CN1543643A - 减小摆动信号噪声的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于恢复包括在光存储媒体(34)的摆动磁迹(36)上的信息(INF)的方法和电路。本发明的一个目的是描述一种方法，其中用于从光存储媒体(34)上读取和/或向光存储媒体(34)上写入的装置，能够校正摆动信号(TW)的扰动数据信号分量(AS)，即使扫描频率和最低信号频率彼此接近的时候。根据本发明，该目的这样实现：根据来自用于读取包括在光存储媒体(34)的磁迹(36)上的数据的光检测器(1)的两个检测器部分(1A+1D，1B+1C)的信号(A+D，B+C)，具有在从光存储媒体上读取和/或向光存储媒体上写入装置的操作期间动态调节的加权因数(K1，K2)。为了调节加权因数(K1，K2)，所获得的扫描频率(TW)与数据信号(HF)相关联。

Description

减小摆动信号噪声的方法

技术领域

本发明涉及一种恢复包括在光存储媒体的摆动磁迹上的信息的方法和电路。

例如，这些方法被用在从和/或向具有摆动磁迹的光存储媒体读出和/或写入，以便从摆动磁迹中获得地址信息或者使用摆动频率以生成写入时钟。

背景技术

通常，在圆盘形并适于从和/或向其读出和/或写入的光存储媒体中，形成有多个刻蚀的磁迹，这些磁迹表现为交错螺旋或者同心圆。尤其是在适于写入的光存储媒体的情况下，附加地，刻蚀的磁迹以特定的形状摆动，以便找到媒体上的特定位置。这意味着，所述磁迹不是以近似直线的形式、而是以曲线的形式刻蚀的。举个例子，这些曲线的形状可以包括用于识别所述光存储媒体上特定位置的地址信息。有不同的方法用于编码，其例子包括频率调制或相位调制。而且该摆动信号也用于旋转速度信息或者表示写数据速率。

通常，磁迹摆动的调制移位保持较小，因此对磁迹控制和数据信号读取质量没有明显的影响。因此，调制移位的幅值被保持在磁迹间隔的百分之几的级别上。此外，将调制频率设计为处在这样的频带之中，即该频带通常高于所述跟踪调节器的上限截止频率，但低于所述数据信号的最低信号频率。然而，小的调制移位意味着从它获得的摆动信号的信噪比相对低。否则，被编码的信息以及基本频率应当能够被编码并且能够被可靠地还原，从而允许可靠地读取和写入。因此必须有效抑制扰动噪声成分。

US5,717,679公开了一种能够校正由摆动磁迹的任何偏心所导致的摆动信号中的噪声成分的系统。针对该目的的电路使用可变增益放大器，以补偿两个检测器部分的不同发光电平。该系统基于CD-R技术并使用22.05kHz的摆动频率。由于数据信号的最低信号频率为934kHz，所以，借助于也是在US5,717,679中披露的一个低通滤波器可以很容易地消除也是存在于所述摆动信号中的这些数据信号分量。这种已知系统的一个缺陷是，在例如使用DVD技术(摆动频率为825kHz)的情况下，当使用接近于最低信号频率的摆动频率时，低通滤波是不可能的。因此，利用所公开的系统不能消除高摆动频率处的扰动数据信号分量。

发明内容

本发明的目的之一是描述一种在用于从光存储媒体读取和/或向光存储媒体写入的装置中使用的方法，利用该方法，即使是在摆动信号频率与最低信号频率彼此接近时也能够去除摆动信号中的扰动数据信号分量，。

根据本发明，该目的是如下实现的：来自从中获得摆动信号的一个光检测器的两个检测器部分的信号被提供有加权因数，所述光检测器被用于读出包含在光存储媒体的磁迹中的数据，所述加权因数在装置操作期间被动态地调节。为调节该加权因数，在所获得的摆动信号中的数据信号分量被链接到所述数据信号上。加权因数的动态调节具有下述优点，即，即使是在操作期间所述光检测器的发光电平发生任何变化，在摆动信号中的数据信号分量能够始终被最佳的抑制。

根据本发明，来自光检测器的两个检测器区域的信号具有彼此相对的加权因数。这具有一个优点，即，从来自两个检测器区域的信号之间的差获得的摆动信号的幅值不受加权因数的影响。

根据本发明，所述数据信号在链接到所述数据信号分量之前被数字化，从而所述链接处理被作为同步解调处理执行。使用数字化的数据信号的优点是同步解调表示乘以±1，并且这在技术上是容易实现的。

在确定数据信号分量之前，摆动信号被有益地格式化。例如这可以借助于一个平均和信号或者来自一个检测器的一半的信号进行。结果，所述摆动信号的幅值几乎与光扫描器中光源的光能或者在光存储媒体上的反射几乎无关。用于动态调节所述加权因数的控制回路的反应时间则同样几乎不依赖于这些变量。使用所述平均和信号的优点之一是在用于从光存储媒体中读取和/或向光存储媒体中写入的装置中，这些平均和信号通常已经是可用的。

在根据本发明的另一种方法中，利用来自两个检测器部分并借助于它们各自的平均和信号单独格式化的所述信号可以使所述摆动信号的幅值保持为常数。

根据本发明，通过使用上述方法之一的电路，消除了摆动信号的扰动数据信号分量。

根据本发明的方法或者根据本发明的电路被有益地用于在从光存储媒体中读取和/或向光存储媒体中写入的装置中恢复包含在光存储媒体中的摆动磁迹中的信息。

附图简述

下面将参考优选范例性实施例以及使用图1至9解释本发明。有益的范例性实施例的组合当然在本发明的适用范围内。图中相同的参考标记表示同样的成分和信号。图中：

图1：表示根据现有技术获得摆动信号的装置；

图2：表示根据本发明用于自动调节加权因数的装置；

图3：表示根据图2的装置的变化；

图4：表示根据图2的具有数据信号幅值调节的装置；

图5：表示根据图2的具有被格式化的数据信号的装置；

图6：表示根据图2的具有被格式化的摆动信号的装置；

图7：表示根据图2的具有摆动信号的幅值调节的装置；

图8：表示根据图2的具有被格式化的两个检测器部分的信号的装置；以及

图9：表示用于从光存储媒体读取和/或向光存储媒体写入的装置，其中具有根据本发明用于自动调节加权因数的装置。

具体实施方式

图9示出了了用于从光存储媒体34读取和/或向光存储媒体34写入的装置，它具有根据本发明用于获得包括在光存储媒体的摆动磁迹36中的信息INF的装置38。由光源30发射的扫描光束40由校准器31校准，由光束分离器32偏转。物镜33将扫描光束40聚焦到载有信息的光存储媒体34的层35的摆动磁迹36上。从载有信息的层上反射的扫描光束40由物镜33校准，并借助于成像单元37在光检测器1上成像。通过根据本发明的用于恢复包括在光存储媒体34的摆动磁迹36中的信息INF的装置38，跟踪误差信号TW’和信息INF从来自光检测器1的信号A，B，C，D获得。该跟踪误差信号TW’被提供给跟踪调节器39，其本身保证扫描光束40移动得尽可能接近摆动磁迹36的磁迹中心。

图1示出了用于获得摆动信号TW的装置，根据现有技术，其被解码单元8用于将包括在光存储媒体34中的摆动磁迹36中的信息INF解码。获得该信号的基础是链接来自光检测器1的信号A，B，C，D。这利用了如下特征，即，图9所示照射在光存储媒体34上的扫描光束40导致可以使用推挽式跟踪控制方法的效应。该效应基于在磁迹36边缘处发生衍射效应，从而不仅是在从载有信息的存储器层35在光检测器1方向上反射的垂直光束(第零阶)，还有较高阶的光束都不是正好以和存储层35的表面垂直反射的。在这种情况下，物镜33通常被用于采集所反射的第零阶和第±1阶光束，并且将它们在光检测器1上成像，光检测器1被细分为至少两个区域1A+1D，1B+1C。在该处理中，不同强度的破坏性干涉在第零阶和第±1阶之间的重叠区域中形成，作为跟踪位置的函数，并且以跟踪误差信号TW’的形式估计。因此生成的跟踪误差信号TW’是指推挽式跟踪误差信号。

为了获得该跟踪误差信号TW’，来自光检测器1的输出信号A，B，C，D首先被放大器2全部放大，然后被链接，例如图1所示。该光检测器1通常被细分为四个区域1A，1B，1C，1D，以便同时获得除了跟踪误差信号TW’之外的聚焦误差信号(未示出)。然而，为了使用推挽效应获得跟踪误差信号TW’，将光检测器1细分为右侧一半1B+1C和左侧一半1A+1D就已经足够，并且来自这两个检测器部分的输出信号彼此互减。在四象限检测器的情况下，这是利用加法器4，5首先执行逻辑操作(A+D)和(B+C)进行的。差信号(A+D)-(B+C)则通过差动放大器6形成。然后，以这种方式获得的差信号(A+D)-(B+C)被提供给跟踪调节器39，作为跟踪误差信号TW’。这一部分的跟踪调节器39确保扫描光束40移动得尽可能接近预定磁迹36的磁迹中心。

为了对包括在光存储媒体34的摆动磁迹36中的信息INF解码，或者为了形成写入时钟，摆动信号TW被提供给解码单元8，作为一个例子，该解码单元8发射地址信息和/或写入时钟。该摆动信号TW本身是借助于滤波器7对推挽式跟踪误差信号TW’滤波形成的。

另一方面，利用在加法器3中进行加法根据光检测器1的输出信号A、B、C、D形成表示光存储媒体34的信息内容的数据信号HF。为了允许利用所述光检测器信号A，B，C，D的加法进行检测，通过写入明/暗对照或者在光存储媒体34上刻蚀所谓的凹点来存储该信息。

如果扫描光束40跟随一个刻蚀磁迹36的中心，该扫描光束40在载有信息的光存储媒体34的层35上被反射，从而在理想情况下，圆形光点在光检测器1上成像，在其侧边可以看到了已经介绍过的由推挽效应导致的干涉。光点的整体强度由扫描光束40照射到的区域的亮度对照来调制。

由于通过生成亮度差的结构来存储数据，因此调制了光点的强度，从而对应于存储层35上的数据。理想情况下，这是在两个检测器部分1A+1D和1B+1C上以同步方式执行的。由于从中得到的跟踪误差信号TW’和摆动信号TW是从检测器部分1A+1D，1B+1C的信号之间的差(A+D)-(B+C)得到的，在差动放大器6进行的减法处理期间，抵消了由亮度对照生成的数据信号分量。然而，如果扫描光束40在光检测器1上的成像不是理想的轴对称，那么数据信号分量AS被添加在表示摆动磁迹36的预期的信号分量中。这导致不可能像前面那样估计那些由摆动磁迹36生成的信号分量，因此在地址估计中生成误差。

如果来自光检测器1的两个部分1A+1D，1B+1C的输出信号(A+D)，(B+C)之间的加权在差动放大器6作减法处理之前有变化，将获得改进，从而在光检测器1的两个部分1A+1D，1B+1C上抵消了交替光幅值的对照依赖成分。

至此，四个光检测器信号A，B，C，D首先都被放大器2放大。然后，通过在加法器4、5中求和生成两个信号元素(A+D)，(B+C)，并且这些重现了在光检测器1的1A+1D，1B+1C各自部分上的调制。在随后的减法处理之前，信号(A+D)通过具有可调增益K1的放大器9K1，从而根据下列关系式生成差信号TW’：

          TW’＝K1×(A+D)-(B+C)

作为在减法处理之前正被设置给相同幅值的差动调制的结果，所述加权处理生成将被成像到所述检测器1A+1D和1B+1C上的所述数据信号分量，从而它们能够彼此删除。这可以等效的方式通过使所述信号(B+C)经过具有可调增益K2的放大器9K2来实现，对应于下述的信号计算：

          TW’＝(A+D)-K2×(B+C)

这两个方案的共同特征是所述差信号TW’的生成幅值被作为加权因数K1、K2设置的函数而改变。这可以通过两个信号(A+D)、(B+C)被加权和通过使加权因数K1、K2彼此相互匹配为K2＝1-K1来避免。由此，使用下面的信号计算：

           TW’＝K1×(A+D)-(1-K1)×(B+C)

通常，跟踪误差信号TW’通常具有任一其它不需要的信号分量，例如由剩余跟踪误差生成的低频扰动等等，使用滤波器7将其去除，从而获得提供给解码单元8的摆动信号TW。

然而，在从光存储媒体34读取和/或向光存储媒体写入的装置操作期间，可能会发生由于发热、老化或者其它扰动变量而导致的在所述光检测器1上的所述图像的强度分布或位置发生变化的情况。特别是作为聚焦控制或跟踪控制39中参与误差的结果，可能发生这种情况。如果在所述装置生产期间仅仅设置所述加权因数K1、K2一次，那么，就不可能补偿这种动态变化的变量。

为了克服这一缺陷，在操作期间自动调节加权因数K1，K2以便在减法处理6中尽可能地连续删除所述扰动数据信号分量是有益的。

图2示出了根据本发明用于自动调节加权因数K1，K2的装置，其中，通过对来自光检测器1的信号A，B，C，D求和所获得的数据信号HF被乘以来自差信号TW’或者摆动信号TW的数据信号分量AS’，将相乘的结果积分，积分的结果被用于调节加权因数。

以图1所描述的方式获得的差信号TW’具有将借助于仅能通过数据信号频带的滤波器10消除的低频扰动，并被提供给乘法器11的第一输入端。该摆动信号TW也能用差信号TW’代替。乘法器11的第二输入由也具有低频扰动的数据信号HF提供，通过滤波器10b去除。乘法器11的输出信号由积分器12进行积分。来自积分器12的输出信号控制第一加权因数K1，而由转换器13转换的输出信号控制第二加权因数K2。例如，该转换器13为分配器，反相器或者将数值1-x计算为x的功能模块。当然也可以使用其它转换器。

本发明基于对两个彼此同相的检测器部分1A+1D，1B+1C的交替光调制。因此，来自光检测器区域1A，1B，1C，1D的输出信号A，B，C，D的和被用于获得数据信号。在这种情况下，光检测器1中生成的电压与从光存储媒体34反射的强度成正比。

对应的情况应用在两个检测器部分1A+1D，1B+1C，从而如果在减法处理期间通过差动放大器6，加权K1，K2在两个分支中被设置为相同，数据信号分量彼此抵消，所提供的幅值是相等的。然而，如果存在幅值差，那么在减法处理之后，不希望的数据成分AS’残留在差信号TW’中，在经过滤波器7滤波之后，这也存在于摆动信号TW中。该数据信号分量AS’在相对于数据信号HF的相位角为0°或者180°，根据光检测器1的部分1A+1D，1B+1C接收更多的反射光。在图2所举的例子中，当检测器部分1A+1D被照射更强时，数据信号HF与差信号TW’的数据信号分量AS’之间的相位角为零。当检测器部分1B+1C被照射的更强时，则在减法处理中差信号TW’的负号表示数据信号HF与差信号TW’的数据信号分量AS’之间的相位角为180°。依此限制，当检测器部分1A+1D，1B+1C相等或者加权K1，K2被正确设置时，差信号TW’中的数据信号分量AS’为零，因此在理想的情况下，不存在相位角。

这一行为是通过将所述数据信号HF乘以差信号TW’中的数据信号分量AS’进行的。该乘法生成了一个输出信号，其算术符号依据所述相位角或正或负，其数值依赖于差信号TW’中的数据信号分量AS’的幅值。从乘法器11输出的信号幅值变得越大，则在(A+D)中的所述数据信号分量的差相对于(B+C)就越大。所述算术符号指出哪一个信号分量较大，并通过适当的加权K1，K2加以削弱。

如果乘法器11的输出端与积分器12相连，那么积分器12改变其输出电压，直到差信号TW’中的数据信号分量AS’变为零。如果来自积分器12的输出信号设置一个或两个分支的加权因数K1，K2以形成差信号TW’，那么这导致控制回路具有积分响应。在这种情况下，积分器12改变加权K1，K2，直到来自乘法器11的输出信号变为零。

在摆动信号TW中的数据信号分量AS’也同样为零。如图2所示，由于只有数据信号分量AS’被试图彼此相乘，所以，从输入乘法器11的信号中去除低频成分是方便的。例如，可以通过仅允许数据信号频带通过的高通或带通滤波器10a，10b进行。为清楚起见，这些滤波器10a，10b在其它图中未示出。

积分控制回路响应的优点是，在依赖于积分时间常数的时间之后，加权K1，K2总是被设置得使摆动信号TW中的数据信号分量AS’变为零。当控制回路具有积分响应时，剩余的残留误差，也就是说，在这种情况下的摆动信号TW中的数据信号分量AS’总是变为零。然而，积分时间依赖于积分器12所述输入端处所述信号的幅值，也就是说，在加权因数控制回路的情况下，依赖于乘法器11输出的幅值。该幅值接下来又依赖于输入到乘法器11的信号的幅值，也就是说，依赖于数据信号HF和摆动信号TW中的数据信号分量AS’。例如，如果来自光扫描器的光源30或者光存储媒体34反射的光能被二等分，那么乘法器11的输出幅值被除以4，这意味着，积分时间增加了4倍。

图3示出了与图2所示对应的装置，其中，使用具有数字输入和模拟输出的同步解调器14代替了乘法器11。差信号TW’中的数据信号分量AS’被提供给同步解调器14的模拟输入端。数据信号HF通过比较器15被数字化，而被数字化的数据信号HFD则被提供给同步解调器14的数字输入端。加权因数K1，K2如图2中所描述的设置。首先，该装置具有下述优点，即，数字化的数据信号HFD的幅值可以被假设为只是两个固定值，作为结果，所述积分时间几乎不依赖于来自光扫描器的光源30或者光存储媒体34上反射的光能。另一方面，所述数字化数据信号HFD的乘法表示乘以±1的乘法，这在技术上是很容易实现的。

图4表示根据本发明的又一个范例性实施例，对应于在图2中所示的装置，其中，数据信号HF的幅值通过幅值调节器16被保持为常数。在这种情况下使用模拟乘法器11。

图5表示与图2所示对应的装置，其中，借助于平均和信号UMIA将数据喜欢HF的幅值格式化。为实现该目的，数据信号HF被提供给平均器18，其输出信号UMIA被提供给规范器17，用于将数据信号HF格式化。本例中也使用模拟乘法器11。

这两个实施例都具有数据信号HF的幅值保持为常数的优点，从而积分时间几乎不依赖于来自光扫描器的光源30或者光存储媒体34上反射的光能。而且，格式化数据信号通常可用于从光存储媒体上读取和/或向光存储媒体上写入的装置，从而可以有益地使用可以获得的信号。

图6中所示的装置与图5中所示的装置不同，其差信号TW’通过平均和信号UMIA被格式化，而不是数据信号HF被格式化。来自平均器18的输出信号UMIA被提供给规范器19，其在信号UMIA的基础上格式化所述差信号TW’。

图7所示的装置对应于图4所示的装置，其不同为，利用幅值调节器20将差动信号TW’的幅值、而不是数据信号HF的幅值保持为常数。

上述两个装置的优点是，积分时间几乎不依赖于来自光扫描器的光源30或者光存储媒体34上反射的光能。

在被可变放大器9K1，9K2放大之前，以及在差动放大器6做减法之前，通过它们各自的平均和信号，来自两个检测器部分1A+1D，1B+1C的信号(A+D)，(B+C)分别被有益地格式化，如图8所示。用于此目的的来自第一检测器部分1A+1D的和信号(A+D)被提供给平均器21，其输出信号被提供给规范器22，并且用于将和信号(A+D)格式化。以对应的方式，来自第二检测器部分1B+1C的和信号(B+C)通过平均器23和规范器24进行格式化。该装置的优点是，来自两个检测器部分1A+1D，1B+1C的信号(A+D)，(B+C)完全独立于反射和光源。

图2至图8所示的装置之一可有益地用在用于从和/或向图9所示具有摆动磁迹的光存储媒体读出和/或写入的装置中。

Claims (20)

1.一种根据来自光检测器(1)的两个光检测器区域(1A+1D，1B+1C)的信号之间的差生成摆动信号(TW)，从而从光存储媒体(34)的摆动磁迹(36)上获得信息(INF)的方法，具有来自一个检测器区域(1A+1D)且加权因数为(K1)的信号，其特征在于，通过对来自光检测器(1)的信号(A，B，C，D)求和所获得的数据信号(HF)被链接到数据信号分量(AS’)上，该数据信号分量(AS’)包含在所述摆动信号(TW，TW’)中并被用于所述加权因数(K1)的自动调节。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，来自其它检测器区域(1B+1C)的信号(B+C)具有加权因数(K2)。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于，加权因数(K1，K2)是彼此相对的。

4.根据权利要求3的方法，其特征在于，加权因数(K1，K2)彼此依据关系式K2＝1-K1。

5.根据权利要求1-4之一的方法，其特征在于，数据信号(HF)被数字化，该数字化信号(HFD)和包括在摆动信号(TW，TW’)中的数据信号分量(AS’)被彼此同步解调，并且所生成的信号被积分。

6.根据权利要求1-4之一的方法，其特征在于，数据信号(HF)与包括在摆动信号(TW，TW’)中的数据信号分量(AS’)彼此相乘，并且所生成的信号被积分。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于，数据信号(HF)和/或摆动信号(TW，TW’)被格式化。

8.根据权利要求6的方法，其特征在于，来自两个检测器部分(1A+1D，1B+1C)的信号(A，B，C，D，A+D，B+C)被格式化。

9.根据权利要求6的方法，其特征在于，数据信号(HF)和/或摆动信号(TW，TW’)的幅值由幅值调节器(16，20)保持为常数。

10.根据权利要求1-9之一的方法，其特征在于，数据信号(HF)和/或摆动信号(TW，TW’)在链接处理之前被高通滤波。

11.一种根据来自光检测器(1)的两个光检测器区域(1A+1D，1B+1C)的信号之间的差生成摆动信号(TW)，从而从光存储媒体(34)的摆动磁迹(36)上获得信息(INF)的电路，具有来自一个检测器区域(1A+1D)且加权因数为(K1)的信号(A+D)，其特征在于，所述电路具有加法器(3)，用于获得数据信号(HF)；逻辑单元(11，14)，用于链接数据信号(HF)与包括在摆动信号(TW，TW’)中的数据信号分量(AS’)，来自逻辑单元(14)的输出信号被提供给用于调节所述加权因数(K1)的单元(12)，以确定一个加权信号。

12.根据权利要求11的电路，其特征在于，来自第二检测器区域(1B+1C)的信号(B+C)被提供有一个由转换器(13)生成的加权信号所设置的加权因数(K2)。

13.根据权利要求12的电路，其特征在于，加权因数(K1，K2)是彼此相对的。

14.根据权利要求13的电路，其特征在于，加权因数(K1，K2)彼此依据关系式K2＝1-K1。

15.根据权利要求11-14之一的电路，其特征在于，所述电路具有比较器(15)，用于将数据信号(HF)数字化；同步解调器(14)，用于将数字化的数据信号(HFD)与摆动信号(TW，TW’)中的数据信号分量(AS’)相乘；以及积分器(12)，用于对来自同步解调器(14)的输出信号积分。

16.根据权利要求11-14之一的电路，其特征在于，所述电路具有乘法器(11)，其将数据信号(HF)与摆动信号(TW，TW’)中的数据信号分量(AS’)彼此相乘；以及积分器(12)，用于对来自乘法器(11)的输出信号积分。

17.根据权利要求16的电路，其特征在于，所述电路具有平均器(18)以及规范器(17，19)，用于将数据信号(HF)和/或摆动信号(TW，TW’)格式化。

18.根据权利要求16的电路，其特征在于，所述电路具有幅值调节器(16，20)，用于将数据信号(HF)和/或摆动信号(TW，TW’)的幅值保持为常数。

19.根据权利要求11-18之一的电路，其特征在于，所述电路具有滤波器(10a，10b)，用于在链接处理之前对数据信号(HF)和/或摆动信号(TW，TW’)进行高通滤波。

20.一种用于从光存储媒体(34)上读取和/或向光存储媒体(34)上写入的装置，其特征在于，所述装置具有根据权利要求11-19之一的电路。

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