CN1514545A - 互补式输入动态逻辑电路及评估复杂动态逻辑函数的方法 - Google Patents

Abstract

一种用于评估逻辑函数的互补式输入动态逻辑电路及评估复杂动态逻辑函数的方法，该互补式输入动态逻辑电路包括N通道动态电路、P通道动态电路及导通组件。若该N通道动态电路进行评估，则其可在时钟脉冲信号为高电平时，通过将第一评估点拉至低电平，以决定该逻辑函数的补码。若该P通道动态电路进行评估，则其可在该时钟脉冲信号为高电平时，通过将第二评估点拉至高电平，以决定该逻辑函数的补码。该导通组件由第一评估点控制，并在N通道动态电路无法进行评估时，将第二评估点拉至低电平。该时钟脉冲信号的反相信号可用以驱使第二评估点在低电平，而通过该导通组件。N通道与P通道动态电路可以并联方式耦接的元件实施，以达到高扇入的目标。

Description

互补式输入动态逻辑电路及评估复杂动态逻辑函数的方法

技术领域

本发明涉及逻辑电路相关领域，特别是涉及动态逻辑电路中高扇入逻辑函数的实施。

背景技术

基于对速度的要求，动态电路常用以实施管线处理系统的逻辑函数。图1为代表“与”逻辑函数的具有N个输入的与门及用于实施该N个输入的与门的相关示范性动态电路的示意图，其包括代表“与”逻辑函数的与门100，与用以实施与门100的示范动态电路102。其中，动态电路102与与门100皆有N个输入，分别以D1、D2、…DN表示，而唯一的输出则以“Q”表示。动态逻辑电路102还包括：P通道带头元件P0、N通道的结尾元件N0、由逻辑电路104实施而具有评估功用的逻辑函数、输出缓冲器或是反相器/驱动器U1、储存或保持电路106。如实施例所示，保持电路106以反相器元件U2和U3实施而成，其中U2的输出连接至U3的输出，反之亦然。

动态电路102在相关时钟脉冲信号“CLK”上升边缘时，在反相器/驱动器U1的输出建立Q信号。动态逻辑电路的动态本质由CLK信号控制：当CLK信号为无效的低电平时，动态逻辑电路处于预备或预先充电状态；反之，若为高电平时，则居于评估状态。CLK信号被提供至各个带头元件P0与结尾元件N0。P0的源极与源电压VDD连接，而漏极端则与评估点HI连接。在此指出，点与其所负载信号将采用相同的标号名称(例如点HI负载信号H1)。N0的源极与共享参考电压GND连接，而漏极端则与参考点“LO”连接。逻辑电路104连结HI与LO。如实施例所示，逻辑电路104在N通道逻辑(或称N逻辑)中，通过使用号码“N”的N通道元件N1～NN在点HI与LO间以串联实施。特别的是，第一个N通道元件N1将其漏极端连接到HI，而其源极端连接到下一个N通道元件N2的漏极端，依此类推，直到最后一个N通道元件NN的源极端连接至LO。N个输入D1～DN分别被提供至N通道元件N1～NN中，而点HI则连接至反相器U1与U2的输入端，以及反相器元件U3的输出端。

操作上，当CLK信号为低电平时，点HI由带头元件预先充电至逻辑高电平，信号Q经由反相器/驱动器U1变更至低电平，同时输入信号D1～DN为了用于逻辑函数评估而被建立。当CLK信号提升为高电平时，根据D1～DN的输入状态，逻辑电路104的逻辑函数将为进行评估或不予评估两者之一：当逻辑电路104进行评估时，所有输入信号D1～～DN使得所有N通道元件N1～～NN被导通，而逻辑电路104经由启动的结尾元件N0将点HI驱动至逻辑低电平，同时输出信号Q被驱动至逻辑高电平。当点HI被驱动至低电平时，它将会一直保持在低电平，直到CLK信号再次被驱动至低电平；如果逻辑电路104为不予评估，则保持电路106将维持点HI在逻辑高电平，使得信号Q仍旧为低电平。因此，当CLK信号为低电平，则Q信号也为低电平；若逻辑函数为“真”，则逻辑电路104将在CLK信号为高电平时，将信号Q驱动至高电平。

由逻辑电路104所实施的逻辑函数为一多输入的“与”函数。为用以评估，当CLK信号为高电平时，所有输入D1～DN也必须居于高电平。“与”逻辑函数的实施通常是在N逻辑中串联N通道元件(如逻辑电路104中所示)，而这种串联或是堆栈N通道元件的联结方式，至少会具有两项导致动态电路发生问题的因素：其一，在点HI与LO之间的评估路径长度是该逻辑电路评估路径元件个数的函数，也是扇入的函数，而较长的评估路径被用以评估相对大量的输入信号，同时需要较长的评估时间，所以会降低整个电路的速度。其二，因为使用N通道元件来实施评估函数，因此堆栈中较高位置的元件容易受到元件基体效应的影响，使得元件的临界电压因为堆栈而改变，也就使得电路潜伏了不稳定性。

为了解决评估路径长度相关问题，逻辑电路设计者通常会将每个堆栈的大小加以限制，使之不超过四层。一般而言，两层的评估路径为较佳配置，而用以限制评估路径的解决方案，可通过利用“或”逻辑项以实施反相函数，或是将高扇入“与”函数分解为阶层式串联的低扇入“与”函数两者之一来达到。

实施一反相“与”函数，是将串联的“与”路径转换成并联的“或”路径。当目的仅是为了获得单项的反相输出时，转换至反相“或”逻辑函数的解决方式固然可以满足这一简单的功能要求，然而上述解决方式在复杂逻辑状况下并不可行，因为将逻辑运算第一层的“与”项转换成“或”项将会迫使其后的“或”项陆续被转换成“与”项，结果这个方法仅是将N堆栈的问题移转给后续的逻辑阶层。

图2为一16输入与门200示意图，及一用以实施与门200的示范逻辑电路202电路分解图。其中，与门200包括16个输入信号(分别以A1～A16表示)与一个输出信号Q，用以构成一个高扇入“与”函数。单一的与门200是由四个低扇入层204、206、208、210串联而成，并且每一层皆包含一个或多个两输入的与门。其中，第一层204包含八个与门，每个与门分别自输入信号A1～A16中接收各输入信号对；第二层206包含四个与门，每个与门分别将所对应的第一层204中两个与门的输出当成其输入对；第三层208包含两个与门，每个与门分别将所对应的第二阶层206中的两个与门的输出当成其输入对；第四阶层210包含一个与门，该与门将所对应的第三层208的两个与门的输出当成其输入对。

值得注意的是，逻辑电路202中每个“与”函数都只有两个输入，致使个别的评估路径皆被分解成低扇入的配置。但是，将高扇入“与”函数分解成阶层式的低扇入“与”运算并不切合预期，因为分解函数的每个额外串联阶层都会增加整体电路的延迟。利用增加每个与门的扇入可以减少与门的个数，例如个数减少至五个四输入的与门，每个门建议有最大四个扇入数目。然而，因为每个“与”函数都有相对较大的扇入，并且还是需要两层，此项解决方法仍然无法避免延迟。

发明内容

根据本发明的具体实施例，本发明提供一种用于评估一逻辑函数的互补式输入动态逻辑电路，包括一N通道动态电路、一P通道动态电路及一导通元件。该N通道动态电路接收一时钟脉冲信号，且耦接至一第一评估点。若该N通道动态电路进行评估，则其可在该时钟脉冲信号为高电平时，通过将第一评估点拉至低电平，决定该逻辑函数的补码。该P通道动态电路也接收该时钟脉冲信号，且耦接至一第二评估点。若该P通道动态电路进行评估，则其可在时钟脉冲信号为高电平时，通过将第二评估点拉至高电平，决定该逻辑函数的补码。该导通元件由第一评估点控制，并在N通道动态电路无法进行评估时，将第二评估点拉至低电平。

第二评估点可耦接一缓冲器或驱动器，以提供缓冲的逻辑函数结果。该缓冲器可包含一反相器/驱动器，用以反相输出第二评估点的逻辑状态。该实施例还可提供一时钟脉冲反相器/驱动器，用以反相输出该时钟脉冲信号，并提供缓冲的反相时钟脉冲信号。该反相时钟脉冲信号可在N通道动态电路无法进行评估时，被送至该导通元件，以将第二评估点拉至低电平。

N通道动态电路可包括一N逻辑电路，以决定该逻辑函数的补码。在一实施例中，该N逻辑电路具有一参考点、耦接至第一评估点的输出端以及多个用以接收多个输入信号的输入端。N通道动态电路还可包括一带头元件与一结尾元件，可响应该时钟脉冲信号，以致能N逻辑电路进行评估。

P通道动态电路可包括一P逻辑电路，以决定该逻辑函数的补码。在一实施例中，该P逻辑电路具有耦接至一源电压的参考点、耦接至第二评估点的输出端以及多个用以接收多个输入信号的输入端。P通道动态电路还可包括一耦接至第二评估点的带头元件，可在该时钟脉冲信号为低电平时，预先充电第二评估点，并在该时钟脉冲信号为高电平时，致能P逻辑电路进行评估。

在用以执行一“与”逻辑函数的特定实施例中，P通道动态电路包括多个以并联方式连接的P通道元件，N通道动态电路则包括多个以并联方式连接的N通道元件。

根据本发明的具体实施例，本发明提供一种用于评估一复杂动态逻辑函数的方法，包括：将第一与第二评估点预先充电至高电平；在一个将第一评估点拉至低电平的互补式N逻辑电路进行评估时，利用其评估该逻辑函数的第一补码，同时，在一个将第二评估点拉至高电平的互补式P逻辑电路进行评估时，利用其评估该逻辑函数的另一补码；以及若该互补式N逻辑电路无法进行评估，则经由第一评估点所控制的导通元件，将第二评估点拉至低电平。该方法还可包括：反相及缓冲一时钟脉冲信号，以提供一反相时钟脉冲信号；以及若该互补式N逻辑电路无法进行评估，则经由该导通元件，以该反相时钟脉冲信号驱动第二评估点。

附图说明

本发明的益处、特征及优点，将可经由配合下列说明及其所附图式而获得更佳理解。

图1为代表“与”逻辑函数的具有N个输入的与门及用于实施该N个输入的与门的相关示范性动态电路的示意图；

图2为一16输入与门及一实施该16输入与门示范逻辑电路分解的示意图；

图3为一根据本发明一实施例而实施的示范性互补式输入动态逻辑电路的示意图；

图4为一根据本发明的特定的用以实施一“与”逻辑函数的实施例所实施的示范性互补式输入动态逻辑电路的示意图；

图5为一根据本发明另一特定的用以实施一“或”逻辑函数的实施例的示范性互补式输入动态逻辑电路的示意图；

图6为一根据本发明另一用以实施一复杂逻辑函数的实施例的示范性互补式输入动态逻辑电路的示意图；

图7为一用以通过包含多个互补式输入动态逻辑电路实施具有大量“与”逻辑项的复杂逻辑函数的互补式输入动态逻辑电路的简化方块图，其中，每个互补式输入动态逻辑电路皆类似于图6的互补式输入动态逻辑电路；

图8为一用以图解常用于管线系统中的循序“与”运算范例以供两组地址码间选择与解码所选结果之用的常见多任务解码器的方块图；

图9为一用以决定最高解码位的解码状态的示范性互补式输入动态多任务解码器电路的示意图；

图10为一通过互补式输入动态逻辑电路所实施的示范性快速动态多任务解码器的简化方块图。

具体实施方式

下列说明用以提供一般熟知该项技术的技术人员能在特定应用与条件下据以使用本发明。然而，各种对较佳实施例的修改，对任何熟悉此项技术者为显而易见，并且在此所定义的一般原理也可应用至其它实施例。因此，本发明并不限于此处所展示与叙述的特定实施例，而是具有与此处所揭露的原理与新颖特征相符的最大范围。

本发明认知到在动态电路中实施高扇入复杂逻辑函数有其必要性，而这种实施方式并不会引发基体效应与延迟。换言之，发明者所发展的互补式输入动态逻辑电路，能使具有多输入项的动态逻辑电路不致因为高堆栈而引发基体效应，或是因为“与”项分解而发生延迟。以上叙述可利用图3至图10进一步描述说明。

图3为一根据本发明一实施例而实施的示范性互补式输入动态逻辑电路300的示意图。CLK信号被供应至P通道带头元件P0以及N通道结尾元件N0的栅极；带头元件P0的源极端连接源电压VDD，且其漏极端连接第一初步评估点NTOP；结尾元件N0的漏极端连接到参考点NBOT，其源极端则连接到参考电压点GND。以N逻辑实施而用于评估的逻辑函数的补码为COMP，如302所示。其中，该逻辑函数302的输出端连接NTOP点，参考点则连接至NBOT点，NCOMP 302接收N个输入信号D1～DN的反相信号，如DNB：D1B所示。其中，附加于信号名称的字母“B”除了其它指定外，即代表逻辑反相(意即逻辑1或“真”的反相即为逻辑0或“假”，反之亦然)。在此指出，D1B～DNB和D1B：DNB是同一组而标示法不同的N个信号，其中N为大于1的正整数。储存电路304连接于VDD与NTOP之间，如实施例所示，储存电路304被实施以供作为半保持电路304之用，且该储存电路304包括一反相器U1和一P通道元件P1。其中，反相器U1的输入连接NTOP，输出连接到P1元件的栅极端；P1元件的源极端连接VDD，漏极端则连接NTOP。

CLK信号同时也被提供至另一个P通道元件P2的栅极端和一个反相器/驱动器的输入端UC0。其中，P2的源极端连接VDD，漏极端则连接第二或输出评估点PTOP；反相器/驱动器UC0发出脉波信号CLK的反相(即CLKB)，且其输出连接至N通道导通元件N1的源极端，而N1的栅极连接NTOP，漏极连接PTOP。一用以通过NCOMP 302进行评估的逻辑函数补码，可利用P逻辑以实施，如PCOMP 306所示。其中，PCOMP 306的参考点连接VDD，输出点连接PTOP点。此外，PCOMP 306接收N个输入信号D1～DN，并以“P逻辑”实施(意即使用P通道元件)，就如同NCOMP 302以N逻辑实施逻辑函数的补码。PTOP被提供到输出反相器/驱动器U2的输入端，且该反相器/驱动器U2的输出端的输出信号为“Q”。

在操作上，CLK信号初始值为低电平，使得PTOP输出评估点经由带头元件P2预先充电至高电平，同时NTOP初步评估点则经由带头元件P0预先充电至高电平。输出信号Q初始值为低电平。当CLK信号为高电平时，NCOMP 302与PCOMP 306分别评估输入信号DNB：D1B和DN：D1，以决定或控制NTOP及PTOP点的状态。NCOMP 302与PCOMP306皆实施相同的逻辑函数补码，因此当CLK为高电平时，NCOMP 302与PCOMP 306二者皆为进行评估，或皆为不予评估。当NCOMP 302与PCOMP 306二者皆为“假”时(意即NCOMP 302与PCOMP 306皆为不予评估)，则逻辑函数本身为“真”；当NCOPM302与PCOMP 306二者皆为进行评估时，则逻辑函数本身为“假”。

因此，当逻辑函数为“真”，并且NCOMP 203与PCOMP 306皆为不予评估，则经由保持电路304运算过后的NTOP仍旧维持在高电平。既然NTOP依然为高电平，导通元件N1也随之维持在导通或开启状态。由反相器/驱动器UC0所缓冲暂存的CLKB信号为低电平，并且该信号通过导通元件N1将PTOP放电至低电平，因此Q变成高电平，也就是逻辑函数为“真”。依此方式，当导通元件N1持续由NTOP控制而维持在导通状态时，反相器UC0经由一条最多具有两个N元件的路径将评估点PTOP拉至低电平，因此导致Q输出信号为逻辑“真”状态。这两个N通道元件特指在反相器UC0与导通元件N1中的N通道元件(图中未标示)。当逻辑函数为“假”时，则NCOMP 302与PCOMP 306同时进行评估，使得NTOP经由结尾元件N0拉至低电平，并且PTOP由PCOMP 306拉至高电平；导通元件N1被截止或关闭，因此PTOP维持在高电平；Q输出信号保持在低电平，意即逻辑函数为“假”。

不似单纯的骨牌电路，互补式输入动态逻辑电路300允许其输出在评估期间可被驱动至高电平。也正因为不同于骨牌电路，若输入信号延后到达，则当CLK信号居于高电平而使得NCOMP 302与PCOMP 306皆处于评估时，输出信号Q依旧可以被拉回至低电平。互补式输入动态逻辑电路300可被视为包括与第一个初步评估点NTOP相关的互补N通道逻辑电路308，以及与第二个输出评估点PTOP相关的互补P通道逻辑电路310。其中，PTOP用以自反相器/驱动器U2产生输出信号Q；互补N通道逻辑电路308包括：带头与结尾元件P0与N0、用以评估逻辑函数的互补N逻辑电路NCOMP 302，以及保持电路304；互补P通道逻辑电路310包含：带头元件P2、用以评估逻辑函数的互补P逻辑电路PCOMP 306。若互补逻辑电路308与310皆为进行评估，则NTOP被电路308驱动成低电平，而PTOP则被电路310驱动成高电平；当电路308与310皆为不予评估时，由NTOP所控制的导通元件N1将经由一被暂存的反相CLK信号(由反相器/驱动器UC0产生)驱动PTOP至低电平。

另一替代实施例考虑以N通道元件N2取代反相器UC0，如图3的虚线连接电路所示。N2的源极端连接至接地参考点，漏极端连接至旁路元件N1的源极端，N2的栅极端则连接CLK信号。因此，当CLK为高电平，N2将被启动，并且将N1的漏极拉至低电平。若NCOMP 302与PCOMP 306不予评估，则低电平会经由N1传递至信号PTOP，因此将产生高电平的输出Q。

讯号PTOP的稳定参考点由一包括元件P3与U3的微弱保持电路所提供。因为这些元件是建议使用而非必要的，因此用虚连接线表示。以一包含两个反相器的全保持电路(如图1所示)取代半保持电路的配置，将可同样地供给PTOP一稳定参考点。

另一用以取代反相器UC0的下拉替代元件N2，以及被建议附加并用以提供PTOP稳定参考点的微弱保持电路，可用于本发明中后续所提及的所有实施例中，并可被描述如下。

图4为一示范性互补式输入动态逻辑电路400的示意图，其是根据本发明的特定的用以实施一“与”逻辑函数的实施例所实施。互补式输入动态逻辑电路400大致上与互补式动态逻辑电路300类似，而相同的组成部分具有相同的标号。对互补式输入动态逻辑电路400而言，互补式“与”N逻辑电路402用以置换NCOPM 302，而互补式“与”P逻辑电路406用以置换PCOMP 306。换言之，除了特定被实施以用于评估“与”逻辑函数的部分之外，互补式输入动态逻辑电路400与互补式动态逻辑电路300完全相同。值得注意的是，只要将反相器/驱动器U2以一驱动器加以置换，或是将一缓冲器移除其反相功能，或是在U2的输出端附加另一个反相器/驱动器(图中未显示)，则互补式动态逻辑电路400便可轻易转换成非“与”逻辑函数。

在N逻辑中，利用将N个N通道元件NC1～NCN并联连接于NTOP与NBOT间，以实施互补式“与”N逻辑电路402与“与”函数的补码。因此，当补码输入D1B～DNB被提供时，其结果即为所需的D1～DN输入的逻辑“与”。同理，在P逻辑中，可利用将N个P通道元件PC1～PCN并联方式连接于VDD与PTOP间，以实施互补“与”P逻辑电路406与另一个“与”函数的补码。输入信号补码D1B～DNB分别被提供到N通道元件NC1～NCN的栅极端(例如D1B被提供到NC1的栅极，而D2B被提供到NC2的栅极，依此类推)，并且非补码的输入信号D1～DN则分别被提供到P通道元件PC1～PCN的栅极端(例如D1提供到PC1的栅极，而D2提供到PC2的栅极，依此类推)。

互补式输入动态逻辑电路400的操作方式类似上述的互补式输入动态逻辑电路300，因此可加以参照。当D1～DN的任一个或多个输入信号为“假”或低电平(例如逻辑“0”)，则互补式“与”逻辑电路402与406皆进行评估，因此使得相对应的D1 B～DNB输入信号为“真”或高电平(例如逻辑“1”)。此外，当互补式“与”逻辑电路402与406皆为进行评估，则“与”函数成为“假”，因此当CLK信号拉至高电平时，Q输出信号变为“假”(拉至低电平)。反之，当所有的输入信号D1～DN皆为“真”时，互补式“与”逻辑电路402与406皆为不予评估，因此D1B～DNB输入信号的信号皆为“假”。此外，当互补式“与”逻辑电路402与406皆为不予评估，则“与”函数成为“真”，因此当CLK信号拉至高电平时，Q输出信号将会变为“假”(即为高电平)。值得特别加以注意的是，图4电路的速度对于扇入并不灵敏，所以任何输入到“与”函数的合理个数皆能被接受，因为不会减缓电路的速度；这是因为该评估路径仅经由两个堆栈式的N元件：N1和UC0中的N元件(未标示)。

图5为一根据本发明另一特定实施例的示范性互补式输入动态逻辑电路500的示意图，用以实施“或”逻辑函数。互补式输入动态逻辑电路500大致上与互补式动态逻辑电路300相似(相同的组成部分有相同标号)，其相异处在于NCOPM 302是以互补“或”N逻辑电路502置换，并且PCOMP 306是以互补“或”P逻辑电路506置换。换言之，除了特别被实施以用于评估“或”逻辑函数的部分之外，互补式输入动态逻辑电路500与互补式动态逻辑电路300完全相同。

在N逻辑中，将N个N通道元件NC1～NCN串联连接于NTOP与NBOT间，以实施互补式“或”N逻辑电路502与“或”函数的补码。其中，“或”函数的补码由补码输入D1B～DNB所驱动。同理，在P逻辑中，可利用将N个P通道元件PC1～PCN串联连接于VDD与PTOP间，以实施互补式“或”P逻辑电路506与“或”函数的补码，而且该“或”函数的补码由输入D1～DN所驱动。因此，输入信号的补码D1B～DNB分别被提供到N通道元件NC1～NCN的栅极端，并且输入信号D1～DN分别被提供到P通道元件PC1～PCN的栅极端。

当所有D1～DN输入信号为“假”时，则互补式“或”逻辑电路502与506皆为进行评估，因此使得所有对应的D1B～DNB输入信号为“真”。此外，当互补“或”逻辑电路502与506皆为进行评估，则“或”函数为“假”，因此当CLK信号拉至高电平时，Q输出信号将变为“假”(即拉至低电平)。反之，当一个或多个输入信号D1-DN为“真”时，互补式“或”逻辑电路502与506皆为不予评估，使得相对应的D1B-DNB输入信号为“假”。此外，当互补式“或”逻辑电路402与406皆为不予评估，则“或”函数将为“真”，因此当CLK信号拉至高电平时，Q输出信号将变为“真”(即拉至高电平)。

使用互补式输入动态逻辑电路300及其相关形式(例如互补式输入动态逻辑电路400)，有多项益处及优点。互补式输入动态逻辑电路300特别适用于高扇入“与”应用，例如用于解码电路。如先前在参考图4的讨论时所提及，互补式输入动态逻辑电路300和400的输出评估路径因为最多仅有两个元件，因此相较于在此之前所提供的其它逻辑电路明显较快。相较于目前用以实施高扇入“与”函数的分解技术，互补式输入动态逻辑电路300和400将比其他电路快到接近一个数量级，而互补式输入动态逻辑电路500因为由互补式“或”逻辑电路502和506的N通道与P通道元件以堆栈配置方式所构成，因此会因为基体效应和延迟的产生而限制扇入数。

图6为一用以实施一复杂逻辑函数的示范性互补式输入动态逻辑电路600的示意图。因为互补式输入动态逻辑电路600与互补式输入动态逻辑电路300在图形结构上具有相似特征，因此能够以接近于3到4个“或”项实施，并且每个“或”项皆包含一个高扇入的逻辑“与”函数。由互补式输入动态逻辑电路600所实施的复杂逻辑函数，具有下列方程式(1)形式的复杂“与”与“或”函数：

Q＝D11·D12·…D1X+D21·D22·…D2Y+…

+DM1·DM2·…DMZ  (1)

其中，点“·”代表逻辑“与”函数，而加号“+”代表逻辑“或”函数。方程式(1)为M个多重输入“与”项的逻辑“或”运算，通常见于管线处理系统的运算中。第1项有X个“与”项：D11、D12、…、D1X；第2项有Y个“与”项：D21、D22、…、D2Y；依此类推，直到最后一项或是第M项(最后一项)共有Z个“与”项：DM1、DM2、…、DMZ。

互补式输入动态逻辑电路600共有M个互补式N通道动态逻辑电路，每个皆类似于互补式输入动态逻辑电路300的互补式N通道逻辑电路部分。第一互补式N通道动态逻辑电路602，用以实施第一个“与”项AND1(即D11·D12·…D1X)，其包括：一P通道带头元件P10、一N通道结尾元件N10、一以AND1标记的N逻辑方块604，以及一储存电路S1。其中，CLK信号被供应至元件P10与N10的栅极端；反相输入信号D11B～D1 XB(即D1XB：D11B)被提供到N逻辑方块604各自的输入端；带头元件P10的源极端连接VDD，漏极端则连接至第一初步评估点NTOP1；结尾元件N10的源极端连接至GND，漏极端连接至第一参考点NBOT1；N逻辑方块604的输出连接NTOP1点，参考点连接到NBOT1点。与“与”N逻辑电路402的配置方式相近的是，二者皆包含X个以并联方式配置的N通道元件，而每个N通道元件的栅极端都可接收来自D1XB：D11B的反相输入信号；储存电路S1用以实施为半保持电路，并且和储存电路304同样包含反相器U11，以及连接于VDD与点NTOP1间的P通道元件P11。

互补式输入动态逻辑电路600其它M-1个“与”项的互补式N通道动态逻辑电路的实施配置方式，皆与第1个互补式N通道动态逻辑电路602相同。如图所示，最后一个(或第M个)互补式N通道动态逻辑电路606，用以实施最后一个“与”项ANDM(即DM1·DM2·…DMZ)，其包括：一P通道带头元件PM0、一N通道结尾元件NM0、一个以ANDM标记的N逻辑方块608，以及一储存电路SM。其中，CLK信号被提供到元件PM0与NM0的栅极端；反相输入信号DM1B-DMZB(即DMZB：DM1B)被提供到N逻辑方块608；带头元件PM0的源极端连接VDD，而漏极端连接至最后一个初步评估点NTOPM；结尾元件NM0的源极端连接GND，而漏极端连接至最后一个参考点NBOTM；N逻辑方块608的输出连接至NTOPM点，参考点连接到NBOTM点，与“与”N逻辑电路402的配置方式相近的是，两者皆包含Z个以并联方式配置的N通道元件，并且每个N通道元件的栅极端都可接收来自DMXB：DM1B的反相输入信号；储存电路SM用以实施半保持电路，并且和储存电路304同样包含反相器UM1，以及连接于VDD与点NTOPM间的P通道元件PM1。

M个初步评估点NTOP1～NTOPM都分别连接到M个P通道件P21～P2M各栅极端，同时也连接到M个N通道导通元件N11～NM1各栅极端。P通道元件P21～P2M以串联方式配置，或以P堆栈连接于VDD与输出评估点PTOP之间。其中，第一个P通道元件P21的漏极端连接至点PTOP，且其源极端连接至第二个P通道元件P22(图中没有显示)的漏极端；第二个P通道元件P22的源极端连接至第二个P通道元件P23(图中没有显示)的漏极端；依此类推，直到最后一个P通道元件P2M的源极端连接至VDD。N通道导通元件N11～NM1以并联方式连接于PTOP与一反相器/驱动器UC0输出之间，而该反相器/驱动器UC0在点CLKB处提供一反相时钟脉冲信号CLKB。其中，每个N通道导通元件N11～NM1的漏极端连接至PTOP点，而源极端连接反相器/驱动器UC0以接收CLKB信号；反相器/驱动器UC0的输入用以接收CLK信号，而其输出即为CLKB信号；一输出反相器/驱动器U2的输入端连接至PTOP点，而其输出则提供一输出信号Q。

互补式输入动态逻辑电路600的运算方式如下所述。当CLK信号为低电平时，每个初步评估点NTOP1～NTOPM分别由对应的带头元件P10～PM0拉至高电平，使得每一个N通道导通元件N11～NM1被启动。反相器/驱动器UC0将CKLB信号拉至高电平，并且将PTOP预先充电至高电平，因此Q输出信号初始值拉至低电平。因为N逻辑方块AND1～ANDM以并联方式连接，因此当CLK信号拉至高电平时，每一个N逻辑方块AND1～ANDM分别同时评估各输入信号。如果一个或多个N逻辑方块AND1～ANDM不予评估，则相对应的评估点NTOP1～NTOPM将因为所对应的储存元件S1～SM的操作结果而维持在高电平，因此将使得相对应的N通道导通元件N11～NM1维持在开启状态。当一个或多个N通道导通元件因为CLKB信号为低电平而启动时，反相器/驱动器UC0对PTOP点放电至低电平，致使Q输出信号成为高电平(“真”)。此状况发生于当一个或多个N逻辑方块AND1～ANDM所有的反相输入皆为“假”时(意即非反相输入全为“真”)，所以导致复杂逻辑函数为“真”。另一方面，如果所有N逻辑方块AND1～ANDM皆为进行评估，而且所有P通道元件P21～P2M皆导通，则N通道导通元件N11～NM1将在PTOP拉至高电平时皆被关闭，因此使得Q输出信号为低电平(“假”)。这种情况发生于N逻辑方块AND1～ANDM之中至少有一个反相输入为“真”的时候(意即相对应的非反相输入为“假”)，所以复杂逻辑函数的结果为“假”。

若将图3的互补式输入动态逻辑电路300与互补式输入动态逻辑电路600加以比较，不同于以P逻辑实施复杂逻辑函数补码，后者着眼于每个初始评估点NTOP1～NTOPM的观点。由观察简单的互补式电路可知，所需逻辑运算的P逻辑互补式实施的表达式在逻辑上视为实施另一逻辑函数补码的表达式。所以，与其以P逻辑实施每个包含并联P通道元件“与”项的“与”项逻辑函数补码，NTOP1～NTOPM点被当作P通道元件P21～P2M的P逻辑堆栈的输入，以用于决定输出评估点PTOP的状态。因此，因为M个互补式P逻辑方块(每个方块皆代表一“与”项)之中的每一个皆可用一单一的P通道元件加以置换，而且每个P通道元件P21～P2M栅极端皆通过对应的评估点NTOP1～NTOPM驱动，故配置结果已达到明显简化。

互补式输入动态逻辑电路600在N逻辑方块AND1～ANDM的N通道评估路径中，并不需要堆栈式元件。例如，互补式输入动态逻辑电路300在配置N与P通道评估路径时，皆需要堆栈元件以得到复杂逻辑函数每个额外的“或”项，然而，互补式输入动态逻辑电路600虽在P通道评估路径中堆叠P通道元件P21～P2M，“或”项的最大数目将受限于漏电流(leakage issue)及基体效应。如实施例所示，“或”项数被限制至大约三到四项。对简单的电路而言，互补式输入动态逻辑电路600稍微慢于互补式输入动态逻辑电路300，因为N逻辑方块AND1～ANDM皆在驱动PTOP前进行评估。然而，以目前实施复杂函数的技术相比，使用互补式输入动态逻辑电路600的方法还是较其他的逻辑电路快了一个数量级。

图7为一使用多互补式输入动态逻辑电路702、704、706的互补式输入动态逻辑电路700的简化方块图。其中，每个用以实施具有较多“与”项的互补式输入动态逻辑电路，皆与互补式输入动态逻辑电路600相似。第1个逻辑电路702用以处理两个逻辑项，包括：第一个有A个“与”项，即D11、D12、…、D1A；第二个有B个“与”项，即D21、D22、…、D2B。第二个逻辑电路704用以处理另两个逻辑项，包括：第三个有C个“与”项，即D31、D32、…、D3C；第四个有D个“与”项，即D41、D42、…、D4D。依此类推，最后一个逻辑电路706用以处理最后第M与第N个逻辑项，分别包括Y个与Z个“与”项。为了获得最佳解，每个互补式输入动态逻辑电路702～706都只处理两个“与”项。

互补式输入动态逻辑电路702～706的输出，被提供到各或门708输入端，以决定最后的输出值Q。如图所示，逻辑电路702提供一输出Q12至或门708一输入端，而逻辑电路704则提供一输出Q34至或门708的另一个输入。依此类推，最后一个逻辑电路706提供输出QMN至或门708的另一个输入。任何熟知该领域的技术人员应可理解到：任何数目的互补式输入动态逻辑电路都可利用并联方式堆叠而成，因此或门708可以轻易地通过所要多个输入个数加以实施，却无须考虑元件基体效应或延迟问题。例如，或门708可利用将N通道元件并联(图中未标示)而实施，并且每个N通道元件分别用于接收相对应的互补式输入动态逻辑电路702～706的输出结果。

互补式输入动态逻辑电路300适用于允许循序逻辑运算的组合，且该种运算组合包含逻辑的“与”运算顺序。图8为一常见多任务解码器800的方块图，用以作为一管线系统中的循序“与”运算范例，以供两组地址码间选择与解码所选结果之用。如图所示，两组已编码的码元A[1：0]和B[1：0]分别被提供到二位多任务器802的输入端。这一图解实施例显示每一地址具有二位，而熟知该领域的技术人员应可理解到，目前一般用于地址运算的多任务解码器都至少需要二位。一选择信号SEL用以提供至多任务器802的第一个选择输入，以及反相器U1的输入端，而反相器U1的输出则被提供至多任务器802另一个选择输入端。SEL信号的状态用于已编码地址位A[1：0]或B[1：0]之间的选择，而被选中的位(以信号ENCODED[1：0]表示)被提供到解码器804的输入端，以供解码器804将ENCODED[1：0]信号解解码为输出信号DECODED[3：0]。

任何熟知该领域的技术人员应可以理解到，进行解码位的解码包含同时进行逻辑上的“与”运算，以决定每个解码输出DECODED[3：0]的状态。例如，EDCODED[0]信号的状态由下述方程式(2)所示的“与”运算所决定：

ENCODED[1]B·ENCODED[0]B    (2)

其中，符号“·”表示局部“与”运算，而附加于信号名称之后的字母“B”表示逻辑反相。当接收到SEL信号，则多任务器802选取A[1：0]信号为ENCODED[1：0]信号；反之，若接收到相反的SEL信号，则B[1：0]信号被选取。

图9为一示范性互补式输入动态多任务解码器电路900的示意图，其用以决定最高解码位或DECODED[3]信号的解解码状态。互补式输入动态多任务解码器电路900包含第一与第二互补式输入动态逻辑电路902与906，而且其与先前所提到的互补式输入动态逻辑电路400实施方式相同。其中，互补式输入动态逻辑电路902与互补式输入动态逻辑电路400类似，差异在于导通元件N1更名为N4；信号点NTOP、NBOT、CLKB、PTOP分别重新更名为NTOP1、NBOT1、CLKB1、PTOP1；以三个N通道元件N1、N2、N3并联的“与”N逻辑电路402，被当作N逻辑电路903实施；以三个P通道元件P1、P2、和P3并联的“与”P逻辑电路406，被当作P逻辑电路904实施；储存电路304由相同的储存电路905取代；反相器/驱动器U2被移除，或是用一个二输入与非门/驱动器U4取代。此外，PTOP1信号被提供到与非门/驱动器U4的一个输入。

互补式输入动态逻辑电路906也与互补式输入动态逻辑电路400类似，差异在于导通元件N1更名为N9；信号点NTOP、NBOT、CLKB、PTOP分别重新更名为NTOP2、NBOT2、CLKB2、PTOP2；以三个N通道元件N6、N7、N8并联的“与”N逻辑电路402，被当作N逻辑电路907实施；以三个P通道元件P9、P10、和P11并联的“与”P逻辑电路406，被当作P逻辑电路908实施；储存电路304由相同的储存电路909取代；反相器/驱动器U2被移除；PTOP2信号被提供到非与逻辑门/驱动器U4的另一输入。

如图所示，互补式输入动态逻辑电路902与906分别包含对应的时钟脉冲反相器/驱动器UC0和UC2，并且用以将CLK信号反相，以及对于分布式配置提供各反相时钟脉冲CLKB1和CLKB2。可以看出，单一时钟脉冲缓冲电路可以被使用，以取代提供单一的缓冲和反相时钟脉冲信号到每个导通元件的作法。

N通道元件N1的栅极接收一反相SEL信号(或写成SELB)。N通道元件N2与N3的栅极分别接收反相A0与A1信号(或写成A0B和A1B)。因此，互补式输入动态逻辑电路902可以得到的逻辑值为SEL·A0·A1。N通道元件N6的栅极端接收SEL信号。N通道元件N2与N3的栅极端分别接收反相B0与B1信号(或写成B0B和B1B)。因此，互补式输入动态逻辑电路906可以得到逻辑值SELB·B0·B1。因此，互补式输入动态多任务器电路900决定DECODED[3]＝ENCODED[1]·ENCDDED[0]，而该结果表明于与非门/驱动器U4的输出端。

A和B地址码的解解码以并联实施。SEL信号的状态可决定被解码的A或B输出哪一个将被选择提供到N与门U4。若SEL信号被持有(即SELB被舍弃)，则选择与互补式输入动态逻辑电路902有关的A码，接着较低的互补式输入动态逻辑电路906将对于驱动PTOP输出评估点为高电平进行评估。此时若A0和A1信号为高电平，则导通元件N4导通，以允许CLKB1信号号驱动PTOP1输出评估点为低电平，并且造成DECODED[3]输出信号拉至高电平。

在决定所有的DECODED[3：0]码元的全快速多任务解码器中，互补式输入动态多任务解码器电路900被重复使用四次(一个码元一次)，而地址码被提供到被选择的评估路径的N通道与P通道元件输入端，以作为解码输出比特。较低码元DECODED[2：0]用以执行输入码元及其补码组合的逻辑的“与”运算。例如，为了获得DECODED[2]码元，互补式输入动态多任务解码器电路900重复使用，同时，除了被交换的地址码外，输入信号大体上相同。此外，A0/A1和A0B/A1B交换，并且B0/B1和B0B/B1B交换(意即不是A0B而是A0被提供到N通道元件N2的栅极端；不是A0而是A0B被提供到P通道元件P4的栅极端；不是A1B而是A1被提供到N通道元件N3的栅极端；不是A1而是A1B被提供到P通道元件P5的栅极端；不是B0B而是B0被提供到N通道元件N7的栅极端；不是B0而是B0B被提供到P通道元件P10的栅极端；不是B1B而是B1被提供到N通道元件N8的栅极端；不是B1而是B1B被提供到P通道元件P11的栅极端)。

额外的码元可以利用在各评估路径中增加额外的N通道与P通道元件去解码(意即分别在点NTOPx/NBOTx间与点VDD/PTOPx间加入，并且其中的“x”表示并联的互补式输入动态逻辑电路的数目)。通过增加多任务函数可以达到从2个以上的输入集合中选择，而增加方式是在各自评估路径的并联N通道与P通道元件中，添加并联解码阶层和选择信号的输入逻辑组合。

与非门U4大致上可以利用与互补式输入动态逻辑电路400相同的方式实施，而必须具有足够的输入和一反相输出。利用将互补式输入动态逻辑电路400的反相器/驱动器U2以反相驱动器(图中没有显示)来取代，或是在输出添加另一个反相器(图中没有显示)，可以实施反相输出。熟知该领域的技术人员应知，因为其高扇入特性，所以可以使用互补式输入动态逻辑电路400当作输出与非门以帮助任何个数的地址(例如四个以上)。

图10为一示范性快速动态多任务解码器的简化方块图，其为通过互补式输入动态逻辑电路来解码四个四位地址A[3：0]、B[3：0]、C[3：0]和D[3：0]的示范性快速动态多任务解码器1000的简化方块图。动态多任务解码器1000包含16个互补式输入动态多任务解码器电路MD15、MD14、…、MD0(或写成MD[15：0])，每一个互补式输入动态多任务解码电路分别解码16个输出解码位DECODED[15：0]中的一个。除了为了从多个地址间选择而包含的额外互补式输入动态逻辑电路，每一个互补输入动态多任务解码电路MD[15：0]皆和互补式输入动态多任务解码器电路900具有相同的实施方式。同时，在每个互补式输入动态多任务解码电路中的每一个互补式输入动态逻辑电路，包含了额外的的N通道与P通道元件(在对应的N逻辑与P逻辑电路中)，以用于解码额外的选择和地址位。

每一个互补式输入动态多任务解码器电路MD[15：0]都很相似，所以在此只显示第一个多任务解码器电路MD15细节。地址与选择位：A[3：0]、B[3：0]、C[3：0]、D[3：0]和SEL[1：0]，以及相对应的反相地址及选择位：A[3：0]B、B[3：0]B、C[3：0]B、D[3：0]B和SEL[1：0]，皆被提供到每一个互补式输入动态多任务解码电路MD[15：0]中。多任务解码器电路MD15包含四个互补式输入动态逻辑电路1002、1004、1006和1008，依据四输入BADB与非门1010的输入分别提供四个输出评估点输出PT1、PT2、PT3和PT4。与非门1010的输出提供最上层解码的解码位DECODED[15]。

多任务函数利用两个选择位在四个地址A、B、C、D中选择。其中：若SEL1和SEL0皆经逻辑电路1002而获得，则地址A被选择；若获得SEL1而SEL0无效(经逻辑电路1004)，则地址B被选择；若SEL1无效而SEL0被获得(经逻辑电路1006)，则地址C被选择；若SEL1和SEL0皆无效(经逻辑电路1008)，则地址D被选择。因此，A地址位被提供到逻辑电路1002，B地址位被提供到逻辑电路1004，C地址位被提供到逻辑电路1006，而D地址位被提供到逻辑电路1008。每一个N通道和P通道都包含六个元件(两个选择位和四个地址位)。每一个评估路径的选择和地址位的特殊组合是根据被解码的特殊输出位而选择。

根据本发明实施例，可利用互补式输入动态逻辑电路来实施动态多任务解码器。相较之下，互补式输入动态多任务解码电路900会比一般常用的多任务解码器(如多任务解码器800)快速。根据本发明实例，多任务解码器所使用的互补式输入动态逻辑电路的解码位数目是可以且易于扩张，以便从两个以上的解码输入集合中作选择。

在一般全动态多任务解码器实例中，N个编码地址每一个都有M个地址位，产生2^M个解码输出位，其中N、M为大于1的整数。所有被提供的2^M个动态多任务解码器，每一个皆包含N个从解码位中选择，并对所选择的位解码以提供单一解码位的互补式输入动态逻辑电路。因此全多任务解码器系包含2^M组的N个互补式输入动态逻辑电路。每个动态多任务解码器的每一个互补式输入动态逻辑电路都接收一地址位和该地址的反相位，而该特定的位被解码，以决定是其地址还是其反相的副本将被提供到N通道评估路径或是P通道评估路径之中。

更进一步，P个选择位包含其中(P是大于0且足以从N个编码地址中选择的整数)，举例来说，N＝2地址时，P＝1；N＝3或N＝4地址时，P＝2；N＝5～8地址时，P＝3；依此类推。每一个P选择位都被提供到每一个互补式输入动态逻辑电路的每一个P通道与N通道路径中。在每一个互补式输入动态逻辑电路的每一个评估路径中的P位，其特殊组合或逻辑状态被决定，以用于选择相对应而由互补式输入动态逻辑电路所处理的地址。如动态多任务解码电路900所示，为了选择A地址，在互补式输入动态逻辑电路902中，SEL信号在P通道评估路径中被提供，而其反相者SELB则在对应的N通道评估路径中被提供；为了选择B地址，因此在互补式输入动态逻辑电路906中，选择位SEL/SELB的逻辑状态为反相的。

虽然本发明已尽力提及某种程度上较佳的方式，并且将可考虑的细节部分详加描述，然而其它方式或变化也可能同时值得考虑。举例来说，一输出信号的特殊逻辑状态可依据其在逻辑电路中的使用而可能反相。此外，虽然本发明揭露考虑的应用是金属氧化物半导体(MOS)型态的元件(包含互补式MOS元件及其类似元件，例如NMOS与PMOS晶体管)，但也可以相同方式应用于技术与图形结构相近的元件，例如双载子元件或其它相似元件。

最后，熟知该领域的技术人员应可察觉到可以快速的使用这一公开的概念，使用这一具体的实例当作设计或修改后结构的基础，并得到与本发明相同的目的，而不违背本发明的精神与范围，这些设计或修改均应包含在本发明的权利要求书所要求保护的范围之内。

Claims (11)

1.一种用于评估一逻辑函数的互补式输入动态逻辑电路，包括：

一N通道动态电路，接收一时钟脉冲信号且耦接至一第一评估点，在该N通道动态电路进行评估时，通过将该第一评估点在该时钟脉冲信号为高电平时拉至低电平，决定该逻辑函数的补码；

一P通道动态电路，接收该时钟脉冲信号且耦接至一第二评估点，在该P通道动态电路进行评估时，通过将该第二评估点在该时钟脉冲信号为高电平时拉至高电平，决定该逻辑函数的补码；以及

一导通元件，由该第一评估点控制，并在该N通道动态电路无法进行评估时，将该第二评估点拉至低电平。

2.如权利要求1所述的互补式输入动态逻辑电路，其中该N通道动态电路包括：

一N逻辑电路，用以决定该逻辑函数的补码，该N逻辑电路具有一参考点、耦接至该第一评估点的输出端以及多个用以接收多个输入信号的输入端；

一带头元件，接收该时钟脉冲信号并耦接至该第一评估点，当该时钟脉冲信号为低电平时，预先充电该第一评估点；以及

一结尾元件，接收该时钟脉冲信号并耦接至该N逻辑电路的该参考点；

其中该带头元件与结尾元件可响应该时钟脉冲信号，以致能该N逻辑电路进行评估。

3.如权利要求2所述的互补式输入动态逻辑电路，其中：

该带头元件包括一P通道元件，其具有一耦接至一源电压的源极、一接收该时钟脉冲信号的栅极以及一耦接至该第一评估点的漏极；以及

其中该结尾元件包括一N通道元件，其具有一接地的源极、一接收该时钟脉冲信号的栅极以及一耦接至该N逻辑电路的该参考点的漏极。

4.如权利要求2所述的互补式输入动态逻辑电路，还包括一保持电路，耦接于一源电压与该第一评估点之间。

5.如权利要求1所述的互补式输入动态逻辑电路，其中该P通道动态电路包括：

一P逻辑电路，用以决定该逻辑函数的补码，该P逻辑电路具有耦接至一源电压的参考点、耦接至该第二评估点的输出端以及多个用以接收多个输入信号的输入端；以及

一带头元件，接收该时钟脉冲信号且耦接至该第二评估点，用以在该时钟脉冲信号为低电半时，预先充电该第二评估点，并在该时钟脉冲信号为高电平时，致能该P逻辑电路进行评估。

6.如权利要求1所述的互补式输入动态逻辑电路，还包括：

一反相器/驱动器，具有一接收该时钟脉冲信号的输入端，以及一提供一反相时钟脉冲信号的输出端；以及

该导通元件包括一N通道导通元件，其具有一耦接至该第一评估点的栅极、一耦接至该第二评估点的漏极以及一耦接至该反相器/驱动器的该输出端的源极。

7.如权利要求1所述的互补式输入动态逻辑电路，还包括一输出反相器/驱动器，其具有一输入端耦接至该第二评估点，及一输出端以提供该逻辑函数的结果。

8.一种用于评估一复杂动态逻辑函数的方法，包括：

将第一与第二评估点预先充电至高电平；

在将该第一评估点拉至低电平的互补式N逻辑电路进行评估时，利用该N逻辑电路评估该逻辑函数的第一补码，同时在将该第二评估点拉至高电平的互补式P逻辑电路进行评估时，利用该P逻辑电路评估该逻辑函数的另一补码；以及

若该互补式N逻辑电路无法进行评估，则经由该第一评估点所控制的导通元件，将该第二评估点拉至低电平。

9.如权利要求8所述的评估一复杂动态逻辑函数的方法，还包括：

通过将多个N通道元件以并联方式耦接于该第一评估点与一参考点之间，实施该互补式N逻辑电路；

在该互补式N逻辑电路的该参考点与地面间提供一N通道结尾元件，并以一时钟脉冲信号控制该结尾元件；以及

通过将多个P通道元件以并联方式耦接于该第二评估点与一源电压之间，实施该互补式P逻辑电路。

10.如权利要求8所述的评估一复杂动态逻辑函数的方法，还包括：

反相及缓冲一时钟脉冲信号，以提供一反相时钟脉冲信号；以及

若该互补式N逻辑电路无法进行评估，则经由该导通元件，以该反相时钟脉冲信号驱动该第二评估点。

11.如权利要求8所述的评估一复杂动态逻辑函数的方法，还包括若该互补式N逻辑电路无法进行评估，则保持该第一评估点在高电平，以维持该导通元件的开启状态的步骤。

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