되는 것이며, 특정 하드웨어적 블럭에 의해 한정되어 해석되어서는 안될 것이다. 즉, 본 발명에 따른 결정 경계값 추정기(800)는 상술한 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810) 및 이동 평균값 계산기(820)의 기능을 수행하도록 구현된 어떠한 하드웨어 및 소프트웨어에도 적용될 수 있음은 자명하다.
도 9는 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정기의 세부 구조를 나타낸 도면이다.
상기 도 9를 참조하면, 상술한 바와 같이 본 발명에 따른 결정 경계값 추정기(800)는 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810) 및 이동 평균값 게산기(820)로 구성된다.
상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)는 매 심볼이 입력될 때마다. 상기 입력 심볼의 예비 결정 경계값을 계산한다. 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)에는 도 2의 채널 보상기(120)로부터 출력되는 심볼의 In-phase 성분 및 Quadrature-phase 성분 신호와, 채널 추정기(110)로부터 출력되는 추정 채널 전력 신호가 입력된다.
상기 채널 보상기(120)로부터 출력되는 심볼의 In-phase 성분은 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)의 제1 절대값 계산기(911)로 입력되며, Quadrature-phase 성분은 제2 절대값 계산기(912)로 입력된다.
한편, 상기 제1 절대값 계산기(911) 및 제2 절대값 계산기(912)로 입력된 상기 심볼의 In-phase 성분 및 Quadrature-phase 성분은 절대값 연산 되며, 가산기(913)를 통해 상기 두 신호는 더하여져 X 값으로 출력된다.
상기 출력된 신호 X는 분할기(divider; 914)를 통해 상기 채널 추정기(110)로부터 출력된 추정 채널 전력 신호 Y로 나누어진다. 따라서, 최종적으로, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)의 출력은 X/4Y가 된다. 여기서, 4로 나눈 것은 앞에서 상술한 바와 같다.
한편, 상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기(810)에서 매 심볼마다 출력된 심볼별 예비 결정 경계값은 이동 평균값 계산기(820)로 입력되고, 상기 이동 평균값 계산기(820)를 통해 현재 심볼에 대한 결정 경계값을 계산한다.
보다 구체적으로, n번재 수신 심볼에 대하여 현재의 결정 경계값는 각각의 심볼들에 대해 산출된 예비 결정 경계값들을 소정의 윈도우 크기만큼 버퍼(924)에 순차적으로 저장하며, 상기 저장된 소정 윈도우 크기 만큼의 예비 결정 경계값들을 이용하여 산출된다.
상기 도 9을 참조하면, 상기 이동 평균값 계산기(920)로 입력된 현재 심볼에 대한 예비 결정 경계값과 이전에 입력된 P-1개의 심벌에 대한 예비 결정 경계값은 P 만큼의 윈도우 크기(window size)를 가지는 버퍼에 순차적으로 저장된다. 또한, 상기 이동 평균값 계산기(920)로 상기 특정 심볼에 대한 예비 결정 경계값들이 입력될 때마다, 상기 버퍼에 저장된 이전 입력된 심볼들에 대한 예비 결정 경계값들은 하나씩 다음 저장 공간으로 시프트(shift)된다. 예컨대, 상기 도 9에서는 P번째 저장영역으로 입력된 상기 예비 결정 경계값이 하나의 심볼이 입력될 때마다 P-1, P-2,....1번째 저장영역으로 시프트된다. 즉, 현재 입력되는 심볼에 대한 결정 경계값은 현재 입력되는 심볼의 예비 결정 경계값을 포함하여 이전 P-1번째의 심볼까지에 대한 예비 결정 경계값들(즉, P개의 심볼 경계값)을 연산하여 최종 출력된다.
소정의 심볼이 입력될 때, 상기 입력 심볼에 대한 결정 경계값은 각각 소정의 가중치와 배수 연산(921, 922, 923)되며, 상기 가중치와 배수 연산된 각 예비 결정 경계값들은 합산기(925)에서 가산 연산된다.
한편, 상기 P개의 윈도우에 대해 배수 연산되는 P개의 가중치 값들은 가중치 계산기(926)에서 모두 합산되며, 상기 합산된 값(B)은가 된다.
상기 합산기(925)를 통해 더해진 가중치가 부여된 예비 결정 경계값들은 분할기(927)에서 상기 가중치 계산기(926)로부터 계산된 가중치 성분으로 나누어진다. 즉, 상기 합산기(925)의 출력을 A라 하고, 상기 가중치 계산기(926)의 출력을 B라 할 때, 상기 이동 평균값 계산기(820)의 최종 출력은 A/B가 된다.
상기 최종 출력된 값인 결정 경계값은 보다 구체적으로 하기 <수학식 28>과 같이 표현될 수 있다.
여기서,은 n번째 수신 심볼에 대한 결정 경계값이며, 상기는 상술한 바와 같이 i번째 심볼에 대한 예비 결정 경계값에 적용하기 위한 가중치이다.
또한, P와 n은 각각 윈도우 구간의 크기와 심볼 인텍스(index)를 나타낸다. 만약, 상기 가중치를 1로 고정시킬 경우, 심플 이동 평균값 계산 방식으로, 상기 윈도우 구간의 모든 결정 경계값의 출력에 균일한 가중치를 두어 평균을 내는 방식을 나타낸다.
n번째 심볼에 대하여 상기에서 계산된을 상기 <수학식 26> 및 <수학식 27>과 치환함으로써 결정 경계값을 심볼 단위로 갱신한다.
한편, 상술한 바와 같이 상기 결정 경계값은 n번재 심볼의 경판정/연판정을 위한 결정 경계값으로 사용된다. 이때, 채널 복호화기(150)의 입력인 LLR 값을 심플 메트릭 방법과 상기 추정치를 이용하여 계산하면, 제1 실시예에서 상술한 <수학식 24> 내지 <수학식 27>과 동일하다.
상기 제1 실시예에서와 마찬가지로 상기 <수학식 24> 내지 <수학식 27>을 살펴보면, 상기및와 뒤쪽 두 비트를 의미하는및는 결정 경계값이 심볼 단위로 갱신되는 것을 알 수 있다.
즉, 상술한 <수학식 21> 및 <수학식 22>와 비교할 때, 결정 경계값 추정기의 출력 신호가 패킷 단위에서 심볼 단위로 바뀌었음을 알 수 있다.
이하, 도 10을 참조하여, 상술한 본 발명의 제2 실시예에 따른 절차를 설명한다.
도 10은 본 발명의 제2 실시예에 따른 결정 경계값 추정 절차를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 10을 참조하면, 먼저 상기 이동 평균값 계산기(820)의 상수값 λ및 P 값을 설정(710 단계)한다. 또한, 상기 심볼들의 복조를 매 프레임 단위로 수행하는 것을 가정할 때, 소정 프레임의 심볼 수를 카운트 하기 위하여 n값을 초기값 '1'로서 설정(1000 단계)하고, 심볼이 입력될 때마다 상기 n 값을 1에서부터 심볼 단위로 하나씩 증가시킨다.
소정의 프레임에 대하여 입력되는 각 심볼들은 상술한 방법에 의해 소정의 입력 심볼에 대한 예비 결정 경계값을 계산(1010 단계)하여 결정 경계값를 최종 산출(1020)한다.
상기 결정 경계값은 상술한 바와 같이 소정 윈도우 크기의 버퍼에 순차적으로 저장된 상기 심볼들의 예비 결정 경계값들 각각에 상기에서 설정한 가중치 λ를 배수 연산하고, 상기 연산된 값들을 합산하여 각 가중치를 합산한 값으로 나누어줌으로써(즉, 상기 결정 경계값들의 가중치를 고려한 평균을 산출함으로써) 산출한다.
만약, n≤P일 경우(1030 단계), 즉 상기 입력된 심볼들의 개수가 상기 윈도우의 크기 P보다 작을 경우에는 상기 결정 경계값의 산출에 신뢰도가 낮으므로, 다음 심볼에 대한 입력을 수행한다. 이렇게 하여, 상기 입력 심볼의 개수가 상기 윈도우의 크기만큼 입력될 경우, 상술한 방법에 의하여 소정 프레임에 대한 심볼들이 순차적으로 상기 결정 경계값를 산출한다.
상기 P번째 심볼 이후에 매 심볼별로 산출된 결정 경계값에 따라 복조기(140)에서 연판정/경판정하여 상기 각 심볼들을 비트 데이터들로 복조(1040 단계)한다.
상기 각 심볼에 대한 결정 경계값 추정은 매 심볼마다 수행되며, 소정 프레임의 마지막 심볼에 대한 상기 결정 경계값 추정이 완료된 것으로 판단(1050 단계)되면 종료한다.
여기서, M값은 하나의 프레임을 구성하는 슬롯의 수이며, N값은 상기 하나의 슬롯당 심볼들의 수라고 할 경우, 입력되는 하나의 프레임은 총 M*N 개의 심볼들로 구성된다. 따라서, 상기 n 값이 M*N 이 될 경우, 입력되는 소정 프레임에 대한 모든 심볼들에 대해 처리되었음을 알 수 있다.
<실험 예>
이하, 도 11을 참조하여 상술한 본 발명의 제1 및 제2 실시예에 따른 실험 결과를 설명한다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 결정 경계값 추정 방법에 의한 성능을 비교한 그래프이다.
먼저, 본 발명에 따른 모의 실험을 위한 실험 조건을 설명한다. 우선 모든 실험은 플로팅 포인트 시뮬레이션(floating point simulation)으로 이루어졌으며, 성능은 레이크(rake) 수신기의 성능(throughput)을 통해 비교한다. 한편, 모든 전송하는 데이터는 FRC H-Set 3 16QAM(3GPP TS 25.101 참조)을 사용하였으며, 채널 모델은 Pedestrian B 3km/h(즉, 보행속도)를 사용하였다.
상기 실험 조건은 하기 <표 1>과 같다.
Data format H-Set3 16QAM
# of multi-code 4
SRRC filter ON
Channel Estimation REAL
Searcher & Tracker IDEAL
본 발명에 따른 구현에서의 성능은 Ideal, 1 슬롯 평균 방식과 성능 관점에서 비교하였다. 상기 Ideal은 결정 경계값을 수신기에서 알고 있다고 가정을 한 것이다.
또한, 상기 1 슬롯 평균 방식은 종래 기술에서 설명한 1 슬롯씩 누적 평균을 구한 결정 경계값을 지칭하며, 상기 1 슬롯 평균 방식과 같은 경우에 1 슬롯 단위로 결정 경계값이 갱신된다.
마지막으로 본 발명에서 제안된 방식으로 IIR 필터를 사용한 방식을 실험하였다. 상기 IIR 필터를 사용한 방법에서는 필터 계수를 a=63/64 및 b=1/64로 설정하였다.
상기 실험 결과 데이터는 하기 <표 2>와 같으며, 도 11에서 도시된 바와 같다.
HS-PDSCH_Ec/Ior [dB] T-put[kbps], Ior/Ioc=10dB
Ideal 1 슬롯 평균 IIR 필터
-6 470.22 434.66 487.54
-3 936.44 819.87 936.72
상기 <표 2>를 참조하면, 상기 IIR 필터의 성능은 거의 Ideal에 가까우며, 1슬롯 평균의 실험치와는 많은 차이를 보임을 알 수 있다.
또한, 상기 <표 2>를 그래프로 나타낸 도 11을 참조하면 본 발명에 따른 실시예의 성능 향상을 보다 분명히 알 수 있다.
즉, 상기 도 11에서 가로축은 상기에서 가정한 HS-PDSCH 채널의 신호대 잡음비이며, 세로축은 성능(throughput)을 나타낸다. 또한, 참조부호 1100번은 상기 Ideal의 경우를 나타낸 그래프이고, 참조부호 1110번은 본 발명의 실시예에 따른 IIR 필터를 사용할 경우의 그래프이고, 참조부호 1120번은 1 슬롯 평균의 방법에 대한 그래프이다.
상기 도 11에서 알 수 있듯이, 본 발명에 따른 방법은 종래 기술인 상기 1 슬롯 평균 방식보다 우수한 성능을 보인다. 또한, 결정 경계값을 심볼 단위로 갱신함으로써 상기 결정 경계값을 Ideal값으로 고정 시키는 방식과 거의 동일한 성능을 가져온다. 또한, 낮은 신호대 잡음비의 경우, 성능 개선의 효과가 있는 것을 알 수있다.
한편, 본 발명에 따른 방법이 상기 Ideal의 경우보다 높은 성능을 보이는 것은 다음과 같다. 상기 Ideal 방식은 모든 심볼이 성상도 상에서 완전히 균등한 확률로 발생했을 경우에 있어서의 이론적 최적치이나, 실제 송신 심볼의 성상도 상에서의 발생 확률은 균등하지 않기 때문에, 이를 결정 경계값에 매 심볼마다 갱신하는 본 발명에 따른 방법이 상기와 같은 영향을 있어서 보다 우수한 성능을 나타낸다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 누적 평균 방식의 결정 경계값 추정 방식에 비해 성능 면에서 우수하며, 이상적인 추정기와 거의 동일한 성능을 보인다. 또한, 특히 신호대 잡음비가 적은 영역에서는 이상적인 추정기보다도 우수한 성능을 보여준다. 한편, 종래의 누적 평균 방식에 비해 우수한 성능을 보이며, 고속 처리가 가능하므로 간섭 제거기(interference canceller) 등 진보된(advanced) 수신기에 적용이 용이하다는 장점이 있다.

Claims (28)

  1. 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary)을 추정하는 방법에 있어서,
    결정 경계값 추정기로 입력되는 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 과정과,
    상기 각 심볼에 대해 산출된 상기 예비 결정 경계값을 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값에 반영하여 상기 입력된 심볼에 대한 새로운 결정 경계값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 심볼들은 고차 변조 방식으로 변조됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 고차 변조 방식은,
    변조율에 따라 4QAM, 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM 및 256QAM 중에서 선택된 어느 하나의 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 심볼에 대한 예비 결정 경계값은 각 심볼 신호를 절대값 연산하고, 채널 추정기로부터 출력된 추정 채널 전력 신호로 나누어 줌으로써 산출됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 결정 경계값을 산출함에 있어,
    상기 각 심볼에 대해 산출된 상기 예비 결정 경계값을 소정의 상수와 배수 연산하여 산출함을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 결정 경계값을 산출함에 있어,
    상기 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값을 소정의 상수와 배수 연산하여 산출함을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 결정 경계값을 산출함에 있어,
    상기 현재 심볼의 결정 경계값에 예비 결정 경계값을 소정의 상수와 배수 연산하여 산출한 값을 상기 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값을 한 심벌만큼 지연시킨 후 소정의 상수와 배수 연산하여 얻어진 값과 연산하여 산출함을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary)을 추정하는 방법에 있어서,
    결정 경계값 추정기로 입력되는 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 과정과,
    상기 각 심볼들에 대해 산출된 예비 결정 경계값들을 소정의 윈도우 크기를 가지는 버퍼에 순차적으로 저장하는 과정과,
    상기 버퍼에 저장된 현재 입력된 심볼의 예비 결정 경계값을 포함한 이전 심볼들의 예비 결정 경계값들을 연산하여 상기 현재 입력된 심볼의 결정 경계값을 산출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 심볼들은 고차 변조 방식으로 변조됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 고차 변조 방식은,
    변조율에 따라 4QAM, 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM 및 256QAM 중에서 선택된 어느 하나의 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 심볼에 대한 예비 결정 경계값은 각 심볼 신호를 절대값 연산하고, 채널 추정기로부터 출력된 추정 채널 전력 신호로 나누어 줌으로써 산출됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 결정 경계값은,
    상기 버퍼에 저장된 심볼들의 결정 경계값들에 가중치를 부여하여 산출함을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 가중치는 상기 버퍼에 저장된 각 심볼들에 대한 예비 결정 경계값 각각에 대해 차등적으로 할당가능함을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 가중치를 고려하여 산출되는 결정 경계값은,
    상기 각 심볼들마다 가중치가 부여된 예비 결정 경계값들을 가산 연산하고, 상기 가중치를 합산한 값으로 나누어 줌으로써 산출됨을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary) 추정 장치에 있어서,
    복조 대상 심볼들을 순차적으로 입력받아 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 심볼별 예비 결정 경계값 계산기와,
    상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기에 의해 산출된 상기 각 심볼에 대한 예비 결정 경계값을 이전 심볼까지의 채널 환경을 고려하여 산출된 이전 심볼의 결정 경계값에 반영하여 상기 입력된 심볼에 대한 새로운 결정 경계값을 산출하는 결정 경계값 계산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 심볼들은 고차 변조 방식으로 변조됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 고차 변조 방식은,
    변조율에 따라 4QAM, 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM 및 256QAM 중에서 선택된 어느 하나의 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기는,
    상기 입력되는 각 심볼 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기와,
    상기 절대값 연산된 값을 채널 추정기로부터 출력된 추정 채널 전력 신호로 나누어 주는 분할기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  19. 제15항에 있어서,
    결정 경계값 계산기,
    이전 심볼에 적용된 상기 이전 심볼의 결정 경계값을 한 심볼의 시간만큼 지연시키는 지연기와,
    상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기에 의해 산출된 상기 각 심볼에 대한 예비 결정 경계값을 상기 지연기로부터 출력된 이전 심볼의 결정 경계값과 가산 연산하는 가산기를 포함하는 무한 응답 필터(IIR Filter)로 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 무한 응답 필터는,
    상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기에 의해 산출된 상기 각 심볼에 대한 예비 결정 경계값에 소정의 상수를 배수 연산하는 곱셈기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 무한 응답 필터는,
    상기 지연기로부터 출력된 이전 심볼의 결정 경계값에 소정의 상수를 배수 연산하는 곱셈기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  22. 코드 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 수신기에서, 수신되는 심볼들의 결정 경계값(decision boundary) 추정 장치에 있어서,
    복조 대상 심볼들을 순차적으로 입력받아 매 심볼에 대하여 예비 결정 경계값을 산출하는 예비 심볼별 결정 경계값 계산기와,
    상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기에서 산출된 상기 결정 경계값들을 기설정된 윈도우 크기만큼 저장하고, 상기 저장된 현재 입력된 심볼의 예비 결정 경계값을 포함한 이전 심볼들의 예비 결정 경계값들을 연산하여 상기 현재 입력된 심볼의 결정 경계값을 산출하는 결정 경계값 계산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 심볼들은 고차 변조 방식으로 변조됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 고차 변조 방식은,
    변조율에 따라 4QAM, 16QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM 및 256QAM 중에서 선택된 어느 하나의 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  25. 제22항에 있어서,
    상기 심볼별 예비 결정 경계값 계산기는,
    상기 입력되는 각 심볼 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기와,
    상기 절대값 연산된 값을 채널 추정기로부터 출력된 추정 채널 전력 신호로 나누어 주는 분할기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  26. 제22항에 있어서,
    상기 결정 경계값 계산기는,
    소정의 윈도우 크기를 가지며, 상기 각 심볼들에 대해 산출된 예비 결정 경계값들을 순차적으로 저장하는 버퍼와,
    상기 버퍼에 저장된 현재 입력된 심볼의 예비 결정 경계값을 포함한 이전 심볼들의 예비 결정 경계값들을 가산 연산하는 가산기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 이동 평균값 계산기는,
    상기 버퍼에 저장된 각 심볼들의 예비 결정 경계값들에 소정의 가중치를 부여하기 위한 곱셈기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 심볼들의 예비 결정 경계값들에 부여하는 가중치는 상기 각 예비 결정 경계값들마다 차등적으로 할당 가능함을 특징으로 하는 상기 장치.
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