CN1574598B - 开关磁阻驱动装置的转子位置检测 - Google Patents

Abstract

一种检测磁阻电机中的转子位置的方法，该电机具有至少一个具有电感的相绕组，该电感随转子位置周期变化，该方法包括：在第一点得出与电机的所述至少一个相绕组相关的磁通链值；跟踪指示磁通链的参数值；将转子推进到第二点，在第二点处在相绕组上施加正电压；在转子的随后的第三点得出相电流值和参数值；基于在所述第三点的参数值估计第三点的磁通链；以及从所述第三点的相电流值和磁通链值中得出转子位置。本发明还涉及一种用于磁阻电机的转子位置检测器。

Description

开关磁阻驱动装置的转子位置检测

技术领域

本发明涉及磁阻电机中无传感器的转子位置监测，尤其涉及在开关磁阻电机中无传感器的转子位置监测。 

背景技术

开关磁阻电机的控制和操作在论文“The Characteristics，Design andApplications of Switched Reluctance Motors and Drives(开关磁阻电动机和驱动装置的特性、设计及应用)”中进行了总体描述，所述论文于1993年6.21-6.24在德国Nurnberg举办的PCIM的93会议和展览上由J.M.Stephenson和R.J.Blake发表，其在此引入作为参考。在所述论文中，分别为电机的低速和高速操作描述了开关磁阻电机的“斩波”和“单脉冲”激励模式。 

图1示意说明了现有技术中典型的驱动装置。其包括DC电源11，DC电源11既可为电池也可为经过整流滤波的AC电源。电源11提供的DC电压由电子控制单元14控制下的功率转换器13开关跨接电动机12的相绕组16。图2示出了许多已知的转换器技术的一种，其中电机的相绕组16串联两个跨接到母线26和27的开关器件21和22。母线26和27统称为转换器的“DC链路”。能量恢复二极管23和24连接到绕组以允许绕组电流在开关21和22打开时回流到DC链路。电容器25，称作为“DC链路电容器”，跨接DC链路以作为不能来源于或返回电源的DC链路电流的任何交流分量(即，所谓的“脉动电流”)的源或宿。实际上，电容器25可包括几个串联和/或并联的电容器，并且，在使用并联时，一些元件可分布于整个转换器。电阻器28与低端开关22串联以提供电流反馈信号。 多相系统典型地使用几个图2中并联的“相脚”以激励电机各相。 

开关磁阻电机的性能部分取决于相对于转子位置相激励的正确时序。如图1示意说明，转子位置的检测传统地通过使用传感器15完成，例如，安装于电机转子上的转动齿轮，所述传感器与安装于定子上的光学、磁性或其它感应器协作。指示转子相对定子的位置的信号，如脉冲序列由传感器生成并加到控制电路，允许正确的相激励。该系统简单易行，并在很多应用中运行良好。然而，转子位置传感器增加装配的总成本，增加到电机的额外电气连接以及因此是不稳定性的潜在源。 

各种用于免除转子位置传感器的方法已经提出。其中一些在由W FRay和I H AL-Bahadly发表的“Sensorless Methods for Determining theRotor Position of Switched Reluctance Motors(用于确定开关磁阻电动机的转子位置的无传感器方法)”中得到了论述，所述论文发表于1993年9.13-16在英国Brighton举办的欧洲电力电子会议的会议录，第6卷，第7-13页中，在此引入作为参考。 

许多这些为转子位置估计而提出的方法使用对相磁通链(即，施加电压对时间的积分)和一相或多相中的电流的测量值。使用对电机电感作为角度和电流的函数的变化的了解计算位置。该特性可存储为磁通链/角度/电流表，并在图3中描绘成曲线。由于上述数据的存储包括使用大存储器阵列和/或用于在存储点之间内插数据的系统额外开销，因此是不利的。 

一些方法以低速使用上述数据，其中“斩波”电流控制是用于改变产生的转矩的主要控制策略。图4(a)示意说明了斩波控制，其中图示了相电感周期上的电流和电感波形。(注意，电感的变化描绘成理想波形。)这些方法通常在无转矩产生的相中使用诊断脉冲。N.M.Mvungi和J.M.Stephenson在发表于1991年意大利，Firenze举办的欧洲电力电子会议的会议记录第1卷，第390-393页的“Accurate Sensorless Rotor PositionDetection in an S R Motor(S R电动机中的精确无传感器转子位置检测)”中提出了适合低速操作的方法，在此引入作为参考。 

其它方法以更高的速度工作于“单脉冲”激励模式。该模式在图4(b) 中绘出，其中示出了一个相电感周期上的电流和电感波形。这些方法在不干扰正常操作的情况下监测工作的相的工作电压和电流。在国际专利申请WO 91/02401中描述了典型的更高速方法，在此引入作为参考。 

为了在不利用位置传感器的情况下工作必须存储电机数据的二维阵列是明显不利的。备选的方法已经提出，其中避免了大多数参照角度的信息的需要，而只在一个角度存储数据。在欧洲专利申请EP-A-0573198(Ray)中描述了一种这样的方法，在此引入作为参考。该方法的目的是通过按照计算出的相对于理想点的偏差来调整诊断点，在预定角感测相磁通链和电流。磁通链通过(对时间)积分施加到相的电压测量值估计得出。在优选实施例中存储两个一维表，一个是磁通链对参考转子角度的电流的表，另一个是磁通链相对于转子角度的差分对电流的表。通过监测相电压和电流，可借助于查找表估计离预测参考角的偏差，可相应地调整系统操作。如果在位置检测算法需要的任何时候，磁通链都可以足够的精度确定，则该方法已显示为可靠的。为避免磁通链积分器漂移(由于系统中不希望的噪声和积分器的非理想性)，在每个传导周期末尾当电流已降到零并且相绕组不再耦合任何通量时将其设置为零。该方法为“预测器/校正器”方法，因为其首先预测转子到达参考位置的时间；当其确信到达参考位置时，测量电机的参数；以及使用这些测量结果检测预测中的错误，并且从而通过为下一个参考位置采用新的预测采取校正措施。 

开关磁阻电机操作的一种特殊模式为连续电流模式，如美国5469039(Ray)中公开的，在此引入作为参考。在该模式中，绕组在磁通前重新与电源连接，所以电流在能量回流周期末已经回到零。因此相绕组以连续流动于其中的电流工作，并且总是耦合有磁通量。这对于在其工作周期的某些点必须产生高水平的过载输出的系统是很重要的模式。虽然在该模式中，驱动装置的效率下降，其允许实现各种规格，否则将需要更大的电机。然而，在该模式中，在相周期中不能在零磁通和电流的某些已知点复位积分器，因为不存在这样的点。因此不可能应用公开于EP-A-0573198中的方法。 

寻找该问题解决方案的尝试已包括如下方案，其允许驱动装置以连续电流的模式工作，除非当控制系统判断需要重新估计位置，此时，退出连续电流模式，估计位置，并且使驱动装置返回到连续电流。特别地，通过在如下模式下运行电机可实现这一点：该模式主要是连续电流，但是在预定间隔回落到不连续电流以允许获得位置信息。该技术依赖几乎恒定的速度，几乎恒定的速度在更高的速度下接近于真实(这种速度下通常使用连续电流)。然而，中断连续电流引起转矩的损耗。备选方法是在连续电流中操作每一相经过给定数目，如10的周期，然后在下一个周期以更短的时间激励相，以确保电流降到零，允许积分器复位并精确估计磁通链。通过在其它工作于连续电流的相中插入该“短”周期，减轻了对转矩损耗的不利影响。然而，这些方法都不是完美的，因为转矩的损耗将导致电机性能的不稳定，并且在重新到达稳定之前需要几个周期，因为电流在连续电流模式下必须经过一段时间才能增高。 

发明内容

需要一种可在连续电流模式下工作的无传感器的转子位置检测方法。 

本发明的一方面定义在所附的独立的方法和装置权利要求中。一些优选特征在从属权利要求中得到了描述。 

实施例通过以下提供健壮的转子位置检测：在对角度误差相对不灵敏的电感周期中的一点得出磁通链值；然后跟踪指示磁通链的参数(如相电压)；施加正电压；在随后一点得出磁通链值；以及使用相应的相电流和磁通链值以得出转子位置信息。 

本发明提供了一种检测磁阻电机中的转子位置的方法，该电机具有至少一个具有电感的相绕组，该电感随转子位置周期变化，该方法包括：在第一点得出与电机的所述至少一个相绕组相关的磁通链值；跟踪指示磁通链的参数值；将转子推进到第二点，在第二点处在相绕组上施加正电压；在转子的随后的第三点得出相电流值和参数值；基于在所述第三点的参数值估计第三点的磁通链；以及从所述第三点的相电流值和磁通链值中得出 转子位置。 

本发明还提供了一种用于磁阻电机的转子位置检测器，该磁阻电机具有至少一个相绕组，该转子位置检测器包括被编程以进行如下操作的器件：在第一点得出与电机的至少一相相关的磁通链值；跟踪指示磁通链的参数值；将转子推进到第二点，在第二点处在相上施加正电压；在转子的随后的第三点得出相电流值和参数值；基于在所述第三点的参数值估计第三点的磁通链；以及从在第三点的相电流值和磁通链值中得出转子位置。根据一个实施例，其中提供了一种检测在磁阻电机中的转子位置的方法，包括当转子在第一预定点时开始对表示相电压的参数积分。积分器在上述点可设置为零或设置为表示该点磁通链值的数值。在第一点得出与电机的该相或至少一相相关的磁通链的值。然后得出在转子的随后的第三点的相磁通链值，并且该得出的磁通链值被组合以在第三点给出磁通链值。然后从相电流和总磁通链值中得出转子位置。 

当正电压施加到相的时刻，在所述时刻的电流可基本上为零或非零。优选地，当对相施加正电压的时刻的磁通链值从所述时刻的电流得出。例如，所述时刻的磁通链从电流和对于电流坐标的电感存储值中得出。 

该方法在开关磁阻电机的不连续和连续电流的工作模式下都是有用的。在第一点的相电流值可用于得出磁通链值。当电流不连续，零电流值产生零磁通链值。当电流连续，电流值可用于得出非零磁通链。 

优选地，通过从第一点对相电压积分得出在所述第三点的磁通链。转子位置可从具有相电流和磁通链的坐标的存储参数得出。 

根据一个特定的实施例，在接通之前，把磁通测量积分器设置为零并将其设为相电压积分模式。然后当相绕组接通时测量电流并使用该电流值索引电感表。然后用电流乘上表给出的电感值以估计相中的磁通链从而给出与积分器输出相关的偏移量值。在随后的预定点，由积分器给出的磁通链值加到计算出的偏移量值上，使用得到的和确定转子位置。 

优选地，磁通测量积分器在接通相前初始化，从而当系统处于电感随角度的变化没有其它位置迅速的位置时，开始磁通链的计算。从而，当初始化积分器时的位置的小误差将不会引起得出的磁通链的严重误差。该技术在从其推导出位置的波形中存在噪声时同样健壮。 

另外，根据本发明，给出一种方法，其中转子的位置从与多相电机的各相相关的值导出。 

本发明提供了一种健壮而成本效益高的方法，该方法在连续或不连续电流的情况下，在不使用转子位置传感器的情况下监测转子位置，同时能够在单脉冲模式下工作。 

附图说明

本发明可以多种方式实施，其中一些方式现在将通过实例并参考附图进行描述，其中： 

图1示出了典型的现有技术的开关磁阻驱动装置； 

图2示出了图1中转换器的一相的已知拓扑； 

图3示出了典型的磁通链和相电流曲线，以转子位置作为参数； 

图4(a)示出了斩波控制中典型的电动回转电流波形； 

图4(b)示出了单脉冲控制中典型的电动回转电流波形； 

图5以示意的形式说明了实施本发明的一种形式的开关磁阻驱动装置； 

图6示出了用于图5中的驱动装置的连续电流波形； 

图7示出在连续电流模式下图5驱动装置中的磁通链波形； 

图8示出了在不连续电流模式下图5驱动装置中的磁通链波形；以及 

图9为图5中实施例的流程图。 

具体实施方式

开关磁阻电机的相电感周期为相或每相电感的变化周期，例如在当定子电极和相关各自的转子电极完全对准时的最大值之间的周期。所描述的说明性的实施例使用在电动回转模式下的2相开关磁阻驱动装置，但可采用任何一个以上的相数，驱动装置既可以是电动回转模式也可以是发电模式。 

图5示出了用于实施体现本发明的方法的系统。图6示意说明了图5的系统所用的连续电流波形。在该系统中，功率转换器13典型地与图1中所示相同，并且在合适的地方使用相同的标号。转换器13控制开关磁阻电机，如前所述。转换器13自身由控制器42控制，在本实施例中，控制器42基于数字信号处理器，例如，模拟装置219x系列中的一种。另外的实施例可使用微处理器或其它形式的可编程器件，如本领域公知的。所述的2相电机具有定子30和转子32。定子具有四个电极50，其上缠绕相绕组34/36。转子具有转子电极52，并且，为辅助电机启动，具有电极面54，电极面54与定子电极面限定阶梯形的空隙。本领域技术人员应该认识到，可使用具有不同相数或电极组合的电机，因为本发明不是特定于任何特殊的电机拓扑。类似地，本发明不限于特定类型的控制技术，可使用任何控制器和转换器，只要其被适当编程。 

相电流由电流传感器38感测，设置电流传感器38的每个与一个相绕组相联系。表示每相电流的输出信号馈送到控制器42。一个或多个存储对于转子角度的相电感的查找表46也与控制器42连接。虽然示出每一相有一个电流传感器，但根据本发明也可监测一相或选出的相的相电流。备选实施例在DC链路中使用电流传感器以及对功率转换器中开关状态的了解以导出各个相电流。 

使用控制器42中描绘的积分器40，通过对由与每相相联系的电压传感器43提供的跨绕组的相电压V积分，得出磁通的测量值。当积分器如图所示为离散器件40时，其优选以运行处理器44的软件来实现。对于更高的精度，如下文所述，可将跨绕组的压降(iR)从积分值中提出来作为因素考虑。 

其它实施例使用感测DC链路电压的单个电压传感器以近似相电压，如下文所述。 

根据该实施例的方法如下文操作。假设电机工作于连续电流，并且转子位置充分已知以使得能激励绕组。图6示出了电流波形的典型形式，另外其上叠加了图4的理想电感曲线。图7示出了与相绕组相联系的磁通，其中ψ_a表示实际值以及ψ_i表示积分器记录的值。对应图6中常备电流的常备通量，ψ_s，在图7中也标记出。为了清晰起见，图示磁通波形为线性的，但是在实际中，他们很可能具有一些由绕组中的iR压降和电源阻抗引起的非线性。 

在最小电感(L_min)或其附近，例如在点θ_i，测量和记录电流并启动和设置磁通测量积分器40来进行积分。因为上述角度的相电感已知并存储在(多个)查找表46中，对电流的了解允许估计上述角度的实际磁通链。该值，ψ_c作为校正因子存储起来。该值ψ_c表示实际磁通链值和积分器输出的磁通链值之间的偏移量因子。注意，该计算可即时完成，也可作为处理器中的背景任务来完成。磁通测量积分器40在相开启之前启动，以便在转子位于电感变化不快的位置时，有利地开始磁通链的计算。从而，当计算磁通链时的位置的小误差(即，θ_i+/-小百分数)不会引起估计磁通链时的 巨大误差。 

当转子从L_min点运动，磁通降低(因为供给相电源的开关打开，并且二极管的作用是为跨相施加反向电压)，所以积分器输出变为负数。转子继续运动直到到达接通点θ_om，磁通链在此处改变方向，因为此时施加正电压。 

当转子向断开点θ_off运动，积分器继续积分，此时斜率为正，相应于跨相绕组的磁通为正。在θ_off，施加的电压变为负数，而磁通链，无论是实际的还是估计的，开始下降。该情况持续直到到达估计的预定参考位置θ_ref，在该点记录电流和积分器输出。此时通过把ψ_c作为偏移量值加到积分器输出可估计实际磁通。该值，以及测量电流的值，可与参考位置的存储值进行比较并随后估计实际位置，如下文的更详细解释。 

应该理解，有不同方法可以执行上述过程，并得到相同的效果。例如，在得到电流值后可立即计算θ_i处的磁通链，并且将该值预装入积分器。在这种情况中，积分器的输出将遵循实际曲线ψ_a，不需要在参考点θ_ref上增加偏移量值。该实施例只要求积分器在一个四分之一周期工作，与上述两个四分之一周期工作相反。当使用相电压(或表示相电压的信号)的积分得出磁通链值时，有可能使用其它技术，包括直接磁通链感测，其在一个电感周期跟踪磁通。可用来直接跟踪磁通链的典型的器件为磁通归零传感器(flux nulling sensor)和霍尔效应传感器。其它变形对于本领域技术人员来说显而易见。 

由处理器44可计算在预测转子位置θ_m和参考转子位置θ_ref之间的角度差Δθ为 

$\mathrm{\Δ\θ}=\left\{\frac{\∂\mathrm{\θ}}{{\∂\mathrm{\ψ}}_m}\right\}\·\mathrm{\Δ\ψ}---\left(1\right)$

为确定预测位置(在其处测量磁通和电流)和参考位置的角度差，因此把对于相电流i的一组值的参考位置处的偏导数 

(或其倒数 

)值存入处理器也是本实施例的一个特征。 

因为参考转子位置θ_ref已知，在预测时刻的实际转子位置可从Δθ如下 计算： 

θ_m＝θ_ref+Δθ      (2) 

然后可使用已知转子速度值估计到达下一个转子位置的期望时间。在加速或减速的条件下，需要对估计做一个校正。 

如果只测量一相，下一个转子参考位置在经过(360/p)°-Δθ的转动后，通过将该角度除以速度，可估计到达该位置需要的时间。 

如果测量全部相，下一个转子参考位置在第2相(或者按顺序的下一个相，无论哪相)。对于具有p个转子电极的n相电动机，转到该位置的角度为(360/np)°-Δθ，并且，通过将该角度除以速度，可估计到达该下一个位置需要的时间。 

然后使用高频时钟(未示出)由已知装置计数出到达下一个参考位置的预测时间，并且在该时间过去的时刻，对相应的相再次测量磁通ψ_m和电流i_m。由于速度的改变及存储数据和计算的容差，预测位置θ_m与参考位置θ_ref不是等同的。可通过使用公式(1)和(2)及以上概述的过程再次计算角度差θ_ref-θ_m。 

图9示出了描述本发明该实施例的流程图，如控制器44所执行的。在步骤91，监测对转子位置的估计，以及在步骤92，进行测试确定转子是否到达L_min，例如，通过监测表示角位置的加1计数器。如果转子没有到达L_min，控制返回到步骤90。当到达L_min，控制到达启动积分器40的步骤93，记录在表示相电压的信号开始积分时的相电流，以及从电流和来自查找表的电感值计算磁通链偏移量ψ_c的值并存储之。在步骤94，监测转子位置直到转子到达参考角度的估计值。当估计到达该角度，步骤95记录积分器40的输出和来自于该相传感器38的电流。如前所述，在步骤96使用积分器输出和存储的偏移量值计算总磁通链。在步骤97，这时通过使用测量出的电流和新计算出的总磁通链值估计位置。此时，该位置作为最佳电流估计值应用，并且这时控制返回到程序起始，为另一个相电感周期作准备。 

本领域技术人员应该理解，可通过只监测与一相相关的量和为此的开关角度来执行上述过程，然后可将其它相间插进去。或者，可对每相平行 运行类似的过程，或者几个相的量可间插在一个过程中以提高获得信息的速度。 

重复逐相预测转子位置和在每个测量时刻测量实际转子位置的过程以提供转子位置的增量指示，作为对现有光学或电磁的转子位置传感器的直接替代。对于重新发电条件下单脉冲操作情况的过程，除了对于相应典型参考转子位置 

值为负数(而不是正数)，与上述相同。 

可使用各种装置以得到磁通值。其可由任何已知形式的磁通传感器测量，例如，霍尔效应器件。然而，优选地，通过使用模拟或数字电子可复位积分器(其对时间t积分相电压)装置，加上补偿相绕组中阻性压降的装置，估计上述数值。 

积分器执行公式： 

$\mathrm{\ψ}=\underset{t_0}{\overset{t_m}{\∫}}(v-\mathrm{iR})\mathrm{dt}---\left(3\right)$

其中：v  为相电压 

      i  为相电流 

      R  为相电阻 

      t_m 为测量时刻 

设置积分器的起始时间t₀为处于L_min或其附近的点θ_i或者其它某些合适的点，如下文所述。由电子控制器使用控制接口(未示出)将该点通知给数字处理器。在积分刚刚开始前由数字处理器复位积分器。 

在直流源电压V与跨半导体开关的压降相比较大的应用中，可测量和积分直流源电压，而不是各相电压。其具有优点为，只需要测量一个电压，其对于分离电压传感器的成本巨大的高压系统来说是优选方法。 

磁通则测量为： 

$\mathrm{\ψ}=\underset{t_0}{\overset{t_m}{\∫}}(V-\mathrm{iR})\mathrm{dt}---\left(4\right)$

作为对使用单独的电子积分器的替代，可通过逐步地以时间乘以直流电源(或相)电压来使用数字处理器。虽然该方法存在缺点：数字处理器相当忙并可能需要是一个单独的单元，但是它消除了对一个或多个硬件积分器的需要。 

然而，如果电源电压基本恒定并比电阻电压iR要大，可作各种近似。例如： 

ψ_m＝(V-ki_mR)(t_m-t₀)(5) 

其中k为常数，典型地，k ＝0.5，那么： 

${\mathrm{ki}}_m(t_m-t_0)\≈\underset{t}{\overset{t_m}{\∫}}\mathrm{idt}$

作为另外的实施例，在相比于电阻电压iR电源电压V较大的情况下，通过使用在存储的数据中的修正的磁通值并连iR一起忽略掉可避免补偿电阻压降的需要。 

在这种情况中，存储在数字处理器中的对于特定电流i和特定转子位置θ的相磁通链ψ值由伏特-秒积分ψ′值代替，该伏特-秒积分ψ′值是产生转子位置θ处的相电流I所需要的，转子位置θ由下式给出： 

ψ′＝∫vdt 

在测试电机以建立ψ′和 值的表时，为了方便，可将v保持恒定(如果v较大)并优选地等于电源电压。转子位置的测量过程与在该应用中已经描述的过程相同，除了测量磁通ψ_m、期望磁通ψ_e和偏导数( )分别由ψ′_m、ψ′_e和( 

)代替，其中ψ′_e和( 

)如所述从图5中表示的存储数据中获得，且其中磁通ψ′_m测量为： 

ψ_m′＝V(t_m-t₀)(6) 

公式(3)、(4)、(5)和(6)代表为了识别转子位置而估计相磁通链的不同方法，其代表了本技术的不同实施方法。 

上述各种实施例全都基于对预测转子位置的磁通ψ_m和电流i_m的测量、对于对应于参考转子位置的测量电流i_m的期望磁通ψ_e的查询、以及对参考转子位置和预测转子位置之间的差Δθ的计算，该计算根据公式： 

$\mathrm{\Δ\θ}=\left\{\frac{\∂\mathrm{\θ}}{{\∂\mathrm{\ψ}}_m}\right\}\·({\mathrm{\ψ}}_m-{\mathrm{\ψ}}_e)---\left(7\right)$

本发明的该实施例尤其有优点为，当相电流不连续时，即在传统单脉冲模式下，该实施例同样可以良好工作。图8示意说明了这点。积分器只是跟随不连续磁通波形的形状，使得在控制器42中对不连续和连续电流都可使用同样的程序代码。上述方法在电机的性能没有任何不希望的降级的 前提下，提供了组合连续电流工作和无传感器位置检测的简单有效的方法。 

参考位置的选择留给任何特定系统的设计者，但是对于3相系统，在电动回转下降电感曲线和发电上升电感曲线中方便地取为离L_max六分之一电周期处。这些位置与前一个相的L_min一致。 

因为在基于微处理器的实现中，时间非常精确地已知，对施加电压求平均并将该值使用到以上给出的公式中是方便的。这可通过允许在积分周期中采用常数而不是变量来在控制系统中产生有用的节约。所以积分过程可简化为常数和经过的时间的简单乘法。在该实施例中，必须识别开关状态以确定磁通链是增加还是减少，然后可给被积函数分配适当的符号。 

以上描述取相绕组最小电感值附近位置作为初始测量点，因为许多电机在上述位置具有相对宽范围的缓慢变化的电感。 

然而，如果电机的几何结构是为产生具有狭窄的L_min的电感曲线，从L_max开始积分会更方便。两种情况都利用了电感对转子位置的相对不灵敏性，使对磁通链的估计更加精确。 

本发明的另一个实施例可用来校正公式3描述的积分使用的相绕组的电阻值。如果积分器允许经过参考点θ_ref到下一个转子位置θ_i连续积分，则此时可得到两个磁通链值：一个由测量电流和查找表46给出；一个由积分器40的输出给出(当需要时对任何偏移量校正)。如果这两个值在预定容差内不能符合，可将误差归咎于相绕组电阻R的实际值的变化。然后可通过许多本领域公知的校正算法中的任何一个进行适当的校正，并将R的校正值使用在随后的积分中。 

这样，在不使用物理传感器检测转子位置的前提下控制开关磁阻驱动装置。该方法无论在电流连续还是非连续的情况下都可以健壮地工作。 

本领域技术人员应该理解，在不背离本发明的情况下可能对公开的安排进行改变，尤其在实现控制器算法的细节上。另外，检测转子位置所基于的诊断可只在多相电机中的一相进行。因此，上述几个实施例的说明是示例性的而不是为了限制。本领域技术人员应该明白，在不对上述操作进行巨大改变的情况下可对驱动电路作小修改。例如，该方法可应用到直线 和转动电机。本发明旨在只由下面权利要求书的范围所限定。 

Claims (19)

1.一种检测磁阻电机中的转子位置的方法，该电机具有至少一个具有电感的相，该电感随转子位置周期变化，该方法包括：

在第一点得出与电机的所述至少一个相相关的磁通链值；

跟踪指示磁通链的参数值；

将转子推进到第二点，在第二点处在所述相上开始施加正电压；

在转子的随后的第三点得出相电流值和指示磁通链的参数值；

基于在所述第三点的指示磁通链的参数值估计第三点的磁通链；以及

从所述第三点的相电流值和磁通链值中得出转子位置，

其中，第一点与相电感的最小值或最大值或其邻近的值一致，以使得电感随角度的变化相比于其它位置较慢。

2.如权利要求1所述的方法，其中跟踪包括积分过程，该积分过程在第一点开始对表示相电压的电压进行积分，以及，所述第三点的磁通链值至少部分基于在第三点的参数值。

3.如权利要求2所述的方法，其中积分过程的初始值在第一点设置为零，并且在第三点的磁通链值基于从在第三点的参数得出的磁通链值和在第一点得出的磁通链值的和。

4.如权利要求2所述的方法，其中参数值设置为代表在第一点得出的磁通链值的值并且在第三点的磁通链值从在第三点的参数值得出。

5.如权利要求1或2所述的方法，其中转子位置从具有相电流和磁通链的坐标的存储的参数中得出。

6.如权利要求1或2所述的方法，其中转子位置从与多相电机的每相相关的值得出。

7.如权利要求1或2所述的方法，其中转子位置从与多相电机的一相相关的值得出。

8.如权利要求1或2所述的方法，还包括比较当转子再一次到达第一点时的参数值和当初次到达第一点时的参数值，并根据比较形成误差因子。

9.如权利要求8所述的方法，其中使用误差因子调整相的电阻值，用于确定磁通链值。

10.如权利要求2所述的方法，其中安排积分过程以把电源电压作为相电压积分。

11.一种检测磁阻电机中的转子位置的设备，该电机具有至少一个具有电感的相，该电感随转子位置周期变化，该设备包括被编程以进行如下操作的器件：

在第一点得出与电机的所述至少一相相关的磁通链值；

跟踪指示磁通链的参数值；

将转子推进到第二点，在第二点处在所述相上开始施加正电压；

在转子的随后的第三点得出相电流值和指示磁通链的参数值；

基于在所述第三点的指示磁通链的参数值估计第三点的磁通链；以及

从在第三点的相电流值和磁通链值中得出转子位置，

其中，第一点与相电感的最小值或最大值或其邻近的值一致，以使得电感随角度的变化相比于其它位置较慢。

12.如权利要求11所述的设备，其中该器件被编程以通过积分器在第一点开始对表示相电压的电压进行积分来跟踪，所述第三点的磁通链值至少部分基于在第三点的参数值。

13.如权利要求12所述的设备，其中积分器在第一点设置为零，并且编程该器件以使所述第三点的磁通链值基于从在第三点的参数得出的磁通链值和在第一点得出的磁通链值的和。

14.如权利要求12所述的设备，其中参数值设置为代表在第一点得出的磁通链值的值，并且磁通链值从在第三点的积分值得出。

15.如权利要求12所述的设备，包括对具有相电流和磁通链的坐标的参数的存储，编程该器件以从存储的参数中得出转子位置。

16.如权利要求15所述的设备，其中存储的参数与多相电机的一相或多相相关。

17.如权利要求12所述的设备，其中编程该器件以比较当转子再一次到达第一点时的积分器输出和当初次到达第一点时的积分器输出，并进一步编程该器件以根据比较形成误差因子。

18.如权利要求17所述的设备，其中编程该器件以调整相的电阻值，用于确定磁通链值。

19.如权利要求12所述的设备，其中安排积分器以把电源电压作为相电压积分。

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