CN1565089A - 用于在智能天线系统中使用的码元速率加权的接收指,及其在解调设备和方法中的应用 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于智能天线系统中的码元速率加权的接收指，以及用于通过使用该接收指来解调信号的设备和方法。本发明在具有反向导频信道的无线通信网络中是有用的。而且，通过使用该接收指，本发明提供了一种解调设备和方法，用于使得高速宽带通信在智能天线系统中是可行的。在业务信号和导频信号都从终端发送的这样的3－G无线通信中，本发明通过使用导频信号计算最佳化的权矢量，且计算出的权矢量适用于具有码元速率权的每个业务信号。

Description

用于在智能天线系统中使用的码元速率加权的接收指， 及其在解调设备和方法中的应用

技术领域

本发明涉及在移动通信环境中，例如码分多址(CDMA)型移动通信等，进行信号接收的解调技术。更具体地，本发明涉及可应用于具有码元速率加权的智能天线系统的接收指(finger)，采用该接收指的解调设备和方法，以及用于记录用来体现该方法的程序的计算机可读记录媒体。

背景技术

广泛认识到，作为有效地增加移动通信系统容量的工具的智能天线系统的重要性。一般来说，已经知道，智能天线系统可通过空间选择性接收而提高无线通信系统的性能，空间选择性接收可以降低或消除干扰信号，。

在通常的情形下，智能天线系统中所需的加权信息是从反向链路中的业务信道得到的。然而，用于解扩频(despreading)过程的积分区间不能取得足够长这一业务信道的固有特征，使得信息不可避免被劣化。

为了解决这一问题，有在1999年10月19日登记的、题目为“ReceivingApparatus and Method of Smart Antenna using Pilot Signals in CDMAMobile Telecommunication System”的韩国专利239177。在韩国专利239177中，每个天线单元处的信号与自适应权相乘，并被组合而产生阵列输出。该输出被以PN码解扩频并被适当地滤波。然而为了产生基准信号，被滤波的信号再次乘以同一PN码。专利239177中所公开的技术是基于从阵列输出与基准信号之间的差值产生的误差信号。该自适应过程通过借助于最小均方算法这一公知的技术使误差信号最小化，产生要与多个天线单元处的接收信号相乘的权。

然而这一方法的问题在于，要执行LMS算法，它实际上需要基准信号，用于产生在每个自适应步骤被最小化的差值。事实上，为了产生基准信号只需要将PN码乘以解扩频的接收信号的过程。这与接收或解调过程本身是绝对无关的。产生基准信号的过程必定会引起额外的延时和误差，以及由于PN码相乘所引起的复杂性。

作为另一个技术，有在2001年2月5日公布的、题目为“CDMA SignalDemodulator for an adaptive smart antenna system”的韩国专利申请1999-28020。在这一发明中，自适应智能天线系统中的CDMA信号解调器包含用于PN码捕获的搜索器库、产生精确定时信息的接收指库、产生解扩频数据的相关器库、产生要与接收信号相乘的权的波束形成参数计算机、通过使权与接收信号相乘产生阵列输出的波束形成乘法器、以及在时域中对准解扩频的数据的多径组合器。

这一技术的问题在于，它不提供每个块(或等价地，库)如何协同工作和互相接口。由该缺陷引起的一个实际的现象是不能实现初始PN码捕获。为了使韩国专利申请1999-28020中所示的智能天线系统按权利要求所述正确地工作，应当假设每个块所需的所有定时信息都由外部提供，这在实际情形下是不实际的。例如，为了使相关器库正确地工作，应当在开始阶段事先以某种方式实现初始PN码捕获及多径搜索，但这在实际情形下是绝对不实际的。更具体地说，韩国专利申请1999-28020公开的技术不能提供定时信息如何从搜索器库提供给相关器库以及波束形成参数计算机，以使得不能在适当的时间实现用于解扩频接收信号与计算权的相关。而且，不规定PN码捕获的详细的方法，在CDMA接收机中至关重要的多径组合也是绝不能实现的。

因而，韩国专利申请1999-28020中所示的系统在开始阶段必须从不精确的定时信息开始，这导致非常差的可靠性。此外，不精确的定时信息导致显著减慢了在权自适应时的收敛，即使其能够收敛。况且它几乎根本就不收敛。

另一个技术在2001年2月15日公布的、题目为“Smart AntennaSystem having a beam-former and an adaptive equalization combiner formultipath signals”的韩国专利申请1999-30463中被公开。这一技术的主要部分是波束形成可通过自适应波束形成算法被实现，而不是通过搜索器库的选择分集。

在这一技术以及前述的技术中，没有说明关于如何得到定时信息。更具体地，在这一技术中假设在开始阶段，即在码元级加权的解扩频过程之前的阶段，事先很好地获得搜索，但这在实际情形下绝对是不实际的。如同在先前的情形下，即，1999-28020的情形下，即使过程不是发散的，由于缺乏规定的搜索技术而引起的不精确的定时信息也必将引起权自适应中非常慢的收敛。慢的收敛将导致智能天线系统性能严重的降级。

此外，这一技术没有公开从而使任何有常识的普通人员理解自适应波束形成算法如何搜索所述权。

发明内容

本发明的提出是为了解决以上讨论的传统技术中的问题。本发明的目的是提供一种主要着重应用于智能天线系统的接收指，用于通过对业务信道承载的接收数据以码元速率用权进行加权而跟踪每个用户并提供高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的

本发明还提供使用以码元速率工作的接收指的智能天线系统的解调设备，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权进行加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明还提供使用以码元速率工作的接收指的智能天线系统的解调方法，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明还提供了一种计算机可读记录煤体，用于记录体现使用以码元速率工作的接收指的方法的程序，用于通过对业务信道中承载的接收数据用权加权而跟踪每个用户并实现高速宽带通信，该权是从反向链路的导频信道信号计算出来的。

本发明所属领域技术人员将容易从附图、本发明的详细说明、及权利要求书认识到本发明的其它目的和优点。

按照本发明的一个方面，提供了以码元速率工作的接收指，包括：解扰装置，它使用帧定时信息通过将基带数字信号乘以PN码而对基带接收信号进行解扰；导频积分装置，它通过积分来自所述解扰装置的解扰信号而产生导频信号；权矢量计算装置，它使用来自所述解扰装置及所述导频积分装置的信号产生权矢量；导频加权装置，用于通过把来自所述权矢量计算装置的权矢量乘以导频信号而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；沃尔什(Walsh)解扩频装置，用于通过在所述解扰装置的输出与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘后的信号而提供每个业务信道的接收的数据；以码元速率进行的业务信道加权装置，用于通过使用权矢量来加权来自沃尔什解扩频装置的每个业务信道信号；以及信道补偿装置，用于通过使用所述导频加权装置和业务信道加权装置的输出，对所述沃尔什解扩频装置的每个输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

此外，接收指还包括跟踪装置，该跟踪装置用于产生用于补偿在通信期间可能产生的所述路径延时的微小变化的帧跟踪信息。

而且，为了实现上述目的，本发明还提供了使用用于移动通信系统的以码元速率工作的接收指的解调设备，该解调设备包括：模拟-数字转换器(ADC)，用于通过过采样过程把已经被下变频到基带的模拟信号转换为相应的数字信号；搜索器，用于在通过在所述ADC的输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算搜索器能量时，把超过预置阈值的搜索器能量发送到锁定检测器；锁定检测器，用于通过使用从所述搜索器提供的所述相关能量，产生精确帧同步所需要的信号，包括帧复位信息(f_reset)、帧定时信息(f_timing)、帧停用信息(f_death)；以及至少一个接收指，用于以码元速率用权加权业务信道信号，该权是从反向链路的导频信道的接收数据得出的。

另外，在所述解调设备中采用的所述搜索器包括以下：信号处理方法，用于实现在给定的智能天线系统的每个天线信道上所述接收的数据的包络检测；相加方法，用于把在所述信号处理方法中得到的包络检测的结果相加在一起；以及输出方法，用于生成所述相加方法的结果作为非相干检测的最终输出。

为了实现上述目的，本发明还提供了使用用于移动通信系统的以码元速率工作的接收指的解调方法，该解调方法包括：第一步骤，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号而对接收信号进行解扰；第二步骤，产生通过积分解扰的信号而得到的导频信号，以便使用它来计算权；第三步骤，通过使用解扰的信号和导频信号计算权矢量；第四步骤，通过将权矢量与导频信号相乘而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；第五步骤，通过在解扰信号与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘后的信号而提供每个业务信道的接收的数据；第六步骤，通过使用每个信道的权矢量以码元速率加权每个业务信道信号；以及第七步骤，通过使用相位补偿信号，对加权的业务信号，补偿由于信道延时引起的相位失真。

为了实现上述目的，本发明还提供了一种计算机可读记录媒体，用于记录体现使用以码元速率工作的接收指的方法的程序，包括：第一功能，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号而对接收信号进行解扰；第二功能，产生通过积分解扰的信号而得到的导频信号，以便使用它来计算权；第三功能，通过使用解扰的信号和导频信号计算权矢量；第四功能，通过将权矢量与导频信号相乘而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；第五功能，通过在解扰信号与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘后的信号而提供每个业务信道的接收的数据；第六功能，通过使用每个信道的权矢量以码元速率加权每个业务信道信号；以及第七功能，通过使用相位补偿信号，对加权的业务信号，补偿由于信道延时引起的相位失真。

附图说明

从以下结合附图给出的优选实施例的说明，本发明的以上和其它目的与特征将显而易见，其中：

图1显示本发明中公开的以码元速率工作的所述接收指的框图的一个理想的实例；

图2显示配备有图1所示的所述接收指的所述解调设备的框图的一个实例；

图3描绘了本发明中公开的所述搜索器与所述跟踪器中使用的、称为“相位分集技术”的技术概念；

图4显示当S_l，k＝50且σ²＝1000时所述相位分集技术的性能。可以看到，在天线数增加时能量(Z_l，k)的分布更为集中；

图5显示当S_l，k＝0(没有想要的信号)且σ²＝1000时所述相位分集技术的性能。可以看到，在天线数增加时能量(Z_l，k)的分布更为集中；

图6显示所述相位分集用于工作在CDMA移动通信系统的反向链路中的所述搜索器的实例；

图7显示当处理增益(PG)，即所述导频信道积分的区间，为64且干扰数为50时，检测概率(P_D)及误报警概率(P_F)的理论性能；

图8显示当处理增益(PG)，即所述导频信道积分的区间，为64且干扰数为50时，检测概率及误报警概率的仿真性能；

图9显示当天线单元数为一时P_F与P_D的理论值；

图10显示当天线单元数为一时P_F与P_D的仿真值；

图11显示使用在本发明中公开的以码元速率工作的所述接收指的所述解调方法的理想实例的流程图；以及

图12显示在图11中码元速率加权自身过程中遇到了多大的延时。

具体实施方式

通过本部分给出的说明，将使上述本发明的目的、特征和精神更清晰。在说明本发明时，本发明通常所使用的传统技术的细节将不包括在本文献中，因为否则可能扰乱仅仅在本发明中公开的创新。本部分与附图一同提供采用在本发明中公开的技术的理想的实例。

图1显示在本发明中公开的以码元速率工作的所述接收指的框图的一个理想的实例。在图1中，110，120，130，140，150，160，170，和180分别代表解扰部件、导频积分部件、权矢量(波束形成参数)计算部件、导频加权部件、沃尔什解扩频部件、业务信道加权部件、信道补偿部件、和跟踪部件。

如图中所示，按照本发明的一个实例的所述接收指包括以下部件：解扰部件(110)，使用从所述接收指外部提供的所述帧定时信息通过将所述PN码与所述接收的信号相乘而对接收信号进行解扰；导频积分部件(120)，通过积分所述解扰部件(110)的输出，而产生所述导频信号，所述导频信号被用作所述权矢量计算部件的输入；权矢量(波束形成参数)计算部件(130)，通过使用分别从所述解扰部件(110)和导频信号生成部件提供的所述解扰信号和导频信号，而计算所述权矢量；导频加权部件(140)，通过把来自所述权矢量计算部件(130)的所述权矢量与所述导频信号相乘而产生补偿信道相位延时的相位补偿信号。

此外，本发明中提出的所述接收指还包括以下部件：沃尔什解扩频部件(150)，通过使用所述解扩频部件(110)的输出和相应的沃尔什码，提供每个业务信道(即，基本信道、专用控制信道、和在CDMA2000 1X的情形下的辅助信道)的接收的数据；业务信道加权部件(160)，用于对来自所述沃尔什解扩频部件(150)的码元速率的每个业务信道信号进行加权；信道补偿部件(170)，用于通过使用所述业务信道加权部件(160)的输出，对所述沃尔什解扩频部件(150)的每个输出，补偿由所述相位延时引起的相位失真。

此外，本发明还在以码元速率工作的所述接收指内提供所述跟踪部件(180)，它产生所述帧跟踪信息(f_trk)，以补偿路径延时的微小变化，使得在给定的所述接收指中能够实现跟踪的细调。

所述权矢量计算部件(130)，通过根据预置的算法过程处理所述接收信号而提供所述波束形成参数，即，所述权矢量。所述权矢量是复数值矢量，其实部和虚部在本文献中将分别以Weight_I和Weight_Q表示。当在给定的接收指中的PN码捕获丢失时，在所述锁定检测器中与所述搜索器相结合产生接收指停用信号(f_death)。为了当出现所述接收指停用信号(f_death)时，重新锁定PN码捕获，从所述锁定检测器产生f_reset，且然后所述权矢量计算部件(130)复位，使得所述权矢量计算部件(130)从初始阶段启动。

当将所述导频信号乘以所述权矢量时，希望通过计算相位延时而对所述导频信号进行加权，该相位延时是基准天线与每个天线单元之间的延时。

如前所述，提供精确的定时信息，即，所述接收信号与本地PN码之间的同步，对于精确解调CDMA数据是非常重要的。因而，所述跟踪部件(180)通过观察在接收信号与本地PN码的早先的和以后的解扰之间的能量差，产生所述帧跟踪信息(f_trk)。所述早先的和以后的相关的时间滞后的差值被预先设置为适当的量。在本文献中，早先的和以后的时间信息将分别被表示为第一和第二同步时间信息。

在所述跟踪部件(180)中，希望所述第一同步时间信息比所述帧定时信息(f_timing)要早0.2或0.5码片持续时间，而所述第二同步时间信息要比所述帧定时信息(f_timing)晚0.2或0.5码片。

在所述跟踪部件(180)中，所述定时信息是从通过对所述早先的和以后的解扰结果进行积分而得到的两个能量之间的差值中产生的，所述早先的和以后的解扰中分别使用所述第一和第二同步时间信息。或者，在所述跟踪部件中，还可通过对在所述权矢量与分别经过所述早先和以后的解扰过程得到的所述解扰的信号的积分之间的加权和进行平方，产生对应于早先的和以后的解扰的所述能量。所述跟踪部件中的另一方法是，还可通过对在所述权矢量与分别经过所述早先和以后的解扰过程得到的所述解扰的信号之间的加权和的积分进行平方，产生对应于早先的和以后的解扰的所述能量。

为了在所述跟踪部件(180)中得到所述帧跟踪信息(f_trk)，除了计算早先的和以后的相关的能量的所述差值以外，还可包括某些其它的处理，诸如对所述能量差值的低通滤波。

在所希望的本发明的实例中，在每个所述接收指中采用了DLL(数字锁相环)用于精细跟踪，以应对在通信期间路径延时的所述微小的变化。通过许多计算机仿真，已经发现，所述帧定时信息(f_timing)变化为比当前值早或晚1/3-1/8码片。

为了易于说明本发明公开的技术，我们以CDMA2000 1X解调设备作为使用所述接收指的实例。

参见显示所述接收指结构的一个想要的实例的图1，所述解扰部件(110)通过使用从图2A所示的所述锁定检测器提供的帧定时信息(f_timing)，将所述接收信号与所述PN码相关而对所述接收信号执行复数解扰，该接收信号的同相和正交相位分量分别用相应的PN码加扰。

所述导频积分部件(120)通过积分所述解扰数据而恢复所述导频信号，以便补偿信道的相位延时，且来自所述导频积分部件的输出被馈送到所述权矢量计算部件。所述导频积分部件也检测功率控制比特，并把帧能量信号(f_eng)提供到所述锁定检测器，以使得所述帧能量的当前值被发送到所述锁定检测器。在本文献中，所述导频积分部件和解扰部件的输出将分别表示为y-矢量和x-矢量。y-矢量通过x-矢量积分获得，以及在积分期间内x-矢量之一被馈送到权矢量计算部件。根据在所述权矢量计算部件中计算所述权矢量的所述算法过程，可以只使用x-或y-矢量中的一个矢量，而不使用它们二者。

所述权矢量计算部件(130)通过使用分别从所述解扰部件(110)与导频积分部件(120)提供的所述x-矢量和y-矢量，而产生所述权矢量(Weight_I，Weight_Q)。此外，所述权矢量计算部件(130)还可包括权矢量初始化部件。而且，所述权矢量计算部件(130)还可配备有从所述锁定检测器(参见图2)接收所述帧复位信号(f_reset)的附加部件，以便把所述权矢量复位为初始状态。

所述导频加权部件(140)通过将所述接收数据乘以所述权矢量并对相乘的结果进行求和而以所述码片速率，以一种使得天线单元之间的所述单元间相位差被补偿的方式产生所述阵列输出。

而且，在本发明的一个理想的实例中，所述沃尔什解扩频部件(150)包括以下部件：基本信道(为了简化将称之为“FCH”)沃尔什解扩频部件(151)，用于通过把所述阵列输出的所述解扰的结果与相应于所述FCH的、长度为16码片的所述沃尔什码相乘而恢复通过所述FCH传输的数据，以使得得到的数据的码元速率降低1/16码片速率(76.8kbps)；专用控制信道(为了简化将称之为DCCH)沃尔什解扩频部件(153)，用于通过把所述阵列输出的所述解扰的结果与相应于所述DCCH的、长度为16码片的所述沃尔什码相乘而恢复通过DCCH传输的数据，以使得得到的数据的码元速率降低1/16码片速率(76.8kbps)；辅助信道1(为了简化将称之为SCH 1)解扩频部件(155)，用于通过把所述阵列输出的所述解扰的结果与相应于所述SCH 1的、长度为16、8、4、或2码片的所述沃尔什码相乘而恢复通过SCH 1传输的数据，以使得得到的数据的码元速率降低1/16、1/8、1/4、或1/2码片速率(76.8kbps、153.6kbps、307.2kbps、或614.4kbps)；辅助信道2(为了简化将称之为SCH 2)解扩频部件(157)，用于通过把所述阵列输出的所述解扰的结果与相应于所述SCH 2的、长度为16、8、4、或2码片的所述沃尔什码相乘而恢复通过SCH 2传输的数据，以使得得到的数据的码元速率降低1/16、1/8、1/4、或1/2码片速率(76.8kbps、153.6kbps、307.2kbps、或614.4kbps)。

所述业务信道加权部件(160)包括以下部件：FCH加权部件(161)，使用码元速率加权，用于通过加权所述FCH而补偿基准天线的相位；DCCH加权部件(163)，使用码元速率加权，用于通过加权所述DCCH而补偿基准天线的相位；SCH 1加权部件(165)，使用码元速率加权，用于通过加权所述SCH 1而补偿基准天线的相位；SCH 2加权部件(167)，使用码元速率加权，用于通过加权所述SCH 2而补偿基准天线的相位。

所述信道补偿部件(170)分开地补偿由于与每个业务信道有关的所述路径延时所造成的所述相位失真，以使得所述信道补偿部件(170)包含多个所述信道补偿部件。例如，在CDMA2000 1X系统的情形下有四个所述信道补偿部件(171)、(173)、(175)、和(177)。

通过PN码捕获的所述细调提供精确的码片同步的所述跟踪部件(180)包括以下部件：复数解扰部件1(181)，用于把所述接收信号与相对于f_timing提前1/2码片的时间的所述PN码相乘(在本文献中这个解扰部件将表示为“早先的解扰部件”)；复数解扰部件2(183)，用于把所述接收信号与相对于f_timing滞后1/2码片的时间的所述PN码相乘(在本文献中这个解扰部件将表示为“以后的解扰部件”)；能量估计部件(185，187)，用于通过分别积分所述复数解扰部件1和复数解扰部件2(181，183)的结果而提供所述相关能量；以及跟踪信息(f_trk)生成部件(189)，用于通过比较所述能量估计部件(185，187)的结果的大小，而提供所述跟踪信息(f_trk)。在所述解扰部件中，在早先的和以后的解扰部件中分别相对于所述f_timing的所述提前的和滞后的时间，可以是不同于1/2的某个其它数值。一般来说，已经发现，可在0.2到0.5的范围内选择早先的和以后的时间。

为了所述本地PN码和所述接收的信号的码片同步的所述细调，需要所述能量估计部件(185，187)。在所述接收信号与所述本地PN码之间的能量水平的积分值，在完美的码片同步情形下具有最大值。

在所述跟踪信息(f_trk)生成部件(189)中，所述跟踪信息(f_trk)是通过比较从分别与所述早先的和以后的解扰部件有关的所述相关能量生成部件(185，187)提供的所述积分值而得到的。压控振荡器(VCO)可被使用来产生所述跟踪信息(f_trk)。

如以上详细描述的，主要着重于智能天线系统应用的CDMA接收机的所述接收指，通过用从反向链路中所述导频信道计算出的所述权以码元速率对在所述业务信道中承载的接收数据进行加权，而使得可能跟踪每个用户并提供高速宽带通信。

虽然在本文献理想的实例中，在所述智能天线系统的所述解调设备中有四个所述接收指分配给每个用户，但任何有常识的普通人员将会明白，在给定的情形下，指定给每个用户的所述接收指的数目可被设置为任何适当数目。

图2显示图1中所示的本发明中公开的所述接收指的应用的实例。显然，本发明中公开的所述接收指可被应用于在任何其他类型的通信环境中工作的所述解调设备，该其他类型的通信环境诸如WCDMA系统而不是CDMA2000 1X系统。图2所示的所述解调设备包括所述ADC(210)，所述搜索器(220)，所述锁定检测器(230)，所述接收指(240a-240d)，以及接收信号处理部件(250)。

如图2所示，采用以码元速率工作的所述接收指的所述解调设备包括：模拟-数字转换器(ADC)，用于通过在所述下变频后对接收的模拟信号进行过采样的过程而产生所述接收信号；和所述搜索器(220)，用于在通过所述ADC的输出与对应于所述导频信道的所述PN码之间的相关过程计算出所述搜索器能量时，把超过预置阈值的所述搜索器能量(或，等价地，所述相关能量)发送到锁定检测器。

此外，采用以码元速率工作的所述接收指的所述解调设备还包括所述锁定检测器(230)，用于通过使用从所述搜索器提供的所述相关能量，产生精确帧同步所需要的信号，诸如所述帧复位(f_reset)、所述帧定时(f_timing)、所述帧停用(f_death)信息。正如已在图1的先前的说明中描述的，所述解调设备包括至少一个所述接收指(240a-240d)，它还包括所述解扰部件(110)、所述导频积分部件(120)、所述权矢量计算部件(130)、所述导频加权部件(140)、所述沃尔什解扩频部件(150)、所述业务信道加权部件(160)、所述信道补偿部件(170)，以及所述跟踪部件(180)(本文献中它也表示为“跟踪器”)，以及所述接收信号处理部件(250)，它执行接收设备的传统的功能，诸如信号组合器，去交织器，软判决执行器，维特比(Viterbi)解码器，CRC(循环冗余码)校验器，涡轮码解码器，和/或其它类型的传统信号接收、估计、和/或检测部件。

如图2C所示，所述接收信号处理部件(250)包括：所述信号组合器，用于组合从多个所述接收指馈送的每个所述业务信号；去交织器，用于把接收数据重新安排回它们原来的顺序；软判决执行器，用于提供所述去交织数据的所述软判决；所述维特比解码器，用于解码卷积编码的数据；CRC校验器，用于检测帧误差等等，它们的结构与功能对于本领域技术人员是很常规的，因此在本文献中省略其详细说明。

此外，可适当地被采用来提高所述搜索器(220)的性能而不用计算所述权的技术，已经作为一个专利(作为韩国的20971专利)在2001年4月18日被提交。

此后，通过使用相关的附图提供关于所述接收指的更为详细的说明。

图3显示用于说明可被应用于所述搜索器(220)的所述相位分集技术的概念的概念性框图。为了易于说明，我们以第n个天线单元的接收数据的解调过程作为实例。从这里使用通过各种计算机仿真得到的相关的附图，更详细地说明已经用于本发明中公开的所述接收指的所述相位分集。设有M个波以不同的入射角射到所述智能天线系统。这对应于假设没有多径时M个用户向所述智能天线系统发送信号的情形。然而，在多径环境下，用户数大大小于M。在任一种情形下，由于通过单个路径，比如说第l路径，来传播的信号而产生的在所述智能天线系统的两个天线单元之间的相位差，可以写为入射角θ₁与单元间隔距离d的函数(θ₁，d)。因而，

[公式1]

相相位差＝(θ₁，d)

设第l路径承载想要的信号，且第一天线单元是基准单元。则，分别被表示为I_n，k和Q_n，k的在所述第n天线单元的第k个分支处的所述接收信号的I-和Q-分量的所述想要的和不想要的部分，可被写为

[公式2]

[公式3]

 其中φ_m是与第m个路径相关的载波相位延时，且S_m，k是通过第m路径传播的、在所述基准天线单元的第k个分支处的所述接收信号的幅度。应当注意，公式(2)和(3)的第一项是所述想要的信号，而第二项是所述干扰，因为第l路径承载所述想要的信号。为了简化起见，忽略噪声项。如果假设入射角{θ_m}是均匀分布的相互独立的随机变量，则对于充分大的M，所述干扰项，即公式(2)和(3)的第二项，是相互独立的高斯随机变量。则公式(2)和(3)可重新写为

[公式4]

I_n，k＝G[S_l，k cos(Θ_n，l)，σ²]

[公式5]

Q_n，k＝G[S_l，k sin(Θ_n，l)，σ²]

其中G[μ，σ²]表示均值为μ、方差为σ²的高斯随机变量，其中所述方差由在接收侧测量的所述干扰功率的总和确定，且Θ_n，l＝φ_l+(n-1)(θ₁，d)。

所述相关能量是从所述非相干包络检测的I-和Q-分量的平方和得到的。以Z_k表示与第k个分支有关的所述相干能量，在所述“相位分集技术”(申请日为2001年4月18日的韩国待决专利20971)中要求保护：每个所述相关能量应当是从每个天线单元得到的所有对应的I-和Q-分量的和中得出的，即，

[公式6]

$Z_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[{I_{n,k}}^2+{Q_{n,k}}^2]$ 对于k＝1，2，...，K

所述相关能量Z_k的概率密度函数(PDF)可写成为

[公式7]

$p_{Z_k}\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2{b}_k)}^{(N-1)/2}}{2{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b_k+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{b_k\mathrm{\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right),$ 对于α≥0

$=0,$ 对于α＜0

其中非向心性(non-centrality)参数b_k＝NS_k ²/σ²与I_N-1(·)是N-1阶第一类修正贝塞尔(Bessel)函数。注意，当S_k＝0时，b_k成为零。这表示在第k分支处所述想要的信号的幅度何时为零。因而，当在第k分支处没有所述想要的信号时，所述相关能量Z_k是中心卡方随机变量。对于这种情形，所述相关能量Z_k的所述PDF为，

[公式8]

$p_{Z_k}\left(\mathrm{\α}\right)=\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2}$

其中Γ(·)表示伽马函数。

所述中心卡方随机变量的所述均值为2Nσ²而其方差为4Nσ⁴。对于非中心卡方的情形，所述均值为N(2σ²+S²)且所述方差为4Nσ²(σ²+S²)。所述相关能量Z_k的所述均值与所述方差随天线单元数目的增加而线性增加。这意味着，所述非相干检测的性能随所述智能天线系统中所述天线单元数目的增加而线性提高。因而，所述相位分集技术通过所述相关能量Z_k使得信号干扰比(SIR)增加近N-倍，其中N是所述智能天线系统中所述天线单元数目。重要的是在实现所述相位分集增益时没有涉及到所述权计算。

图4和5显示天线单元数目从1到4变化时相关能量Z_k的所述概率分布。图4显示S_k＝50，σ²＝1000的情形，这意味着存在有所述想要的信号；而图5显示S_k＝0，σ²＝1000的情形，这意味着没有所述想要的信号。图6显示在引入所述相位分集技术的CDMA系统的实例中使用的所述搜索器的框图。图6中，P_I(t-τ)和P_Q(t-τ)分别表示对应于通过所述第l路径射到所述智能天线系统的所述想要的信号的所述PN码的I-和Q-分量。所述PN码捕获的目的是要找出所述定时信息，更具体地，P_I(t-τ)和P_Q(t-τ)中时滞τ的值，它提供所述相关中的峰值。在下标k被删除时，所述相关能量Z可重写为

[公式9]

$Z=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[{I_n}^2+{Q_n}^2].$

考虑以下两个前提：

H₁：捕获被实现

H₀：捕获没有实现

这时，在这些前提下的条件概率为

[公式10]

$p_Z\left(\mathrm{\α}\right|H_0)=\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2},$

[公式11]

$p_Z\left(\mathrm{\α}\right|H_1)=\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^{2}b)}^{(N-1)/2}}{2{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{\mathrm{b\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right),$

其中在(10)式中σ²＝2TM，  在(11)式中σ²＝2T(M-1)，且b＝2TM/(M-0.5)，T是计算所述相关能量时的所述积分区间。根据(10)式和(11)式，单同步测试中的检测概率和误报警概率可分别给出为

[公式12]

$P_F=\mathrm{Pr}\{Z>{\mathrm{\β}}_T|H_0\}$ 当σ²＝2TM

$={\∫}_{{\mathrm{\β}}_T}^{\∞}\frac{1}{{\left({\mathrm{\σ}}^2\right)}^N{2}^N\mathrm{\Γ}\left(N\right)}{\mathrm{\α}}^{(N-1)}{e}^{-\mathrm{\α}/2{\mathrm{\σ}}^2}\mathrm{d\α}$

[公式13]

$P_D=\mathrm{Pr}\{Z>{\mathrm{\β}}_T|H\}$ 当σ²＝2T(M-1)

$={\∫}_{{\mathrm{\β}}_T}^{\∞}\frac{{(\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^{2}b)}^{(N-1)/2}}{2{\mathrm{\σ}}^2}{e}^{-\frac{1}{2}(b+\mathrm{\α}/{\mathrm{\σ}}^2)}{I}_{N-1}\left(\sqrt{\frac{\mathrm{b\α}}{{\mathrm{\σ}}^2}}\right)\mathrm{d\α}$

对β_T解方程(12)和(13)，可得到对于所述检测概率和误报警概率的理论值。图7显示从公式(12)和(13)得到的所述检测和误报警概率的所述理论值，而图8显示对于从蒙特卡罗(Monte Carlo)仿真得到的实际情形的相应结果。在图7和图8中，所述积分区间T被以这样一种方式设置，使得在所述积分区间中的码片数为64。这意味着在是所述搜索过程期间采用64的处理增益。所述干扰的数目被设置为50。图9和10显示是所述干扰数目的函数的对于单天线系统的所述检测概率和误报警概率。值得注意的是，在给定的CDMA接收机中搜索器的性能通过所述相位分集技术被明显提高。例如，如图8所示，引入所述相位分集技术的、具有四个天线单元的所述智能天线系统，可容忍50个所述干扰，而传统的一个天线的系统只能容忍20个所述干扰用户，才能保持可比较的搜索性能。这意味着，对于所述PN码捕获，通信容量增加将近2.5倍。这一改进是由于在4天线单元的所述智能天线系统中通过所述相位分集技术得到的4dB的SIR的增益造成的。

所述相位分集技术的主要贡献在于，能够使所述智能天线系统工作性能胜过普通的一个天线的系统，甚至从所述最佳权矢量是不可得到的初始阶段开始。

具有上述结构和功能的所述解调设备，使得在所述智能天线系统中可能通过对在所述业务信道中承载的所述接收数据用所述权以码元速率加权而精确地跟踪每个用户并提供高速宽带通信，所述权是从反向链路的所述导频信道计算出的。

所公开的所述解调设备用于每个用户的信道卡。例如，在本文献中介绍了在每个用户的信道卡中具有四个所述接收指的所述信道卡。然而，本领域的任何人员清楚，在每个用户处被指定的所述接收指的数目可按给定的信号环境和/或方便性以任何适当的选择被设置。

图11显示在本发明中描述的使用其中以所述码元速率加权所述接收信号的所述接收指的所述解调方法的流程图。图12显示在采用以所述码元速率工作的所述接收指的所述解调过程中遇到了多大的处理延时。

根据图11，本发明公开的所述解调方法可解释如下：在所述复数解扰器(501)中，使用所述帧定时信息(f_timing)，通过将所述接收信号与所述PN码相乘，来解扰所述接收信号。然后，通过积分(503)所述解扰数据而产生所述导频信号，以便用作用于计算所述权矢量的输入信号。根据所述解扰的接收信号和所述导频信号计算(507)所述波束形成参数，即，所述权矢量。对于得到所述权矢量所需要的计算时间取决于在所述权矢量计算部件中所使用的处理器和算法，虽然它在本发明所示的实例中被描述为单个抽点(snapshot)时间间隔。

当在所述导频加权部件中将所述接收信号乘以所述权矢量之后，把相乘的结果相加在一起，以产生加权的导频信号(509)。当所述导频信号乘以所述权矢量时，最好是通过计算相位延时而对所述导频信号进行加权，该相位延时是在基准天线与每个天线单元之间的延时。

然后，通过将所述阵列输出与指定给每个对应的信道的每个沃尔什码进行相关，业务信道中的每个信号被分开地恢复(505)。而且，用于补偿所述相位失真的所述加权的导频信号被分开地加到每个业务信道，以产生相位补偿的数据(513)。

图12中，写成为x1，x2，...，x8的时间间隔表示用于在所述导频信号生成部件(120)中对所述接收信号进行解扰的所述积分区间。所述积分的结果分别表示为y1，y2，...，y7。

所述权矢量计算部件(130)接收两个输入，一个是所述x_矢量而另一个是y_矢量。由于所述y_矢量是所述x_矢量的积分结果，图12中的y1是在相应的x1的所述积分完成之后才能得到。类似地，由于权矢量w1使用所述x1和y1，所述权矢量w1是在消耗另一个计算时间之后才能得到的，为了易于说明起见，假设该另一个计算时间是一个抽点时间间隔)。与导频积分部件(12)的输出y2相乘的所述权矢量w1，被使用来对被表示为x31的码元持续时间进行信道补偿。

根据以上，分析了在持续时间x1内的接收信号被施加到延时了两个计算时间的x3上。这一结果来自在每个块之间没有缓冲块的条件。如果在本发明中使用缓冲块，则即使得到结果的时间被延时(当w1施加到x1持续时间时，由于需要两个计算时间，信道补偿的时间被延时)，仍能够避免由于延时了两个计算时间的x3所造成的性能降级。

根据本发明的处理装置能够通过软件实现，并被记录在能够通过计算机程序读取而实现的记录媒体(CD-ROM，ROM，RAM，软盘，硬盘，磁光盘等等)上。

本发明以工作在CDMA2000(称为IS-2000或IMT-2000)上的设备作为实例，但显然，本发明中公开的所述接收指可应用于诸如WCDMA的系统。而且，所述业务信道的数据速率是为了有助于理解本发明的意义，而不是限于CDMA2000系统。

通过在3G移动通信系统中使用所述导频信号，能够计算最佳权矢量，因为所述业务信号和所述导频信号是从移动台发送的。码元速率加权是可行的，因为使用所述导频信号的最佳权矢量在沃尔什解扩频后被施加到每个业务信道。如果把码元速率加权和码片速率加权进行比较，则码元速率加权有以下性质：在码元速率加权中，所需的复数解扰部件的数目是与天线单元的数目相同的，并且权的施加速度降低到码元速率，以及当检测到用于信道补偿的导频信号时，另一个积分是不必要的，因为解扩频的导频信号被加权。另外，在码元速率方法中在计算出的权矢量与计算出的权矢量要加到的接收信号之间的时间差比起码片速率加权方法来说更快速。

根据本发明，由于加权信息是从可具有长的积分区间的导频信道中提取的，能够显著地减小干扰，且通信容量能够增加。而且，当使用所述相位分集技术时，能够提高搜索器与跟踪器的性能。由于通过将从阵列天线接收的导频信号与从权矢量计算部件得到的权矢量相乘而实现精确的相位补偿，因此，显著提高了系统性能。

在涉及到本发明的技术领域中，具有大学毕业程度的普通知识的任何人员将会认识到，有可能从本文献的附图和说明中作出不背离本发明的范围的任何变化或修改。

Claims (24)

1.一种以码元速率工作的接收指，包括：

解扰装置，它使用帧定时信息通过将基带数字信号乘以PN码而对基带接收信号进行解扰；

导频积分装置，它通过积分来自所述解扰装置的解扰信号而产生导频信号；

权矢量计算装置，它使用来自所述解扰装置及所述导频积分装置的信号产生权矢量；

导频加权装置，用于通过把来自所述权矢量计算装置的权矢量乘以导频信号而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；

沃尔什解扩频装置，用于通过在所述解扰装置的输出与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘的信号而提供每个业务信道的接收的数据；

以码元速率进行的业务信道加权装置，用于通过使用权矢量来加权来自沃尔什解扩频装置的每个业务信道信号；以及

信道补偿装置，用于通过使用所述导频加权装置和业务信道加权装置的输出，对所述沃尔什解扩频装置的每个输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

2.根据权利要求1的接收指，还包括跟踪装置，该跟踪装置用于产生用来补偿路径延时中的微小变化的帧跟踪信息。

3.根据权利要求2的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过积分早先的和以后的解扰的结果而得到的，在所述的早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息。

4.根据权利要求2的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对经由早先的和以后的解扰提供的解扰信号的积分的加权和值求平方而得到的，在所述早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息。

5.根据权利要求2的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过对权矢量与经由所述早先的和以后的解扰提供的解扰信号之间的加权和值的积分的结果求平方而得到的，在所述的早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息。

6.根据权利要求3、4或5的接收指，其中所述跟踪装置从两个能量之间的差中产生帧跟踪信息，这两个能量是通过积分所述早先的和以后的解扰的结果而得到的，在所述的早先的和以后的解扰中分别使用第一和第二同步时间信息，该帧跟踪信息是在对所述两个能量之间的所述差值进行滤波后产生的。

7.根据权利要求3、4或5的接收指，其中用于所述早先的解扰的第一同步时间信息比帧定时信息早大约0.2到0.5码片持续时间，而用于所述以后的解扰的第二同步时间信息比帧定时信息晚大约0.2到0.5码片持续时间。

8.根据权利要求1或2的接收指，其中所述解扰装置通过使用从外部接收指提供的接收指定时信息(f_timing)，将数字状态的接收信号(I_rx，Q_rx)与本地PN码相乘。

9.根据权利要求1或2的接收指，其中所述导频积分装置通过在预置的时间段内积分所述解扰装置的输出，即y矢量信号，来恢复导频信号，该导频信号将用作为权矢量计算装置的输入。

10.根据权利要求9的接收指，其中所述权矢量计算装置通过使用x矢量信号和y矢量信号产生权矢量(Weight_I，Weight_Q)。

11.根据权利要求10的接收指，其中当PN码捕获丢失时，所述权矢量计算装置在收到由接收指停用信号(f_death)生成的帧复位信号(f_reset)时被复位到初始状态，以使得可以从初始状态重新开始对于丢失路径的PN码捕获。

12.根据权利要求9的接收指，其中所述导频加权装置，通过使用来自所述权矢量计算装置的权矢量而计算与在每个天线单元处想要的信号有关的相位延时，以便补偿每个业务信道的相位延时。

13.根据权利要求1或2的接收指，其中所述沃尔什解扩频装置包括：

基本信道(FCH)解扩频装置，用于通过把阵列输出的所述解扰的结果与对应于所述FCH的沃尔什码相乘而恢复通过基本信道(FCH)传输的数据；

专用控制信道(DCCH)解扩频装置，用于通过把阵列输出的所述解扰的结果与对应于所述专用控制信道(DCCH)的沃尔什码相乘而恢复通过专用控制信道(DCCH)传输的数据；

辅助信道1(SCH1)解扩频装置，用于通过把阵列输出的所述解扰的结果与对应于所述辅助信道1(SCH1)的沃尔什码相乘而恢复通过辅助信道1(SCH1)传输的数据；以及

辅助信道2(SCH2)解扩频装置，用于通过把阵列输出的所述解扰的结果与对应于所述辅助信道2(SCH2)的沃尔什码相乘而恢复通过辅助信道2(SCH2)传输的数据。

14.根据权利要求13的接收指，其中所述业务信道加权装置包括：

基本信道(FCH)加权部件，用于通过以码元速率加权基本信道(FCH)而补偿基准天线的相位；

专用控制信道(DCCH)加权部件，用于通过以码元速率加权专用控制信道(DCCH)而补偿基准天线的相位；

辅助信道1(SCH1)加权部件，用于通过以码元速率加权辅助信道1(SCH1)而补偿基准天线的相位；以及

辅助信道2(SCH2)加权部件，用于通过以码元速率加权辅助信道2(SCH2)而补偿基准天线的相位。

15.根据权利要求14的接收指，其中所述信道补偿装置被设置用于补偿由于与业务信道，即基本信道(FCH)、专用控制信道(DCCH)、辅助信道1(SCH1)、和辅助信道2(SCH2)的每个信道相关的路径延时而引起的所述相位失真。

16.根据权利要求15的接收指，其中所述跟踪装置包括：

第一复数解扰装置，用于将接收信号与相对于f_timing提前1/2码片时间的PN码相乘；

第二复数解扰装置，用于将接收信号与相对于f_timing滞后1/2码片时间的PN码相乘；

第一和第二能量估计装置，用于通过分别积分所述早先的解扰器和以后的解扰器的结果而提供相关能量；以及

跟踪信息(f_trk)生成装置，用于通过比较所述第一和第二能量估计装置的结果的大小而提供跟踪信息(f_trk)。

17.一种使用用于移动通信系统的、以码元速率工作的接收指的解调设备，包括：

模拟-数字转换器(ADC)，用于通过过采样过程把已经被下变频到基带的模拟信号转换为相应的数字信号；

搜索器，用于当通过所述模拟-数字转换器(ADC)的输出与对应于导频信道的PN码之间的相关过程计算搜索器能量时，把超过预置阈值的搜索器能量发送到锁定检测器；

锁定检测器，用于通过使用从所述搜索器提供的所述相关能量，产生精确帧同步所需要的信号，这些信号包括帧复位信息(f_reset)、帧定时信息(f_timing)、帧停用信息(f_death)；以及

至少一个接收指，用于以码元速率用权加权业务信道信号，该权是从反向链路的导频信道的接收数据得出的。

18.根据权利要求17的解调设备，其中所述接收指包括：

解扰装置，它使用帧定时信息通过将基带数字信号乘以PN码而对基带接收信号进行解扰；

导频积分装置，它通过积分来自所述解扰装置的解扰信号而产生导频信号；

权矢量计算装置，它使用来自所述解扰装置及所述导频积分装置的信号产生权矢量；

导频加权装置，用于通过把来自所述权矢量计算装置的权矢量乘以导频信号而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；

沃尔什解扩频装置，用于通过在所述解扰装置的输出与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘的信号而提供每个业务信道的接收的数据；

以码元速率进行的业务信道加权装置，用于通过使用权矢量来加权来自沃尔什解扩频装置的每个业务信道信号；以及

信道补偿装置，用于通过使用所述导频加权装置和业务信道加权装置的输出，对所述沃尔什解扩频装置的每个输出，补偿由相位延时引起的相位失真。

19.根据权利要求18的解调设备，其中所述接收指还包括：跟踪装置，该跟踪装置用于从两个能量之间的差产生帧跟踪信息，这两个能量是通过积分所述早先的和以后的解扰的结果而得到的，在所述早先的和以后的解扰中分别使用所述第一和第二同步时间信息，以便产生用来补偿路径延时中的微小变化的帧跟踪信息。

20.根据权利要求17的解调设备，其中所述搜索器包括：

接收信号处理装置，用于实现接收数据的包络检测，以使得在每个天线信道处得到相关能量；

加法装置，用于把从所述接收信号处理装置得到的、在每个天线信道处的相关能量相加在一起；以及

输出装置，用于产生所述加法装置的结果作为非相干检测的最终输出。

21.根据权利要求20的解调设备，其中所述接收信号处理装置包括：

第一计算装置，用于通过将沿I-信道和Q-信道的处理结果的平方的结果相加而计算在每个天线信道处的所述相关能量的幅度；以及

第二计算装置，用于将每个天线信道处的所述相关能量的计算出的幅度的结果相加在一起。

22.一种使用用于移动通信系统的、以码元速率工作的接收指的解调方法，包括：

第一步骤，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号而对接收信号进行解扰；

第二步骤，产生通过积分解扰的信号而得到的导频信号，以便使用它来计算权；

第三步骤，通过使用解扰的信号和导频信号计算权矢量；

第四步骤，通过将权矢量乘以导频信号而产生补偿信道的相位延时的相位补偿信号；

第五步骤，通过在解扰信号与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘的信号而提供每个业务信道的接收的数据；

第六步骤，通过使用每个信道的权矢量以码元速率加权每个业务信道信号；以及

第七步骤，通过使用相位补偿信号，对加权的业务信号，补偿由于信道延时引起的相位失真。

23.根据权利要求22的解调方法，其中所述第四步骤，在通过相位延时估计而精确地计算出所述导频信号后，将权矢量与所述导频信号相乘。

24.一种计算机可读记录媒体，用于记录体现使用以码元速率工作的接收指的方法的程序，包括：

第一功能，使用帧定时信息(f_timing)通过将PN码乘以接收信号而对接收信号进行解扰；

第二功能，产生通过积分解扰的信号而得到的导频信号，以便使用它来计算权；

第三功能，通过使用解扰的信号和导频信号计算权矢量；

第四功能，通过将权矢量与导频信号相乘而产生补偿信道相位延时的相位补偿信号；

第五功能，通过在解扰信号与相应的沃尔什码相乘后，在相应的码长度时间内积分每个信道的相乘的信号而提供每个业务信道的接收的数据；

第六功能，通过使用每个信道的权矢量以码元速率加权每个业务信道信号；以及

第七功能，通过使用相位补偿信号，对加权的业务信号，补偿由于信道延时引起的相位失真。

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