CN1525641A - 通过调节阻抗来控制频率响应的器件 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件。所述器件包括滤波器和占空率控制器。所述滤波器在从输入信号消除一个频率后产生输出信号，并且包括第一阻抗元件和开关。所述开关与第一阻抗元件串联，并且响应于占空率受控时钟信号而通断。占空率控制器接收时钟信号，控制时钟信号的占空率，并且产生占空率受控时钟信号。所述占空率控制器包括：触发器，它具有：接收时钟信号的时钟端；复位端，它接收在将时钟信号延迟一个延迟时间后获得的延迟信号。占空率控制器还包括延迟元件，它接收时钟信号，产生延迟信号并且响应于占空率控制信号而控制所述延迟时间。

Description

通过调节阻抗来控制频率响应的器件

技术领域

本发明涉及一种信号滤波器，具体涉及使用阻抗调节(scaling)来控制频率响应的器件。

背景技术

一般，具有特定频率响应的信号滤波器包括诸如电阻器、电感器或电容器的阻抗元件。具有高值的阻抗元件通常比具有低值的阻抗元件大，并且会变得难于合并到集成电路(IC)中。结果，具有高值的阻抗元件通常提高了产品成本，并且导致高的寄生电容，所述寄生电容可能引起信号失真或衰减。

一种这样的使用高值的阻抗元件的IC的示例(例如高值电阻器)是直流(DC)偏移消除电路，可以在用于移动通信系统的直接变换接收器中发现这种电路。

因为DC偏移可能饱和在直接变换接收器中的基带输出终端，因此它应当被包括电阻器和电容器的高通滤波器消除。但是，在多数情况下，从基带输出终端接收的信号具有在大约0的频率的信息。因此高通滤波器具有低截止频率。

图1图解了一般一阶电阻器-电容器(RC)高通滤波器。为了使得高通滤波器具有低截止频率，电容器C1和/或电阻器R1必须大。电容器C1和电阻器R1的较大的尺寸增加了所述一般高通滤波器所在的半导体芯片的尺寸。结果产生的大芯片尺寸由于至少两个原因而不利：(1)由于它增加的尺寸而导致的集成问题；(2)由于在高通滤波器的输出节点的高寄生电容而导致的的所接收的信号的降低。

图2图解了一般有源RC低通滤波器。可以通过使用两个电阻器R1、R2和电容器C1来改变图2的低通滤波器的频率响应。为了使得图2的低通滤波器获得期望的频率响应，电阻器R1、R2和电容器C1应当被保持在期望的水平上。一般，电阻器的值和电容器的值依赖于制造过程或温度而改变。在半导体芯片中，例如，由于制造过程、压力和温度的变化，电阻改变30-100％，电容改变10-30％。因此，必须调节电阻或电容以从滤波器获得期望的频率响应。图3中示出了可以用于调节电容的一种示例电路。如图3所示，多个电容器C11-C1n彼此并联，而串联到电容器C11-C1n的开关SW1-SWn被接通或关断。因此，使得经由开关操作能够控制电路的电容。但是，这种方法需要诸如开关SW1-SWn的附加元件和用于控制开关SW1-SWn的几个控制比特B1-Bn。结果，电路变得复杂，并且由电容器的数量和控制比特来限定电容器的调节精度和范围。

一种公共的电阻和/或电容控制电路会变得复杂，因此使得难于控制其频率响应。另外，如果在电阻和/或电容控制电路中的滤波器需要高电阻或多个电容器，则所述电路所在的IC的尺寸增大。

因此，需要一种可以通过调节阻抗而容易地控制电路的频率响应的器件。

发明内容

按照本发明的一个方面，一种用于控制频率响应的器件包括滤波器和占空率控制器。滤波器在从输入信号消除一个频率后产生输出信号，并且所述滤波器包括第一阻抗元件和开关，其中所述开关与第一阻抗元件串联，并且响应于占空率受控时钟信号而通断。占空率控制器接收时钟信号，控制时钟信号的占空率，并且产生占空率受控时钟信号。

占空率控制器另外包括：触发器，它接收在将时钟信号延迟一个延迟时间后获得的延迟信号；延迟元件，其中所述延迟元件接收时钟信号，产生延迟信号并且响应于占空率控制信号而控制所述延迟时间。

滤波器另外包括：放大器；第二阻抗元件，它连接到放大器的一端和滤波器的一个输出节点，并且连接到滤波器的一个输入节点和一个输出节点；第三阻抗元件，它连接到放大器的一端和滤波器的一个输入节点，其中第一阻抗元件和开关在放大器的一个终端和滤波器的输出节点之间串联。

按照本发明的另一个方面，一种用于控制频率响应的器件包括滤波器和占空率控制器。滤波器在从输入信号消除一个频率后产生输出信号，并且包括阻抗元件和开关，其中所述开关与阻抗元件串联，并且通过占空率受控时钟信号而通断。占空率控制器产生占空率受控时钟信号。滤波器的频率响应响应于占空率受控时钟信号的占空率而改变。占空率控制器还接收时钟信号，并且响应于占空率控制信号而产生占空率受控时钟信号。当在所述器件的输入节点和输出节点之间存在另一个传输路径时，所述开关可以另外被布置在所述器件的输入节点和输出节点之间的传输路径上。

附图说明

通过参照附图详细说明本发明的示范实施例，本发明的上述方面将会变得更加清楚，其中：

图1图解了一般一阶RC高通滤波器；

图2图解了一般有源RC低通滤波器；

图3图解了可以电开关的电容器阵列；

图4图解了根据本发明的一个示范实施例的、通过调节阻抗而控制频率响应的器件；

图5图解了占空率受控时钟信号DC_CLK的波形；

图6是图1的一般一阶RC高通滤波器的频率响应的伯德图；

图7图解了当500kHz的正弦波被输入到图1的一般一阶高通滤波器并且输出波形被快速傅立叶变换的时候获得的结果；

图8图解了当500kHz的正弦波被输入到图4的一般一阶高通滤波器并且输出波形被快速傅立叶变换的时候获得的结果；

图9图解了图4的高通滤波器的频率响应；

图10图解了按照本发明的另一个示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件；

图11是占空率控制器的电路图；

图12图解了根据本发明的另一个示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件；

图13图解了根据本发明的另一个替代示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件；

图14图解了根据本发明的另一个替代示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件。

具体实施方式

图4图解了根据本发明的一个示范实施例的、通过调节阻抗而控制频率响应的器件。参见图4，图4的器件包括占空率控制器100和滤波器400。

占空率控制器100响应于占空率控制信号CS而控制时钟信号CLK的占空率，并且产生占空率受控的时钟信号DC_CLK。在这个实施例中，时钟信号CLK具有占空率50％。具有占空率50％的时钟信号CLK从高电平状态到低电平状态保持在同一比率上。换句话说，在高电平的时钟信号CLK的比率是50％。图5图解了占空率受控时钟信号DC_CLK的波形。参见图5，占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率由T_on/T_s定义。在图5中当T_on是T_s的一半时，占空率是50％。占空率受控时钟信号DC_CLK具有至少为输入信号的频带的两倍的频率。

如图4所示，滤波器400是高通滤波器，其包括电阻器R1、电容器C1和开关SW。电容器C1连接在输入电压VIN节点和输出电压VOUT节点之间。电阻器R1和开关SW串联在输出电压VOUT节点和地电压之间。开关SW响应于从占空率控制器100输出的占空率受控时钟信号DC_CLK而通断。

如图4所示，电阻器R1串联到开关SW，并且开关SW响应于占空率受控时钟信号DC_CLK而通断，由此相对于输出电压VOUT节点而调节等效电阻ZOUT。

如图1所示，当开关未连接到电阻器R1时，等效电阻ZOUT被定义如下。

$\mathrm{ZOUT}=\frac{\mathrm{VOUT}}{I1}---\left(1\right)$

其中VOUT表示在输出节点的输出电压，而I1表示流过电阻器R1的电流。

而如图4所示当开关SW响应于占空率受控时钟信号DC_CLK来通断时，等效电阻ZOUT被定义如下。

$\mathrm{ZOUT}=\frac{\mathrm{VOUT}}{I_{\mathrm{avg}}}=\frac{\mathrm{VOUT}}{I1\left(\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_s}\right)}=\frac{\mathrm{VOUT}}{I1}\left(\frac{T_s}{T_{\mathrm{on}}}\right)=R1\left(\frac{T_s}{T_{\mathrm{on}}}\right)---\left(2\right)$

其中VOUT表示在输出节点的输出电压，I_avg表示流过电阻器R1的平均电流，I1表示当开关SW在接通状态时流过电阻器R1的电流，而T_on/T_s表示占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率。

在图4中，当开关SW处于接通状态时，即，当时间是T_on/时，电流I1流过电阻器R1。当开关处于关断状态时，电流不流过电阻器R1。因此通过以T_on/T_s的比率调节电流I1来获得平均电流I_avg。因此，可以通过控制占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率(T_on/T_s)来改变等效电阻ZOUT，即阻抗。

在图4中，如果占空率受控时钟信号DC CLK的占空率(T_on/T_s)下降，则等效电阻ZOUT上升。因此，即使电阻器R1具有低值，等效电阻ZOUT也可以高。于是，等效电阻ZOUT随着占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率而改变，这使得能够通过滤波器400的截止频率来实施控制。

通过下列来验证其中通过调节电阻器来控制滤波器400的频率特性的本发明。

首先，在图1中，电容器C1的电容被设置为10pF，并且电阻器R1的电阻被设置为10kΩ。然后，图1的高通滤波器的截止频率可以被表达如下。

$f_c=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×C1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×10k\×10p}\≅1.6\mathrm{MHz}---\left(3\right)$

在图6中示出了图1的一般一阶RC高通滤波器的频率响应的伯德图。图1的高通滤波器的幅度响应可以表达如下。

$20\log \left|T\left(\mathrm{jw}\right)\right|=20\log \left[\frac{f}{f_c}\right]-10\log [1+{\left(\frac{f}{f_c}\right)}^2]---\left(4\right)$

$20\log \left|T\left(j2\mathrm{\π}500k\right)\right|=20\log \left[\frac{500k}{1.6M}\right]-10\log [1+{\left(\frac{500k}{1.6M}\right)}^2]$

因此，当500kHz的正弦波被输入到图1的高通滤波器时，它的输出波形的幅度被降低到-10.5dB。

另一方面，在图4的高通滤波器400中，电容器C1的电容和电阻器R1的电阻与图1的电容器C1的电容和电阻器R1的电阻相同。假定占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率被设置为10％，即T_on/T_s＝25n/250n＝1/10。然后，图4的电阻器R1的电阻被提高到原值的10倍，因此图4的高通滤波器的截止频率必须被降低到160kHz如下。

$f_c=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×R1\×\left[\frac{T_s}{T_{\mathrm{on}}}\right]\×C1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×10k\×10\×10p}\≅160\mathrm{kHz}---\left(5\right)$

因此，当500kHz的正弦波被输入到图4的高通滤波器时，按照方程4，输出波形的幅度被降低到-0.4dB。换句话说，在相同的条件下，期望在图1和4的输出波形之间的幅度差是大约10dB。

为了确认这个期望，当500kHz的正弦波被输入到图1和图4的高通滤波器时，输出波形被快速傅立叶变换。结果如图7和图8所示。图7图解了当500kHz的正弦波被输入到图1的一般一阶高通滤波器并且输出波形被快速傅立叶变换的时候获得的结果。图8图解了当500kHz的正弦波被输入到图4的一般一阶高通滤波器并且输出波形被快速傅立叶变换的时候获得的结果。如图7和8所示，x轴表示频率，并且y轴表示输出信号的幅度。

如所期望的那样，在图1和图4的高通滤波器的输出信号之间的幅度差是10dB。而且，连接到开关SW的电阻器R1的电阻已经被验证以调节到原值的10倍。因此，通过调节阻抗，图6的频率响应改变为图9的频率响应。如图6和9所示，通过将阻抗调节到原始阻抗的10倍而将截止频率降到原始频率的1/10。图9图解了图4的高通滤波器的频率响应。

在图4所示的本发明的示范实施例中，通过调节电阻而控制频率响应，但是也可以通过调节诸如电容器C1或电阻器R1的阻抗元件来控制频率响应。

图4的高通滤波器400可以产生如图8所示的谐波，因为图4的开关SW是采用0.18μm工艺制造的MOS晶体管。

当使用MOS晶体管来作为开关SW时，传送函数响应于输出电压和时间而非线性改变，因此产生图8所示的谐波。为了降低谐波，图4的高通滤波器可以被配置为图13所示的全差分电路。稍后说明图13的示范实施例。

图10图解了按照本发明的另一个示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件。参见图10，所述器件包括占空率控制器100和滤波器500。

占空率控制器100等效于图4的占空率控制器100，在此不详细说明。

滤波器500是低通滤波器，包括第一和第二电阻器R1和R2、电容器C1、开关SW和放大器510。输入电压VIN经由第二电阻器R2被输入到放大器510的负端。电容器C1和开关SW串联在放大器510的负端和输出电压VOUT节点之间。第一电阻器R1与电容器C1和开关SW并联。开关SW响应于从占空率控制器100输出的占空率受控时钟信号DC_CLK而通断。

在图10所示的本发明的示范实施例中，开关SW串联到电容器C1。因此，整体电容被调节，这改变了滤波器500的频率响应。

图11是图4和图10所示的占空率控制器100的电路图。参见图11，占空率控制器100包括触发器110和延迟元件120。时钟信号被输入到触发器110的时钟端子CK。通过将时钟信号CLK延迟预定的延迟时间而获得的被延迟的时钟信号DEL_CLK被输入到触发器110的复位端子RESET。电源电压连接到触发器110的输入端D。延迟元件120响应于占空率控制信号CS而将时钟信号CLK延迟预定的延迟时间。图11的延迟元件120包括两个反相器121、122。占空率控制信号CS控制由反相器121、122引入的延迟时间。因此，由反相器121、122引入的延迟时间来确定从触发器110的输出端Q输出的占空率受控时钟信号DC CLK的占空率。可以通过控制施加到反相器121、122的电源电压或通过控制流过反相器121、122的电流来控制由反相器121、122引入的延迟时间。

图12图解了根据本发明的另一个示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件。图12的器件包括占空率控制器100(参见图10)和滤波器600。占空率控制器100等效于图10的占空率控制器100，在图12中未示出，并且在此不详细说明。滤波器600类似于图10的滤波器500，但是与图10的滤波器500不同在开关SW不与电容器C1串联，而是与电阻器R1串联。

换句话说，电阻器R1和开关SW串联在放大器610的负端和输出电压VOUT节点之间。电容器C1与电阻器R1和开关SW并联。因此，可以调节整体电容，从而改变滤波器600的频率响应，如在图4的示范实施例中所述。在图10的示范实施例中，滤波器500的增益固定，并且仅仅控制截止频率。相反，在图12的示范实施例中，也可以控制滤波器600的增益。

图13图解了按照本发明的一个替代示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件。所述器件包括占空率控制器100(参见图10)和滤波器700。占空率控制器100等效于图10的占空率控制器100，在此不说明。

滤波器700是低通滤波器，包括第一和第二电阻器R1和R2、第一和第二电容器C1和C2、第一和第二开关SW1和SW2。第一电容器C1正输入节点和正输出节点之间。第二电容器C2连接在负输入节点和负输出节点之间。第一电阻器R1和第一开关SW1串联在正输出节点和偏压VBIAS节点之间。第二电阻器R2和第二开关SW2串联在负输出节点和偏压VBIAS节点之间。

输入电压VIN被施加到负输入节点上，并且通过正输出节点被输出为输出电压VOUT。施加到偏压VBIAS节点的偏压VBIAS偏置输出电压VOUT。占空率受控时钟信号DC CLK被施加到第一开关SW1和第二开关SW2。第一开关SW1和第二开关SW2是MOS晶体管。

图13的器件通过以与图10的器件相同的方式调节整个电阻来控制频率响应。

图14图解了按照本发明的另一个替代示范实施例的、用于通过调节阻抗而控制频率响应的器件。图14的器件包括占空率控制器100(参见图10)和AC耦合电路800。占空率控制器100等效于图10的占空率控制器100，在此不说明。

AC耦合电路800去除被提供到输入节点的输入信号VIN的直流，向输出节点NO发送在高于预定的截止频率的电平的AC，并且将输出节点NO偏置到预定的DC电压电平。AC耦合电路800包括AC耦合电容器C1和偏置电路810。偏置电路810包括开关SW1、电阻器R1、电流源811、MOS晶体管M2。开关SW1串联到电阻器R1并且调节电阻器R1的电阻。

MOS晶体管M2的栅极和漏极彼此连接，并且MOS晶体管M2作为二极管。通过流过MOS晶体管M2的电流来确定在MOS晶体管M2的栅极节点N1的DC电压。MOS晶体管M2的栅极经由电阻器R1和开关SW1连接到输出节点NO。因此，通过在MOS晶体管M2的栅极节点N1的DC电压来确定在输出节点NO的DC电压。

在图14中，如果使用具有低电阻的电阻器来取代电阻器R1和开关SW1并且输入信号VIN被传送到MOS晶体管M2的栅极，则在输入信号VIN中发生大量的信号损失。这是因为输入信号VIN被传送到偏置电路810。为了降低在输入信号VIN中的损失，偏置电路810应当具有高电阻。但是，高电阻导致高寄生电容和大芯片尺寸。可以通过将电阻器R1连接到开关和将电阻调节到大值来解决这些问题。另外可以通过调节电阻来控制频率特性，从而使得可以传输低频的输入信号。

串联到诸如R1的阻抗元件的开关SW1由具有足够的开路电阻的MOS晶体管构成。如果开路电阻小，则电流泄漏增加，并且由输出电压引起的电阻的非线性改变量提高，这引起谐波的增加。占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率足够小，以便输出信号的谐波小于预定的电平。随着占空率受控时钟信号DC_CLK的占空率的提高，输出信号的谐波降低。这是因为，当开关接通时，MOS晶体管的传输特征随着输出信号而非线性改变。因此，如果对应于开关处于接通状态时的时间量的减少，则谐波也与时间量的降低成比例地减少。

当在输入节点和输出节点之间仅仅存在一条传输路径时，配置串联到阻抗元件的开关以使得它不位于所述传输路径上。换句话说，开关应当位于除了在输入节点和输出节点之间的传输路径以外的传输路径上，以用于控制频率响应。但是，当在器件的输入节点和输出节点之间存在另一条传输路径时，所述开关位于在所述器件的输入节点和输出节点之间的传输路径上。因此，当所述器件的输入节点和输出节点通过传输路径连接时，可以在所述器件的输入节点和输出节点之间的另一条传输路径上布置所述开关。进行这些布置是因为当输入信号通过所述开关被发送到所述器件的输出节点时，连续信号改变为离散信号。

如上所述，有可能通过控制施加到与小阻抗元件连接的开关的时钟的占空率来将小阻抗元件调节为大阻抗元件。换句话说，有可能通过控制时钟信号的占空率来容易地获得在芯片中的大的阻抗。另外，随着制造过程或温度改变的阻抗可以被调节。因此，可以将具有阻抗元件的频率响应控制到期望的频率响应。

而且，根据本发明，因为由在芯片中的时钟信号的占空率来确定阻抗，因此在阻抗中的误差可以被降低。按照本发明的用于控制频率响应的器件的编程性能优越于用于控制频率响应的传统器件。因此，可以使用阻抗调节来容易地控制具有阻抗元件的电路的频率响应。

虽然已经参照本发明的实施例具体示出和说明了本发明，本领域的技术人员会明白，在不脱离所附的权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行形式和细节上的各种改变。

Claims (20)

1.一种用于控制频率响应的器件，包括：

滤波器，其中所述滤波器在从输入信号消除一个频率后产生输出信号；

占空率控制器，其中所述占空率控制器控制时钟信号的占空率，并且产生占空率受控时钟信号。

2.如权利要求1所述的器件，其中所述滤波器还包括：

第一阻抗元件；

开关，它与第一阻抗元件串联，其中所述开关响应于占空率受控时钟信号而通断。

3.如权利要求1所述的器件，其中占空率控制器还包括：

触发器，其中所述触发器在通过时间延迟或的所述时钟信号后接收一个延迟信号。

4.如权利要求3所述的器件，其中占空率控制器还包括：

延迟元件，其中所述延迟元件接收时钟信号，产生延迟信号并且响应于占空率控制信号而控制所述延迟时间。

5.如权利要求1所述的器件，其中第一阻抗元件和开关串联在滤波器的输出节点和电压节点之间。

6.如权利要求1所述的器件，其中滤波器还包括：

第二阻抗元件，它连接到滤波器的输入节点和输出节点。

7.如权利要求1所述的器件，其中所述滤波器还包括：

放大器；

第二阻抗元件，它连接到放大器的一端和滤波器的一个输出节点；

第三阻抗元件，它连接到放大器的一端和滤波器的一个输入节点，其中第一阻抗元件和开关串联在放大器的一个终端和滤波器的输出节点之间。

8.如权利要求7所述的器件，其中第一阻抗元件是电容器，并且第二和第三阻抗元件是电阻器。

9.如权利要求7所述的器件，其中第一和第三阻抗元件是电阻器，并且第二阻抗元件是电容器。

10.如权利要求1所述的器件，其中响应于占空率控制信号而控制占空率受控时钟信号的占空率。

11.如权利要求1所述的器件，其中所述开关是MOS晶体管。

12.如权利要求1所述的器件，其中所述开关位于一个传输路径中。

13.如权利要求1所述的器件，其中当在所述器件的输入节点和输出节点之间存在另一个传输路径时，所述开关位于在所述器件的输入节点和输出节点之间的一个传输路径上。

14.如权利要求1所述的器件，其中在从输入信号去除了预定频带的频率后产生输出信号。

15.一种用于控制频率响应的器件，包括：

滤波器，其中所述滤波器在从输入信号消除一个频率后产生输出信号，其中滤波器的频率响应响应于占空率受控时钟信号的占空率而改变；

占空率控制器，其中所述占空率控制器产生占空率受控时钟信号。

16.如权利要求15所述的器件，其中滤波器还包括：

阻抗元件；

开关，它与阻抗元件串联，其中所述开关由占空率受控时钟信号进行通断。

17.如权利要求15所述的器件，其中占空率控制器接收时钟信号，并且响应于占空率控制信号而产生占空率受控时钟信号。

18.如权利要求15所述的器件，其中所述开关位于一个传输路径上。

19.如权利要求15所述的器件，其中当在所述器件的输入节点和输出节点之间存在另一个传输路径时，所述开关可以被布置在所述器件的输入节点和输出节点之间的一个传输路径上。

20.如权利要求15所述的器件，其中在从输入信号去除预定频带的频率后产生输出信号。

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