CN1496158A - 用于检测业务信道和导频信道之间的功率比的设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种在移动通信系统中用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的设备和方法。该设备可用于通过使用第二信道信号来执行信道估计而生成第二信号，并且使用第二信号对第一信道信号进行信道补偿来生成第一信号。该设备还可用于生成组成第一信号的符号的绝对值，在按大小顺序对绝对值进行排序之后，选择预定长度的绝对值，计算所选择绝对值的平均值，计算第二信号的绝对值的平方，并且使用平均值与第二信号的绝对值的平方的比值来生成功率比。

Description

用于检测业务信道和导频信道之间的 功率比的设备和方法

发明背景

本发明通常涉及一种移动通信系统，并且，特别涉及一种在用于高速数据传输的移动通信系统中检测业务信道和导频信道之间的功率比的设备和方法。

背景技术

移动通信系统已经从一种支持以语音为中心的业务的传统通信系统发展为一种支持以高容量数据为中心业务(诸如，数据业务和多媒体业务)的先进的通信系统。这样，为了能够进行高容量数据传输，移动通信系统正在发展成一个高速、高质量分组通信系统。例如，在第三代合作项目(3GPP)中提出的高速下行链路分组接入(此后，称为HSDPA)，其是第三代异步移动通信系统的标准，或者在第三代合作项目2(3GPP2)中提出的增强可变数据语音(此后，称为1xEV-DV)，其是第三代同步移动通信系统的标准，是一种被建议用于高容量、高速数据传输的技术。对于宽带码分多址(此后称为“W-CDMA”)通信系统中的设备、系统和方法，HSDPA技术是高速下行共享信道(此后称为“HS-DSCH”)及其相关的控制信道的通称，高速下行共享信道是一个下行链路数据信道，支持高速下行链路分组数据传输。

在一高速分组数据传输系统中，根据无线信道状态来调整调制方案和编码方案的技术已经被建议用于在一个有限频带中发送高速数据。特别地，自适应调制和编码(此后称为“AMC”)最近已经被建议用于HSDPA。现在将在下面描述AMC技术。

AMC指的是一种数据传输技术，其中，根据在小区或者节点B和用户设备(此后，称为“UE”)之间的信道状态来确定调制方案和编码方案。这样，AMC提高了小区的利用效率。AMC包括多个调制方案和多个编码方案，并且通过组合调制方案与编码方案来对信道信号进行调制和编码。特别地，调制方案和编码方案的每种组合被称为调制和编码方案(此后，称为“MCS”)，并且，可以根据MCS的数量来限定具有等级#1到等级#N的多个MCS。AMC技术根据在UE和节点B之间的信道状态来自适应地确定MCS等级，其中，节点B是无线连接到UE的，由此提高了节点B的整个系统效率。在AMC中，正交相移键控(QPSK)，八相相移键控(8PSK)，以及16相正交幅度调制(16QAM)被考虑用作调制方案，并且从1/4到1的各种编码速率被考虑用于编码方案。尽管为了解释方便，将参照异步HSDPA通信系统来进行下面的描述，但是，随后的描述也可以被应用到其他的用于高速数据传输的移动通信系统中。

当AMC被应用时，对于具有好的信道状态的UE，例如，UE位于节点B的附近，即，UE使用质量好的信道，就使用例如8PSK和16QAM的高阶(high order)调制方案，以及高编码速率。相反，对于位于远离节点B的位置上的UE、具有差的信道状态的UE(例如，UE处于小区边界位置)、和使用质量差的信道的UE，使用诸如QPSK的低阶(low order)调制方案和低编码速率。在低阶调制方案的情况下，特别在常规第三代移动通信系统中使用的QPSK，一个符号位于其星座图上的每个象限，使得仅使用相位估计就能完成信道补偿。然而，在诸如8PSK或者16QAM的高阶调制方案的情况下，多个符号位于其星座图上的每一象限，并且多个有不同幅度的符号可以位于相同的相位，因此，需要相位和幅度的精确估计用于信道补偿。

正像前面所描述的，根据无线信道环境自适应地使用在移动通信系统中提供高速、高质量业务时所应用的调制方案和编码速率。另外，当通过应用高阶调制方案和低编码速率来发送数据时，减少所发送数据接收的主要因素通常出现在节点B和UE之间的信道环境中。减少数据接收的信道环境包括加性高斯白噪声(此后，称为“AWGN”)、由衰落引起的接收信号功率的变化、由于UE移动以及UE移动速度的变化引起的多普勒效应、和由于其他的UE和多径信号引起的干扰。由于在被接收机接收以前由于无线信道环境而使初始发送信号失真，就需要一种设备来补偿接收信号中的失真，使得接收信号与发送信号相似。该设备被称为“信道估计器”。

在HSDPA中，节点B发送用于信道估计的公共导频信道(CPICH)信号，以便所有的UE都能接收CPICH信号。甚至在用于同步系统的1xEV-DV中，基站(BS)发送用于信道估计的导频信道(PICH)信号，使得所有的移动台(MS)都能接收PICH信号。在随后的描述中，由于公共导频信道信号和导频信道信号都被用于信道估计，为了简明，它们通常被称为“导频信道”。在节点B和UE之间建立导频信道，以便发送导频信号，并且接收侧，或者UE，通过接收导频信道信号来估计在节点B和UE之间的信道状态，特别是信道衰落现象。所估计的信道衰落用于将由于衰落现象而失真的接收信号恢复成由发送侧发送的初始信号。同时，所估计的信道衰落被用于估计在业务信道和导频信道之间的功率比(业务对导频信道功率比)。

在业务信道和导频信道之间的功率比估计是必要的过程，其用于解调以诸如16QAM和64QAM的高阶调制方案调制的信号。如果发送侧或者节点B将有关在业务信道和控制信道之间的功率比的信息提供给接收侧，或者UE，就没有必要估计在业务信道和导频信道之间的功率比。然而，设计一种使用1xEV-DV或者HSDPA的高速分组传输系统，其中使用16QAM的高阶调制方案或者更高阶的调制方案，从而在接收侧应执行估计以删除信令负载。被称为“盲功率比检测”的用于在接收侧估计业务信道和导频信道之间的功率比的方法可以用来代替通过信令从发送侧向接收侧提供有关业务信道和导频信道之间的功率比的信息的方法。然而，减少盲功率比检测的主要因素出现在接收侧，并且减少盲功率比检测的主要因素被粗略地分为三类：信道噪声、衰落现象和非均等平均功率。

现在将参照图1描述非均等平均功率。

图1是示出了16QAM的一般星座图的示例的图。参考图1，当诸如16QAM的高阶调制方案被应用时，每个符号有不同的功率电平。例如，在星座图上邻近坐标(0，0)的4个内部符号的功率变为P_in＝2A²，在星座图上的8个中间符号的功率变为P_middle＝10A²，以及在星座图上的4个外部符号的功率变为P_outer＝18A²。这样，4个内部符号，8个中间符号和四个外部符号的平均功率变为 $P_{\mathrm{total}}=\frac{{2A}^2+{10A}^2+{18A}^2}{3}{10A}^2,$ 并且如果A＝0.3162，总平均功率P_total变为1。在以下的描述中，将假设A＝0.3162，一个特定的符号由S_i表示，并且相应符号的功率由<S_i>表示。这里，i是一个用于识别数据信道和导频信道的标识符。如果i＝d，i表示数据信道，而如果i＝p，i表示导频信道。例如，<S_d>表示在数据信道上的相应符号的功率。

数据符号经过业务信道发送，并且业务信道与导频信道一起被发送。由发送侧或者节点B发送的发送信号被表示为

Tx＝W_dA_dS_d+W_pA_pS_p......(1)

在等式(1)中，W_i是一个沃尔什码，其是一个扩频码，因此，W_d表示一个用于业务信道的沃尔什码，以及W_p表示一个用于导频信道的沃尔什码。进一步地，在等式(1)中，A_i表示信道增益，因此，A_d表示业务信道的信道增益，以及A_p表示导频信道的信道增益。此外，在等式(1)中，S_i表示如上所述的组成分组的每个符号，S_d表示在业务信道上的符号，以及S_p表示在导频信道上的符号。然而，S_p使用在发送侧(或者节点B)与接收侧(或者UE)之间的预先约定的模式。

使用HSDPA的通信系统(此后，称为“HSDPA通信系统”)通过一个分组发送信号，并且一个分组由多个时隙组成。通过分组发送的一个发送单元是一个发送时间间隔(此后，称为“TTI”)，并且一个TTI由3个时隙组成。此外，一个时隙发送的符号数随应用于相应时隙的扩频因子(此后称为“SF”)而改变。在HSDPA通信系统中，通常使用SF＝16，因此，每个分组发送480个符号。结果，每一个时隙发送160个符号。

在16QAM中，一个符号由4位组成，因此，对于每一分组随机生成1920位，并且，在QPSK中，一个符号由2位组成，因此，对于每一分组随机生成960位。在16QAM的情况下，当一个分组被发送时，480个符号被发送，并且，如果将480个符号均匀生成为120个内部符号、240个中间符号和120个外部符号，一分组中的480个符号的平均功率将变为1(<S_i>＝1)。然而，通常，考虑到数据特性，不能将一分组中的480个符号均匀地生成为如上所述的120个内部符号、240个中间符号和120个外部符号。例如，当组成480个符号的1920位都为0时，将480个符号都生成为在图1上示出的星座图上的内部符号A+jA。这样，480个符号的平均功率<S_i>将变为0.2(<S_i>＝0.2)。如果480个符号的平均功率<S_i>是0.2，即使当没有噪声或者失真时，接收侧并不能(cannot but)估计平均功率<S_i>为0.2。然而，相反，如果组成480个符号的1920位都为1，就将480个符号都生成为在图1上示出的星座图上的外部符号3A+3jA，因此，480个符号的平均功率<S_i>将变为1.8(<S_i>＝1.8)。同样地，如果480个符号的平均功率<S_i>是1.8，即使当没有噪声或者失真时，接收侧也并不能估计平均功率<S_i>为1.8。不等于1的发送信号的非均等平均功率，被称为“非均等平均功率”。

现在将参照图2描述非均等平均功率的特性。

图2是示出了在应用16QAM时非均等平均功率的一般特性的一个示例的图。特别地，图2示出了在假设总发送功率为1的情况下将发送功率的90％应用于业务信道时，传输分组的平均功率的概率密度函数(此后称为“PDF”)的特性。如果在一个分组的传输期间将480个符号均匀地生成为120个内部符号、240个中间符号和120个外部符号，业务信道的平均功率p变为0.9(P＝A² _d<S_d>＝A² _d＝0.9)。然而，正像前面所述的，在一个分组的发送期间将480个符号理想地均匀生成为120个内部符号、240个中间符号和120个外部符号是一种少有的情况。通常，PDF示出平均值m＝0.9且标准方差σ＝0.0232的分布特性。

如果分配给业务信道的发送功率是总发送功率的90％(A² _d＝0.9)，业务信道符号的平均功率<S_d>不是1而是0.9，并且业务信道符号在接收侧与功率为0.2(<N>0.2)的AWGN一起被接收，随后通过使用业务信道的累计平均技术以下面的方法来检测在业务信道和导频信道之间的功率比，其中，累计平均技术是常规的盲功率比检测技术。这里，<N>表示噪声的平均功率。现在将描述在累计平均技术中用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的过程。

如果假定信道与AWGN混合，接收侧接收信号，信号被定义为

Rx＝W_dA_dS_d+W_pA_pS_p+N     .....(2)

如果只有业务信道信号从等式(2)的接收信号Rx中分离出来，分离出来的业务信道信号由下面的等式(3)来表示。为了仅从接收信号Rx中分离出业务信道信号，发送侧简单地将接收信号Rx乘以与应用于业务信道的沃尔什码相同的沃尔什码，以便进行解扩。

Rx_d＝A_dS_d+N    .....(3)

在等式(3)中，Rx_d是仅考虑了其一个业务信道信号的接收信号。为了计算被施加到业务信道的信道增益A_d，通过下式来计算累计平均功率：

P＝A² _d<S_d>+<N>.....(4)

在等式(4)中，P表示累计平均功率，即，业务信道的累计平均功率。如果假定在等式(4)中，<S_d>＝1且<N>＝0，即，如果在通过业务信道发送的分组内的符号的平均功率和噪声功率分别为1和0，那么累计平均功率可以被检测为P＝A² _d＝0.9，然而，如果像前面所假定的那样，<S_d>＝0.9且<N>＝0.2，则P＝A² _d<S_d>+<N>＝1.01。在这种情况下，P≠A² _d，因此，不可能检测到正确的A² _d。

现在将参照图3来描述在移动通信系统中接收机的一般结构。

图3是一个方块图，其示出在移动通信系统中接收机的一般结构的示例。参考图3，接收机所接收的、通过衰落信道之后的，即经过衰落现象之后的接收信号Rx，可以被定义为：

Rx＝α·(W_dA_dS_d+W_pA_pS_p)e^-jθ+N) .....(5)

在等式(5)中，αe^-jθ表示由于衰落信道而引起的幅度和相位的失真。特别地，α表示幅度失真，并且e^-jθ表示相位失真。在等式(5)中的其他分量与结合等式(1)所描述的那些分量相同。

等式(5)所表示的接收信号Rx被施加到解扩器310，并且解扩器310用一个预定扩频码对接收信号Rx进行解扩，将接收信号Rx分成一业务信道信号和一导频信道信号，并且将业务信道信号提供给信道补偿器320，将导频信道信号提供给信道估计器330。也就是说，解扩器310使用与在发送机中应用于业务信道的扩频码相同的扩频码对接收信号Rx进行解扩，以便从接收信号Rx分离出一个业务信道信号，并且将业务信道信号提供给信道补偿器320。进一步地，解扩器310使用与在发送机中应用于导频信道的扩频码相同的扩频码对接收信号Rx进行解扩，从接收信号Rx分离出一个导频信道信号，并且将导频信道信号提供给信道估计器330。从解扩器310输出的业务信道信号被表示为αA_dS_de^-jθ+N，并且从解扩器310输出的导频信道信号被表示为αA_pS_pe^-jθ+N。

其间，当信道估计器330理想地工作时，其通过将导频信道信号乘以一个预先在发送机和接收机之间商定的导频符号S_p＝1+j的复共轭S_p ^*＝1-j并将相乘结果归一化，来检测A_pαe^-jθ，并且随后输出衰落信道的复共轭值，该复共轭值可以被表示为：

(A_pαe^-jθ)^*.....(6)

结果，从信道估计器330输出的信号(A_pαe^-jθ)^*变成一个考虑了其衰落现象的导频信道的估计值。信道估计器330将(A_pαe^-jθ)^*提供给信道补偿器320和功率比检测器340。功率比检测器340被用作业务对导频信道功率比检测器，其用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比。

信道补偿器320通过使用信道估计器330输出的(A_pαe^-jθ)^*来完成对业务信道的信道补偿，并且信道补偿后的业务信道信号被表示成：

αA_dS_de^-jθ+N×(A_pαe^-jθ)^*＝|α|²A_dA_pS_d+N′.....(7)

信道补偿器320通过将解扩业务信道信号αA_dS_de^-jθ+N乘以从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*来产生一信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′，并且将所产生的信道估计信号|α|²A_dA_pS_d+N′提供给功率比检测器340。也就是说，通过将从解扩器310输出的业务信道信号αA_dS_de^-jθ+N乘以从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*，使得从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′变成一个相位补偿信号。功率比检测器340通过使用从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′和从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*来检测在业务信道和导频信道之间的功率比。

现在，将在下文中描述功率比检测器340的操作。

功率比检测器340首先检测从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′的累计平均功率。信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′的累计平均功率被定义为：

|α|⁴(A_dA_p)²<S_d>+<N′>.....(8)

在等式(8)中，理想情况下，<S_d>＝1，并且<N’>＝0，因此，可以检测到精确的|α|⁴(A_dA_p)²。然而，在实际的无线信道环境中，<S_d>≠1，并且<N’>≠0，因此等式(8)可以被改写为：

$\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{\left(A_d{A}_p\right)}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

在等式(9)中累计平均功率被表示为 $\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{\left(A_d{A}_p\right)}^2},$ 由于<S_d>≠1，并且<N’>≠0，其变成一个与在理想情况下的累计平均功率|α|⁴(A_dA_p)²不同的值。等式(9)所表示的累计平均功率的平方根被表示为：

$\sqrt{\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{\left(A_d{A}_p\right)}^2}}=\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

功率比检测器340通过计算在等式(10)中示出的累计平均功率的平方根与从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*的平方之比，来检测在业务信道和导频信道之间的功率比，并且这可以表示为

$\frac{\sqrt{\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{\left(A_d{A}_p\right)}^2<S_d>+<N^{\&prime;}>}}}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2}=\frac{\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2}=\frac{A_d}{A_p}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

在等式(11)中，如果<S_d>≠1，并且<N’>≠0，功率比检测器340的输出不仅包括在业务信道和导频信道之间的功率比 而且还包括一误差分量。另外，由于<S_d>≠1，所以假定<S_d>＝1+Δ<S_d>。随后，功率比检测器340的输出被表示为：

$\frac{\sqrt{\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{\left(A_d{A}_p\right)}^2<S_d>+<N^{\&prime;}>}}}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2}=\sqrt{{\left(\frac{A_d}{A_p}\right)}^2+\mathrm{error}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

在等式(12)中，误差分量是 $\mathrm{\&Delta;}<S_d>\&CenterDot;{\left(\frac{A_d}{A_p}\right)}^2+\frac{<N^{\&prime;}>}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{A}_p^4}.$

其间，解调器350接收从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′，并且正像以下等式(13)示出的那样重新整理信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′。

${\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_d+N^{\&prime;}=\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2\right)\&CenterDot;\left(\frac{A_d}{A_p}\right)S_d+N^{\&prime;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(13\right)$

在对业务信道信号进行实际解调之前，通过将信道补偿信号除以从功率比检测器340输出的信号，解调器350将从信道补偿器320输出的信道补偿信号分成业务信道信号和噪声分量，并且这可以被表示为

$\frac{\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2\right)\&CenterDot;\left(\frac{A_d}{A_p}\right)S_d+N^{\&prime;}}{\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2\right)\&CenterDot;\left(\frac{A_d}{A_p}\right)}=S_d+\frac{N^{\&prime;}}{\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_p^2\right)\&CenterDot;\left(\frac{A_d}{A_p}\right)}{S}_d+N^{\&prime;\&prime;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

在等式(14)中，N”是噪声分量。

随后，解调器350通过使用结合图(1)所描述的星座图，逐位地对等式(14)的信号进行解调，并且将解调结果输出到turbo解码器360。Turbo解码器360以turbo解码方案对解码器350的输出信号进行解码，该解码方案与在发送机中所使用的turbo编码方案相对应，并且输出其原始信息位。

如上所述，当混合在接收信号中的噪声功率消除失败时，由于噪声功率，常规的盲功率比检测技术，特别是基于累计平均技术的盲功率比检测技术难以执行精确的盲功率比检测。也就是说，由于如结合等式(12)所描述的那样，噪声分量作为一个功率分量被包含在从功率比检测器340输出的信号中，所以消除噪声分量是困难的。另外，累计平均技术直接受到非均等平均功率问题的影响，并且其对衰落现象敏感，这对完成盲功率比检测造成困难。当在HSDPA通信系统中，使用高阶调制方案发送信号时，常规的盲功率比检测技术，特别是累计平均技术难以执行发送信号的调制。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种设备和方法，用于在用于高速数据传输的移动通信系统中检测业务信道和导频信道之间的功率比。

本发明的另一个目的是提供一种业务对导频信道功率比检测设备和方法，用于在用于高速数据传输的移动通信系统中最小化非均等平均功率问题。

本发明的再一个目的是提供一种业务对导频信道功率比检测设备和方法，用于在用于高速数据传输的移动通信系统中最小化由噪声分量引起的误差。

本发明的又一个目的是提供一种业务对导频信道功率比检测设备和方法，用于在用于高速数据传输的移动通信系统中最小化由衰落信道引起的误差。

为了达到上述和其他的目的，本发明提供了一种在移动通信系统中检测在第一信道和第二信道之间的功率比的设备。该设备包括通过使用第一信道信号执行信道估计来产生第一信号的信道估计器；通过使用第一信号对第二信道信号进行信道补偿来生成第二信号的信道补偿器；以及功率比检测器，其生成组成第二信号的符号的绝对值，并且在以大小顺序对绝对值进行排序后选择预定长度的绝对值，计算所选择的绝对值的平均值，计算第一信号绝对值的平方，和使用平均值和第一信号的绝对值的平方的比值生成功率比。

为了达到上述和其他的目的，本发明提供了一种方法，用于在移动通信系统中检测第一信道和第二信道之间的功率比。该方法包括：通过使用第一信道信号执行信道估计来产生第一信道信号；通过使用第一信号对第二信道信号进行信道补偿来生成第二信号；以及生成组成第二信号的符号的绝对值，在以大小顺序对绝对值进行排序后选择预定的长度的绝对值，计算所选择的绝对值的平均值，计算第一信号绝对值的平方，和使用平均值和第一信号的绝对值的平方的比值生成功率比。

附图简述

附图说明

本发明上述和其他的目的，特征和优点从随后结合附图的详细描述中将变得更加清楚；附图中：

图1是示出16QAM的一般星座图的示例的图；

图2是示出当16QAM被应用时非均等平均功率的一般特性的示例的图；

图3是示出在移动通信系统中接收机的一般内部结构的示例的方块图；

图4是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的内部结构的示例的方块图；

图5是示出根据本发明的一个实施例的为了实现本发明16QAM中的有效长度的示例的方块图；

图6是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间功率比的过程的示例的流程图；

图7是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的内部结构的示例的方块图；

图8是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的内部结构的另一个示例的方块图；

图9是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的过程的示例的流程图；

图10是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间功率比的过程的另一个示例的流程图；

图11是一个示出根据本发明的一个实施例的在使用业务对导频信道功率比检测方法时误帧率的示例的图。

具体实施方式

现在将参考附图详述本发明的几个实施例。在以下的详述中，为了简明，公知的功能和结构的详细描述被省略。

图4是示出根据本发明的一个实施例的用于检测在业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的内部结构的示例的方块图。

应当指出，除了根据本发明的实施例对功率比检测器340的结构进行了修改以便实现有效的功率比检测，即业务对导频信道功率比检测以外，在图4中示出的本发明的实施例实质上应用与结合图3所描述的一般接收机结构相同的接收机结构。因此，应当指出，解扩器310、信道补偿器320和信道估计器330的输入/输出信号实质上与在相关技术部分所描述的输入/输出信号相同。尽管为了方便说明，给本发明的盲功率比检测器分配的附图标记与在相关技术部分所描述的功率比检测器340的附图标记相同，但它们以不同的方式进行操作。

参考图4，正像结合图3所描述的，功率比检测器340-1接收从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′和从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*。功率比检测器340-1将从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′分成实部(I分量)和虚部(Q分量)，并且，这被表示成

${\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_d+N^{\&prime;}=({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+N_I^{\&prime;})+j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+N_Q^{\&prime;})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

从等式(15)，实部和虚部能够被写成

$I=({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+N_I^{\&prime;}),Q=j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+N_Q^{\&prime;})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(16\right)$

其间，当16相正交幅度调制(16QAM)被应用时，在结合图1所描述的星座图上的所有符号的幅度都为A和3A。也就是说，由于每一符号的实部和虚部满足 $S_{d_I},S_{d_Q}\&Element;\{\&PlusMinus;A,\&PlusMinus;3A\},$ 它们也满足 $S_{d_I},S_{d_Q}\&Element;\{A,3A\}.$ 尽管本发明能够使用例如64QAM的其他高阶调制方案来实现，但是为了方便描述，本发明将参照16QAM进行描述，而不脱离本发明的范围。

在16QAM中，信道补偿信号的实部和虚部都可以任选值A和3A中的任何一个，其可以定义为：

A_term＝(A_dA_p)A，3A_term＝(A_dA_p)3A  .....(17)

因此，当计算结合等式(16)所描述的信道补偿信号的实部和虚部的绝对值，并且随后被分为在等式(17)中定义的A和3A时，它们被表示为

$\left|I\right|\underset{n\&Element;\left\{A\right\}}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+N_I^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left\{3A\right\}}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+N_I^{\&prime;}\left(n\right)|,$

$\left|Q\right|=\underset{n\&Element;\left\{A\right\}}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+N_Q^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left\{3A\right\}}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+N_Q^{\&prime;}\left(n\right)|\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

在等式(18)中计算信道补偿信号的实部和虚部的绝对值的原因是当计算星座图上的绝对值时，所有的符号可以被分为A和3A。在等式(18)中，n表示在组成一个分组的符号中相应符号的顺序，并且n有1到组成分组的符号数量之间的值，例如，1到480之间的值。组成一个分组的符号数量假定为480，这是因为使用高速下行链路分组接入的通信系统(此后称为“HSDPA通信系统”)，其是一个用于高速数据传输的通信系统，通常使用扩频因子(SF)SF＝16来发送每个分组的480个符号。另外，由于组成一个分组的符号数是480，每个时隙发送160个符号。因为在HSDPA通信系统中，一个发送时间间隔(TTI)由3个时隙组成，所以每一时隙发送160个符号。从其最小值到最大值排序连续存储等式(18)示出的实部和虚部的每一个，并随后排序值被划分为两个相等的部分时，就可能将排序值分为更小的值和更大的值。排序后的值被等分的参考点变成在一个分组内的符号的数量变成1/2的点。也就是说，由于本发明被应用到HSDPA通信系统，在480个符号中间第240个符号和第241个符号之间的边界点就变为参考点。另外，当排序值被划分为两等份时，较小值存在的部分被定义为“低端部分(low_part)”，而较大值存在的部分被定义为“高端部分(high_part)”。

现在将根据图5描述低端部分和高端部分。

图5是示出根据本发明的一个实施例的、为了实现发明在16QAM中的有效长度的示例的方块图。参考图5，当在无线信道上没有噪声或者衰落现象时，在一个分组中所有的符号根据他们的幅度从最小值到最大值进行排序。排序值随后被分到两等份低端部分和高端部分中。在这种情况下，低端部分有具有幅度A的符号，而高端部分有具有幅度3A的符号。然而，在实际的无线信道环境中，存在一种罕见的情况：没有噪声或者衰落现象，并且甚至有非均等功率问题发生。正像在相关技术部分所描述的，术语“非均等功率”指的是平均功率，其中，由发送机发送的发送信号的平均功率变成不为1的值。因此，当在一个分组内的所有符号根据他们的幅度从最小值到最大值被排序时，并且随后排序值被分到两等份低端部分和高端部分中时，低端部分不仅包括幅度为A的符号，还包括幅度为3A的符号。存在于低端部分的幅度为3A的符号是由于非均等平均功率问题而生成的符号。当然，在图5中，存在于低端部分的符号中由A表示的符号在实际无线信道环境中或者有与A相同的值或者接近A的值，并且存在于高端部分符号中由3A表示的符号在实际无线信道环境中或者有与3A相同的值或者接近3A的值。

现在将在下文中详细描述在图5中示出的有效长度。

首先，在一个分组中的符号被分为同相(I)信道分量和正交(Q)信道分量。所分的I信道分量依照他们的幅度被再次分为低端部分和高端部分，所分的Q信道分量依照他们的幅度被再次分为低端部分和高端部分，正像在下面的等式(19)所表示的：

sort(|I|)＝(low_part)_I+(high_part)_I

sort(|Q|)＝(low_part)_Q+(high_part)_Q  .....(19)

在等式(19)中，当施加到一个分组内的所有符号的衰落信道大小α(n)理想地相等，并且<S_d>＝1，即，当没有非均等平均功率产生并且没有噪声分量时，低端部分，即(low_part)_I和(low_part)_Q，都可以由A项表示。然而，在实际无线信道环境中，由于施加到一个分组内的所有符号的衰落信道大小α(n)并不相等，并且<S_d>≠1，非均等平均功率问题产生并且存在噪声分量。在这种情况下，因此，低端部分由大量的A项和小量的3A项组成。与低端部分类似，由于施加到一个分组内的所有符号的衰落信道大小α(n)不相等，<S_d>≠1，并且存在噪声分量，所以高端部分也由大量的3A项和小量的A项组成。

3A项被部分地包括在低端部分中有三个原因。

第一个原因是衰落现象。在这种情况下，将假设没有噪声分量，也没有非均等平均功率问题发生。

当 ${\left|a\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p<\frac{2}{3}$ 时，通过横跨星座图上划分A和3A的2A边界，相应的符号被包括在低端部分中。也就是说，在理想情况下，应该满足|a(n)|²A_dA_p＝1的条件，但是由于衰落信道数量级a(n)的影响，3A项被包括在低端部分中。

第二个原因是噪声分量。在这种情况下，将假设没有衰落现象和没有非均等平均功率问题发生。

当仅考虑噪声分量时，由于没有衰落现象，|a(n)|²A_dA_p＝1。当3A项的噪声分量N_I’(n)＜-A时，相应的符号被包括在低端部分中，其横跨星座图上的2A边界。也就是说，在理想情况下，应该满足条件N_I’(n)＝0，但是由于噪声分量N_I’(n)的影响，3A项被包括在低端部分中。

第三个原因是非均等平均功率问题。在这种情况下，将假设没有衰落现象和没有噪声分量发生。

将使用结合图1所描述中的星座图上的内部符号(±A±jA)以及外部符号(±3A±3jA)，来描述非均等平均功率问题。

(1)非均等平均功率问题，其中在一个分组中的内部符号的数量大于外部符号的数量(A项的数量比3A项的数量大)：当内部符号数量大于外部符号数量时，由于在低端部分中不包括3A项，本发明的一个实施例没有受到显著地影响。

(2)非均等平均功率问题，其中在一个分组中的内部符号的数量小于外部符号的数量(A项的数量比3A项的数量小)：当内部符号的数量小于外部符号的数量时，由于3A项作为噪声分量被包括在低端部分函数中，因此为了减小3A项作为噪声分量包括在低端部分函数中的影响，本发明仅对有效长度的低端部分进行统计。

现在，将在下文中描述有效长度。

有效长度是这样的长度(部分)，其中对在一个分组中小于1/2数量的符号进行统计，以使由于非均等平均功率问题产生的过量外部符号不被包括在低端部分中。也就是说，如图5所示，选择在一个分组中小于1/2数量的符号作为有效长度。但是，当有效长度被加长时，统计过程的随机性增加。相反，当有效长度减小时，通过去除所有超量的外部符号，可能解决非均等平均功率问题，超量的外部符号对每个分组而言是不同的。因此，有效长度应当被设置为这样的长度：在去除所有超量的外部符号同时不会降低统计过程的随机性。

同时，结合等式(19)所描述的在地端部分中的有效长度将被定义为low_part_eff，即在(low_part)_I中的有效长度和在(low_part)_Q中的有效长度被分别定义为：(low_part_eff)_I和(low_part_eff)_Q。功率比检测器340-1于是仅算出(low_part_eff)_I和(low_part_eff)_Q的平均数，并且用2A去除结果，如下面在等式(20)中描述的：

$\frac{E\{\mathrm{low}\_{\mathrm{part}}_{\mathrm{eff}}{)}_I\}+E\left\{\right(\mathrm{low}\_\mathrm{par}{t}_{\mathrm{eff}}{)}_Q\}}{2A}=\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}---\left(20\right)$

在等式(20)中，用2A除平均值的原因是考虑到了I分量和Q分量。另一个原因是为了从平均值中计算除了A项之外的其它项。更进一步，在等式(20)中，E{(low_part_eff)_I}具有与(low_part)_I中间值(cenre value)非常类似的值。同样E{(low_part_eff)_Q}具有与(low_part)_Q的中间值非常类似的值。

功率比检测器340-1可以通过根据下面的等式(21)用信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*的平方除值 $\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)},$ 来检测在业务信道和导频信道之间的最终功率比，该 $\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}$ 是如等式(20)所示通过仅算出(low_part_eff)_I和(low_part_eff)_Q的平均数，并且用2A除该平均数所确定的。

$\frac{\stackrel{\&OverBar;}{\left|{\mathrm{\&alpha;}}^2\right|\left(A_d{A}_p\right)}}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A_p}^2}=\frac{\stackrel{\&OverBar;}{A_d}}{A_p}---\left(21\right)$

在等式(2)中考虑的噪声分量被定义为：

$\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}={\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p+\frac{E\{N_{A\_\mathrm{term}}+N_{3A\_\mathrm{term}}{\}}_I+E\{N_{A\_\mathrm{term}}+N_{3A\_\mathrm{term}}{\}}_Q}{2A}---\left(22\right)$

在等式(22)中，一个误差分量是

$\frac{E\{N_{A\_\mathrm{term}}+N_{3A\_\mathrm{term}}{\}}_I+E{\{N}_{A\_\mathrm{term}}+N_{3A\_\mathrm{term}}{\}}_Q}{2A}.$

等式(22)中，可以假设N_{A_term}是包含在等式(18)中示出的A项里的一个噪声分量，同时N_{3A_tern}是包含在等式(18)中示出的3A项里的一个噪声分量。在本发明中，因为噪声分量作为一个期望分量(expectation component)而不是一个与此类似的功率分量出现，因此噪声分量能够被最小化为一个近似于0的值。

现在，将参考图4描述功率比检测器340-1的内部结构。

参考图4，这个功率比检测器340-1包含绝对值生成器501和503，排序器505和507，集成和转储部分509和511，除法器513和515，加法器517，除法器519，功率比生成器521，和平方器523。如上描述，一个从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′应用于功率比检测器340-1，同时这个功率比检测器340-1将信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′分离为一个实部或I信道分量，和一个虚部或Q信道分量，并将I信道分量 $({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_P{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;})$ 提供给绝对值发生器501，将Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 提供给绝对值发生器503。然后，绝对值发生器501生成I信道分量 $({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;})$ 的一个绝对值并将生成的绝对值输出到排序器505。同样的，绝对值发生器503生成Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 的一个绝对值并将生成的绝对值输出到排序器507。

排序器505接收从绝对值生成器501输出的I信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|,$ 根据绝对值的大小按从最小值到最大值的顺序对绝对值进行连续排序，然后将排序后的绝对值提供给集成和转储部分509。类似的，排序器507接收从绝对值生成器503输出的Q信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|,$ 按从最小值到最大值的顺序对绝对值进行连续排序，然后将排序后的绝对值提供给集成和转储部分511。

集成和转储部分509将数值分到(low_part)_I和(high_part)_I中，此数值是通过把从排序器505输出的绝对值，即I信道分量的绝对值，根据它们的大小从最小值到最大值进行排序确定的，仅考虑(low_part)_I，采取具有低端部分(low_part)_I中的预定范围的有效长度(low-part_eff)_I，在有效长度上进行集成和转储，然后将集成和转储的结果提供给除法器513。集成和转储部分511将数值分到(low_part)_Q和(high_part)_Q中，这些数值是通过将从排序器507输出的绝对值，也就是，Q信道分量的绝对值，依据它们的大小从最小值到最大值进行排序而确定的，仅考虑(low_part)_Q，采用具有低端部分(low_part)_Q中的预定范围的有效长度(low-part_eff)_Q，在有效长度(low-part_eff)_Q上进行集成和转储，然后将集成和转储的结果提供给除法器515。除法器513用有效长度的长度N去除这些从集成和转储部分509输出的值，并将相除结果提供给加法器517。除法器515用有效长度的长度N去除这些从集成和转储部分511输出的值，并将除法结果提供给加法器517。加法器517通过将除法器513的输出值和除法器517的输出值相加，生成有效长度的平均功率E{(low part_eff)_I}+E{(low_part_eff)_Q}，其中该有效长度的I信道分量和Q信道分量都考虑到了，同时将生成的平均功率提供给除法器519。

除法器519用2A去除从加法器517输出的有效长度的平均功率E{(low_part_eff)_I}+E{(low_part_eff)_Q}，然后将除法结果提供给功率比生成器521。因为如上所述考虑到了I分量和Q分量，除法器519要用2A去除从加法器输出的有效长度的平均功率E{(low_part_eff)_I}+E{(low_part_eff)_Q}。另外，其原因是要从有效长度的平均功率中，计算出除了A项之外的其它项。平方器523取出从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*的绝对值，求绝对值的平方，并将平方后的绝对值输出到功率比生成器521。

功率比生成器521接收从除法器519输出的一个信号 $\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}$ 和从平方器523输出的一个信号|α|²A_p ²，最后通过用|α|²A_p ²去除 $\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)},$ 检测到业务信道和导频信道之间的功率比

结果，由功率比检测器340-1检测到的业务对导频信道功率比

与用业务信道累积平均技术检测到的功率比值是相同的，上述业务信道累积平均检测技术是在相关技术部分中描述的一种通用的盲功率比检测技术。然而，因为在检测业务对导频信道功率比时仅考虑有效长度，因此本发明在精确度上要更优越。这一点将在下面进行详细的解释。

(1)衰落影响的最小化

如上所述，根据业务信道累积平均检测技术的传统功率比检测器340-1的输出为 $\frac{\sqrt{\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{\left(A_d{A}_p\right)}^2<S_d>+<N^{\&prime;}>}}}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A_p}^2}=\sqrt{{\left(\frac{A_d}{A_p}\right)}^2+\mathrm{error}}$ (其中一个误差分量是， $\mathrm{\&Delta;}<S_d>{\left(\frac{A_d}{A_p}\right)}^2+\frac{<N^{\&prime;}>}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^4{A_p}^4},$ 参见等式(12))，根据本发明的新功率比检测器340-1的输出为 $\stackrel{\&OverBar;}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2\left(A_d{A}_p\right)}={\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p+\frac{E\{N_{A\_\mathrm{term}}+N_{3A\_\mathrm{term}}{\}}_I+E\{N_{A\_\mathrm{term}}+N_{3A\_\mathrm{term}}{\}}_Q}{2A}$ (参见等式(22))。在等式(12)的情况下，因为功率比检测器340-1的输出信号包含一个噪声功率分量<N′>并且这个噪声分量总是一个正值，项 $\frac{\sqrt{<N^{\&prime;}>}}{{\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A_p}^2}$ 直接传达了衰落现象的影响。然而，在按照本发明的等式(22)的情况下，功率比检测器340-1的输出信号不会受到衰落的影响。因此，本发明对在快速衰落信道里提高盲功率检测性能作出了很大贡献。

(2)噪声分量的最小化

如上所述，在基于业务信道累积平均技术的盲功率比检测技术中，一个噪声功率分量包含在结合等式(8)所描述的累积平均功率里，从而一个正噪声分量总是包含在盲功率比检测的统计数值中。因此，除非实现单独消除噪声功率分量的过程，否则当噪声分量增加的时候，盲功率比检测器的统计数据的误差也会增加。然而，在本发明的盲功率比检测技术里，因为噪声分量的平均值包含在结合等式(18)所述的统计数值中，所以如果假设噪声分量的平均值近似为0，那么噪声分量起盲功率比检测器中统计值的误差的作用的可能性就会很小。更进一步，在本发明的实施例中，只需使用低端部分就可以实现盲功率比检测，并且每个峰值噪声分量都包含在高端部分里，因此统计值的噪声分量起误差的作用的可能性就很低。

(3)非均等平均功率的问题的解决

本发明的盲功率比检测技术通过根据其大小将I信道分量的绝对值和Q信道分量的绝对值按从小到大的顺序进行连续排序、把排序后的绝对值分成低端部分和高端部分、只选择低端部分、同时只选择一个有效长度来最小化由即使在低端部分中的非均等平均功率造成的影响，来解决非均等平均功率的问题。

参考图6，将描述一个根据本发明实施例的用来检测业务信道和导频信道之间的功率比的过程。

图6是示出根据本发明的实施里的用来检测业务信道和导频信道之间的功率比的过程的一个示例的流程图。参考图6，在步骤611中，功率比检测器340-1接收从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′和从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*，然后进入到步骤613。在步骤613中，功率比检测器340-1将信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′分离成一个实部或I信道分量，和一个虚部或Q信道分量，然后进入到步骤615。在步骤615中，功率比检测器340-1获得所分的I信道分量 ${\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;}$ 的绝对值和所分的Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 的绝对值，然后进入到步骤617。在步骤617中，功率比检测器340-1接收I信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|$ 和Q信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|,$ 根据其大小将绝对值按从小到大的顺序进行连续排序，然后进入到步骤619。

在步骤619中，功率比检测器340-1将I信道分量和Q信道分量的排序后的绝对值分成低端部分和高端部分，仅仅考虑一个有效长度，检测此有效长度的平均功率，然后进入到步骤621，在步骤621中，功率比检测器340-1将I信道分量的有效长度的平均功率和Q信道分量的有效长度的平均功率相加，从而再次检测考虑了其I信道分量和Q信道分量的有效长度的平均功率，然后进入到步骤623。在步骤623中，功率比检测器340-1通过用从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*的绝对值进行平方而确定的值去除考虑了其I信道分量和Q信道分量的有效长度的平均功率，最终检测到业务对导频信道的功率比

然后结束这个过程。

下面，参考图7，将对根据本发明的另一个实施例的用于检测业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的结构进行描述。

图7是一个方块图，其示出了根据本发明的另一个实施例的用于检测业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的内部结构的例子。

需要指出的是，除了根据本发明实施例的功率比检测器340的结构使功率比检测更有效之外，本发明应用了与结合图3中描述的传统接收机结构相同的接收机结构。因此，需要指出解扩器310、信道补偿器320和信道估计器330的输出/输入信号同在相关技术部分中描述的输入/输出信号相同。虽然为了方便描述，给本发明的盲功率比检测器分配了与在相关技术部分中描述的功率比检测器340相同的附图标记，它们以不同方式工作。图7中的功率比检测器340-2包含绝对值生成器701和703、排序器705和707、选择器709和711、加法器713、除法器715、功率比生成器717和平方器719。

绝对值生成器701和703，排序器705和707在操作上与结合图4描述的绝对值生成器501和503，排序器505和507相同，因此这里为了简明扼要略去了对其的详细说明。选择器709将从排序器705输出的数值分到(low_part)_I和(high_part)_I中，此数值是通过根据其大小按照从最小值到最大值的顺序对I信道分量的绝对值进行排序而获得的，仅仅考虑(low_part)_I，选择低端部分(low_part)_I的中心值来作为有效长度的平均功率，同时将选择的平均功率提供给加法器713。选择有效长度(low-part_eff)_I的平均值作为(low_part)_I的中心值的原因是E{(low_part_eff)_I}的值近似于(low_part)_I的中心值，如结合等式(20)中所述。也就是说，因为特定长度的(low-part_eff)_I的平均功率能近似于相应特定长度的中心值，平均值可以被简化为：

E{low_part_eff}≈center_of_low_part(23)

在等式(23)中，因为低端部分包含从最小值进行分类而获得的数值，该数值预先按照从最小值到最大值的顺序进行了顺序排序，所以如果考虑将一个零均值噪声分量加到A项，低端部分的中心值与low-part_eff的平均值相同。另外，选择器711将数值分为(low_part)_Q和(high_part)_Q，此数值是通过按照其大小把Q信道分量的绝对值按从最小值到最大值的顺序进行排序并从排序器707输出而获得的，仅考虑了(low_part)_Q，选择(low_part)_Q的中心值作为有效长度的平均功率，同时将选择后的平均功率提供给加法器713。选择有效长度(low-part_eff)_Q的平均功率作为(low_part)_Q的中心值还因为E(low-part_eff)_Q的值近似于等式(low_part)_Q的中心值，如结合等式(20)所述。因此，加法器713将从选择器709输出的值center_of_part_I和从选择器711输出的值center_of_part_Q相加，同时将加后的结果提供给除法器715。同样，除法器715，功率比生成器717和平方器719以与如图4所述的方式相同的方式工作，为了简明扼要这里略去了对其的详细说明。

同时，前面的描述建立在如下假设的基础之上：当在业务信道上传送一个分组时，发送机使用单个信道化码。当发送机在业务信道上传送分组时使用多信道化码时，因为每一个信道化码都可以用来传送一个分组，发送机有可能同时传送多个不同分组。因此，由接收机收到的数据信道信号成为在数据信道之间具有相同功率比且经过了相同路径的信号。然而，因为在数据信道之间会出现非均等平均功率问题，因此有可能通过平均为每个数据信道检测的业务对导频信道功率比来进一步提高精确度。相反，当考虑到硬件的复杂性时，就可能将在特定信道检测的业务对导频信道功率比用于所有其它数据信道，而不是平均为每个数据信道检测的业务对导频信道功率比。

下面，参考图8，将描述根据本发明的又一实施例的用于检测业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备。

图8是一个方块图，其示出了根据本发明的实施例的用于检测业务信道和导频信道之间的功率比的功率比检测设备的内部结构的另一个例子。参考图8，功率比检测器340-3包含绝对值生成器801和803、集成和转储部分805和807、除法器809和811、加法器813、除法器815、功率比生成器817和平方器819。如上所述，从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′应用于功率比检测器340-3，同时功率比检测器340-3将信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′分成一个实部或I信道分量，和一个虚部或Q信道分量，同时将I信道分量 ${\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;}$ 提供给绝对值生成器801，并将Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 提供给绝对值生成器803。然后绝对值生成器801产生I信道分量 $({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;})$ 的绝对值，并将生成的绝对值输出到集成和转储部分805。类似的，绝对值生成器803产生Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 的绝对值，并将生成的绝对值输出到集成和转储部分807。在这里，绝对值生成器801和803逐帧生成绝对值，也就是N个符号一组地生成绝对值。

集成和转储部分805实现绝对值生成器801输出的I信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|$ 的集成和转储，同时将它的输出提供给除法器809。类似的，集成和转储部分807实现绝对值生成器803输出的Q信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|+$ $\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|$ 的集成和转储，同时将它的输出提供给除法器811。除法器809用组成一帧的符号数目N去除从集成和转储部分805输出的信号，同时将除的结果提供给加法器813。除法器811用组成一帧的符号数目N去除从集成和转储部分807输出的信号，同时将除的结果提供给加法器813。这里，除法器809和811用N去除从集成和转储部分805和807输出的信号的原因是为了计算帧部分的平均功率。

同时，因为上面讲到的 $\left|S_{d_I}\right|,\left|S_{d_Q}\right|\&Element;\{A,3A\},$ 所以当没有噪声的时候，|I|和|Q|总是正值。|I|和|Q|表示为：

$\left|I\right|=\left|Q\right|=\underset{S_{d_I}\&Element;A}{\mathrm{\&Sigma;}}\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_{p}A\right)+\underset{S_{d_I}\&Element;3A}{\mathrm{\&Sigma;}}({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_{p}3A)$

mean(|I|)＝mean(|Q|)＝|α|²A_dA_p2A(24)

当如等式(24)所示没有噪声时，实部和虚部各自的绝对值的平均值用2A项表示。因此，这个平均值的1/2值，也就是均值/2，会起到上述排序的效果。将均值/2表示为：

$\frac{\mathrm{mean}\left(\right|I\left|\right)+\mathrm{mean}\left(\right|Q\left|\right)}{4A}={\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p---\left(25\right)$

同时，加法器813将除法器809输出的信号和除法器811输出的信号相加，同时将相加的结果提供给除法器815。为了计算均值/2，除法器815用4A去除从加法器813输出的信号，同时将除后的结果提供给功率比生成器817。平方器819获得从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*的绝对值，将绝对值平方，然后同时将平方后的绝对值提供给功率比生成器817。

功率比生成器817接收从除法器815输出的一个信号|α|²A_dA_p和从平方器819输出的一个信号|α|²A_p ²，最后通过用|α|²A_p ²除|α|²A_dA_p，检测到业务对导频信道功率比

这种使用信道补偿信号的平均/2的业务对导频信道功率比检测能够使业务对导频信道功率比检测具有最小化的复杂度。

下面，参考图9，将描述用于在图8的功率比检测设备中检测业务信道和导频信道之间功率比的过程。

图9是一个流程图，其示出了根据本发明的实施例的用于检测业务信道和导频信道之间功率比的过程的例子。参考图9，在步骤911中，功率比检测器340-2接收从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′和从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*，然后进入到步骤913。在步骤913中，功率比检测器340-2将信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′分离成一个实部或I信道分量，和一个虚部或Q信号分量，然后进入到步骤915。在步骤915中，功率比检测器340-2获得所分的I信道分量 $({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;})$ 的绝对值和所分的Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 的绝对值，然后进入到步骤917。在步骤917中，功率比检测器340-2接收I信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|$ 和Q信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|,$ 检测到I信道分量的平均功率和Q信道分量的平均功率，然后进入到步骤919。

在步骤919中，功率比检测器340-2检测平均功率的1/2值，对于该平均功率，考虑到了实部或I信道分量的平均功率和虚部或Q信道分量的平均功率，然后进入到步骤921。这里，检测平均功率的1/2值的原因在于平均功率的1/2值是通过A项表示的，如上所述。在步骤921中，功率比检测器340-2通过用对信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*的绝对值进行平方而确定的数值去除平均功率的1/2值，最终检测到一个业务对导频信道功率比

随后结束这个过程。

下面，参考图10，描述用于在图7中的功率比检测设备里，来检测业务信道和导频信道之间功率比的过程，

图10是一个流程图，其示出了根据本发明的实施例的用于检测业务信道和导频信道之间的功率比的另一个例子。参考图10，在步骤1011，中，功率比检测器340-3接收从信道补偿器320输出的信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′和从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*，然后进入到步骤1013。在步骤1013中，功率比检测器340-3将信道补偿信号|α|²A_dA_pS_d+N′分离成一个实部或I信道分量和一个虚部或Q信道分量，然后进入到步骤1015。在步骤1015中，功率比检测器340-3获得所分的I信道分量 $({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_I}+{N_I}^{\&prime;})$ 的绝对值和所分的Q信道分量 $j({\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}^2{A}_d{A}_p{S}_{d_Q}+{N_Q}^{\&prime;})$ 的绝对值，然后进入到步骤1017。在步骤1017中，功率比检测器340-3接收I信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|+$ $\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_I}^{\&prime;}\left(n\right)|$ 和Q信道分量的绝对值 $\underset{n\&Element;\left(A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|+\underset{n\&Element;\left(3A\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}|\left({\left|\mathrm{\&alpha;}\left(n\right)\right|}^2{A}_d{A}_p\right)\&CenterDot;3A+{N_Q}^{\&prime;}\left(n\right)|,$ 依据它们的大小，将绝对值从小到大进行连续地排序，然后进入到步骤1019。

在步骤1019中，功率比检测器340-3将I信道分量排序后的绝对值和Q信道分量排序后的绝对值分成低端部分和高端部分，检测低端部分的中心值，然后进入到步骤1021。在步骤1021中，功率比检测器340-3将I信道分量低端部分的中心值和Q信道分量低端部分的中心值相加，再次检测同时考虑了其I信道分量和Q信道分量的平均功率，然后进入到步骤1023。在步骤1023中，最后，功率比检测器340-3通过对从信道估计器330输出的信道估计信号(A_pαe^-jθ)^*进行平方而确定的值去除同时考虑了其I信道分量和Q

信道分量的平均功率，来检测业务信道相对于导频信道的功率比

下面，参考图11，对根据本发明的实施例的误帧率进行描述。

图11是一个图，其示出了当使用根据本发明的实施例的业务对导频信道功率比检测方法时误帧率的一个例子。参考图11，垂直轴代表误帧率(今后称之为“FER”)，而水平轴代表Ior/Ioc。在Ior/Ioc里，Ior代表总发送功率，Ioc代表包含干扰功率和噪声功率的总接收功率。结果，Ior/Ioc与信噪比(SNR)有近乎相同的意义。图11显示了当无线信道环境有一个数据信道，即一个业务信道，具有120公里的衰落信道和4个多径，采用16QAM作为调制技术，且turbo编码器的编码速率为3/4时的FER。

正像图11所示出的，当按时隙执行本发明的盲功率比检测技术时所给出的FER特性曲线与理想环境里的FER特性曲线十分相似。另外，当执行其为传统的盲功率比检测技术的业务信道累积平均技术中的盲功率比检测技术时所给出的FER特性曲线显示了最坏的FER特性曲线。当按帧，即分组执行新的盲功率比检测技术时所给出的FER特性曲线要比按时隙执行新的盲功率比检测技术时所给出的FER特性曲线要差，但要比执行业务信道累积平均技术中的盲功率比检测技术时所给出的FER特性曲线要好得多。随着盲功率比检测单元中的变化，FER特性曲线变得不同，这是因为：由于信道估计器330的输出中的变化在快衰落环境下十分突出，所以将短长度的平均值输出到功率比生成器521和717要比将长长度的平均值输出到功率比生成器521和717更加精确。也就是说，在HSDPA通信系统中，由于3个时隙组成一帧，基于时隙的盲功率比检测比基于帧的盲功率比检测在检测频率上高3倍，同时因为信道估计器330的更精确的输出数值可以在盲功率检测中应用，结果会变得精确，显示一个更好的FER特征。

同时，参照将16QAM调制方案应用到HSDPA通信系统中的情况，已经对本发明的盲功率比检测技术进行了描述。然而，在高阶调制方案里，例如，64QAM，因为它的幅度有4个值，比如 $\left|S_{d_I}\right|,\left|S_{d_Q}\right|\&Element;\{A,3A,5A,7A\},$ 这些值用与16QAM相类似的方法排序，然后分成4个相同的部分，同时由A项决定一个功率比，A项是它们中最低端的部分。其它的过程也以与16QAM相同的方式进行。

如上所述，本发明根据每一个组成信道补偿信号的符号的绝对值，来设置一个有效长度，然后通过仅检测有效长度的平均功率来检测业务信道和导频信道之间的功率比。因此，象传统的盲功率比检测技术，尤其是基于累计平均技术的盲功率比检测技术一样，本发明的新盲功率比检测技术去除了由于混合在接收信号中的噪声功率而产生的盲功率比检测误差。另外，新的盲功率比检测技术通过仅计算考虑了有效长度的平均功率，去除了由于非均等平均功率问题所产生的盲功率检测误差，同时还通过消除衰落现象的影响去除了由于非均等平均功率问题所产生的盲功率检测误差，从而为性能改善作出了很大贡献。结果，新的盲功率比检测技术使得误帧率最小化，从而最大化了系统的总体传输吞吐量。

参照本发明的某些实施例，已经对本发明进行了说明和描述，本领域的技术人员将理解在不偏离由附加的权利要求所限定的本发明精神和范围的前提下，可以在形式和细节上作出各种改变。

Claims (39)

1.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的设备，包括：

信道估计器，用于通过使用第一信道信号执行信道估计来生成第一信号；

信道补偿器，用于通过使用该第一信号对第二信道信号进行信道补偿来生成第二信号；

功率比检测器，其用于生成组成该第二信号的符号的绝对值，在按大小顺序对绝对值进行排序后选择预定长度的绝对值，计算所选择的绝对值的平均值，计算该第一信号的绝对值的平方，并且使用该平均值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成功率比。

2.如权利要求1所述的设备，其中，该功率比检测器包括：

绝对值生成器，用于接收组成该第二信号的符号，并且生成每个该符号的绝对值；

排序器，用于按大小顺序对由该绝对值生成器生成的绝对值进行排序；

平均值计算器，用于在该排序后的绝对值中选择预定长度的绝对值，并且计算所选择的绝对值的平均值；

平方器，用于计算该第一信号的绝对值的平方；以及

功率比生成器，用于通过该平均值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

3.如权利要求1所述的设备，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

4.如权利要求3所述的设备，其中，该参考点是根据该第二信道的调制方案确定的。

5.如权利要求3所述的设备，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

6.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的设备，包括：

绝对值生成器，用于接收组成第一信号的符号，该第一信号是通过对第一信道信号进行信道补偿而生成；

排序器，用于按大小顺序对由该绝对值生成器生成的绝对值进行排序；

平均值计算器，用于在排序后的绝对值中间选择预定长度的绝对值，并且计算所选择的绝对值的平均值；

平方器，用于计算第二信号的绝对值的平方，该第二信号是通过使用第二信道信号执行信道估计而生成的；以及

功率比生成器，用于通过该平均值和该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

7.如权利要求6所述的设备，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

8.如权利要求7所述的设备，其中，该参考点是根据该第一信道的调制方案确定的。

9.如权利要求7所述的设备，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

10.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的设备，包括：

信道估计器，用于通过使用第一信道信号执行信道估计，来生成第一信号；

信道补偿器，用于通过使用该第一信号对该第二信道信号进行信道补偿，来生成第二信号；

功率比检测器，用于生成组成该第二信号的符号的绝对值，在按大小顺序对该绝对值进行排序后选择预定长度的绝对值，检测该预定长度的中心值，计算该第一信号的绝对值的平方，并且使用该中心值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成功率比。

11.如权利要求10所述的设备，其中，该功率比检测器包括：

绝对值生成器，用于接收组成该第二信号的符号，并且生成每个该符号的绝对值；

排序器，用于按大小顺序对由该绝对值生成器生成的绝对值进行排序；

选择器，用于在排序后的绝对值中间选择预定长度的绝对值，并选择该预定长度的中心值；

平方器，用于计算该第一信号的绝对值的平方；以及

功率比生成器，用于通过该中心值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

12.如权利要求10所述的设备，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

13.如权利要求12所述的设备，其中，该参考点是根据该第二信道的调制方案确定的。

14.如权利要求12所述的设备，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

15.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的设备，包括：

绝对值生成器，用于接收组成第一信号的符号，并生成每个该符号的绝对值，上述第一信号是通过对第一信道信号进行信道补偿而生成的；

排序器，用于按大小顺序对由该绝对值生成器生成的绝对值进行排序；

选择器，用于在排序后的绝对值中间选择预定长度的绝对值，并且选择该预定长度的中心值；

平方器，用于计算第二信号的绝对值的平方，该第二信号是通过使用第二信道信号执行信道估计而生成的；以及

功率比生成器，用于通过该中心值和该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

16.如权利要求15所述的设备，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

17.如权利要求16所述的设备，其中，该参考点是根据该第一信道的调制方案确定的。

18.如权利要求16所述的设备，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

19.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的设备，包括：

信道估计器，用于通过使用第一信道信号执行信道估计，来生成第一信号；

信道补偿器，用于通过使用该第一信号对第二信道信号进行信道补偿，来生成第二信号；

功率比检测器，用于生成组成该第二信号的符号的绝对值，计算该绝对值的平均值，计算该平均值的1/2值，并随后通过该1/2平均值与该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

20.如权利要求19所述的设备，其中，该功率比检测器包括：

绝对值生成器，用于接收组成该第二信号的符号，并且生成每个该符号的绝对值；

1/2平均值计算器，用于计算该绝对值的平均值，并且计算该平均值的1/2值；

平方器，用于计算该第一信号的绝对值的平方；以及

功率比生成器，用于通过该1/2平均值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

21.一种在移动通信系统中用于生成在第一信道和第二信道之间的功率比的设备，包括：

绝对值生成器，用于接收组成第一信号的符号，该第一信号是通过对第一信道信号进行信道补偿而生成的；

1/2平均值计算器，用于计算该绝对值的平均值，并且计算该平均值的1/2值；

平方器，用于计算第二信号的绝对值的平方，该第二信号是通过使用第二信道信号执行信道估计而生成的；以及

功率比生成器，用于通过该1/2平均值和该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

22.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的方法，包括步骤：

通过使用第一信道信号执行信道估计来生成第一信道信号；

通过使用该第一信号对第二信道信号进行信道补偿来生成第二信号；

生成组成该第二信号的符号的绝对值，在按大小顺序对该绝对值进行排序后选择预定长度的绝对值，计算所选择的绝对值的平均值，计算该第一信号的绝对值的平方，并使用该平均值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

23.如权利要求22所述的方法，其中该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

24.如权利要求23所述的方法，其中，该参考点是根据该第二信道的调制方案确定的。

25.如权利要求23所述的方法，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

26.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的方法，包括步骤：

生成组成第一信号的每个符号的绝对值，该第一信号是通过对第一信道信号进行信道补偿而生成的；

按大小顺序对该绝对值进行排序；

在排序后的绝对值中间选择预定长度的绝对值，并计算所选择的绝对值的平均值；

计算第二信号的绝对值的平方，该第二信号是通过使用第二信道信号执行信道估计而生成的；以及

通过该平均值和该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

27.如权利要求26所述的方法，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

28.如权利要求27所述的方法，其中，该参考点是根据该第一信道的调制方案确定的。

29.如权利要求27所述的方法，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

30.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的方法，包括步骤：

通过使用第一信道信号执行信道估计来生成第一信号；

通过使用该第一信号对第二信道信号进行信道补偿来生成第二信号；

生成组成该第二信号的符号的绝对值，在按大小顺序对该绝对值进行排序后选择预定长度的绝对值，计算该预定长度的中心值，计算该第一信号的绝对值的平方，并使用该中心值和该第一信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

31.如权利要求30所述的方法，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

32.如权利要求31所述的方法，其中，该参考点是根据该第二信道的调制方案确定的。

33.如权利要求31所述的方法，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

34.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的方法，包括步骤：

生成组成第一信号的每个符号的绝对值，该第一信号是通过对第一信道信号进行信道补偿而生成的；

按大小顺序对所生成的绝对值进行排序；

在排序后的绝对值中间选择预定长度的绝对值，并选择该预定长度的中心值；

计算第二信号的绝对值的平方，该第二信号是通过使用第二信道信号执行信道估计而生成的；以及

通过该中心值和该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

35.如权利要求34所述的方法，其中，该预定长度是通过将排序后的绝对值分成以预定参考点为中心的预定数量个长度、在该预定数量个长度中选择包括该绝对值的最小值的长度、并从所选择的长度中选择预先设置的长度而确定。

36.如权利要求35所述的方法，其中，该参考点是根据该第一信道的调制方案确定的。

37.如权利要求35所述的方法，其中，预先设置的长度包括这些绝对值，其是通过从最大值开始以降序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值和从最小值开始以升序排除在所选择的长度中存在的绝对值中的预先设置数量个绝对值而确定的。

38.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的方法，包括步骤：

通过使用第一信道信号执行信道估计来生成第一信号；

通过使用该第一信号对第二信道信号进行信道补偿来生成第二信号；

生成组成该第二信号的符号的绝对值，计算该绝对值的平均值，计算该平均值的1/2值，并且随后通过该1/2平均值与该第一信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

39.一种在移动通信系统中用于检测在第一信道和第二信道之间的功率比的方法，包括步骤：

生成组成第一信号的每个符号的绝对值，该第一信号是通过对第一信道信号进行信道补偿而生成的；

计算该绝对值的平均值，并计算该平均值的1/2值；

计算第二信号的绝对值的平方，该第二信号是通过使用第二信道信号执行信道估计而生成的；以及

通过该1/2平均值和该第二信号的绝对值的平方的比值来生成该功率比。

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