CN1376327A - 用于对输出电容器进行充电的电压控制电路系统 - Google Patents

用于对输出电容器进行充电的电压控制电路系统 Download PDF

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詹姆斯·H·沃尔夫
约翰·C·戈德
约瑟夫·H·舒尔曼
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Abstract

本发明披露了一种由用于产生对输出电容器(18)进行充电能源的电池(32)驱动电压控制电路系统(30),输出电容器(18)周期性放电,以将电流脉冲送到阻抗负载(ZL),即身体组织。根据编程的参数和在输出电容器一端(15)测量的输出电压VCOMPL值,该电压控制电路系统(30)将电池电压VBAT变换为充电电压VUPC。该电路系统包括电压变换器(30)用于将VBAT放大某个倍率以产生VUPC。对VCOMPL进行抽样以在输出电流脉冲末端确定其最后下垂度。如果最后下垂度值低于特定阈值,则电压变换器切换为提高充电电压VUPC。如果最后下垂度值高于特定阈值,则电压变换器切换为降低电压VUPC。此反馈作用可以使输出电容器电压保持在可接受运行范围内以提供足够能量从而产生有效输出电流脉冲用于进行刺激,而不会产生无效能量损耗,例如,发热。为了避免电池能量过早耗尽,将充电电压VUPC与输出电容器电压VCOMPL进行比较以确定将VBAT变换为VUPC所使用的时钟速率。

Description

用于对输出电容器进行充电的电压控制电路系统
技术领域
本发明一般地涉及适于对用于周期性提供输出电流脉冲的输出电容器进行充电的电压控制电路系统。本发明特别适合植入病人体内以提供电流脉冲从而刺激身体组织的电池供电装置。
背景技术
已知现有技术中存在用于刺激身体组织的可植入装置。例如，请参见转让给本发明申请同一受让人的Schulman等人的第5193539号美国专利。这种装置通常将能量存储到输出(或“刺激”)电容器内，输出电容器周期性放电以提供刺激目标组织的输出电流脉冲。第5193539号专利披露的、用于对电容器进行充电的能源包括用于产生交变磁场的外部电源。交变磁场能量与内部供电电路感应耦合，内部供电电路产生电压对刺激电容器进行充电。不幸地是，此现有技术装置要求病人要非常靠近外部电源以使该装置持续运行。例如，此装置通常局限于无需从外部电源获得附加能量仅能运行大约几秒钟至一分钟左右。
更近期的可植入装置引入了无需从外部电源获得附加能量、运行时间超过一小时以致多达许多天的长时间周期可再充电电池。独立运行持续时间的此差别导致使用该装置的质的差别，以及如何使该装置有效地为病人服务。
在手术可植入装置的这种电池中，最好以将无效能量降至最低的方式，即以不产生能量损耗的形式，对从电池到输出电容器的能量转移过程进行控制，而又保持具有对输出电容器送到阻抗负载(即：身体组织)的输出电流脉冲的振幅、持续时间以及频率的控制能力。
发明内容
本发明涉及被用于产生对输出电容器进行充电的电压的电池驱动的电压控制电路。根据制定的参数和在电容器一端测得的输出电压VCOMPL值，该电压控制电路将电池电压VBAT变换为充电电压VUPC。
在许多身体组织刺激应用中，跨在输出电极之间的高身体组织阻抗两端产生高振幅电流，可能具有医疗作用。这种情况要求将高振幅充电电压VUPC施加到输出电容器。根据优选实施例，电压控制电路系统包括升压/降压变换器，以根据电池电压VBAT导出充电电压VUPC。此转换可用公知技术来实现例如包括：跨在用于充电的电压源两端并联设置多个变换电容器，然后将电容器切换为串联配置，以产生等于电源电压某个倍数的电压。另一方面，可以首先跨在电压源两端串联设置变换电容器，然后将它们切换为并联配置，以产生等于电源电压几分之一的电压。
根据优选实施例，在相对于各放电电流输出脉冲的特定时间点抽样输出电容器的电压，以产生信号VCOMPL。
根据优选实施例的显著特征，将充电电压VUPC与输出电容器的电压VCOMPL进行比较，以确定将VBAT变换为VUPC的时钟速率。例如，根据输出电容器的充电条件，时钟速率可以被断开、调慢或调快。此特征可以用于节省能量，从而避免电池能量过早耗尽。
更具体地说，根据优选实施例，对有时被称为“顺从”电压VCOMPL的输出电压进行抽样，以确定其在输出电流脉冲末端最后下垂度(droop)。如果最后下垂度值低于特定阈值(ΔV低)，则电压变换器切换为提高变换器充电电压VUPC。相反，如果最后下垂度值高于特定阈值(ΔV高)，则电压变换器切换为降低电压VUPC的值。此反馈作用可以使输出电容器电压保持在可接受运行范围内，以提供足够能量，从而产生对刺激有效的输出电流脉冲，而不会产生无效能量损耗，例如，发热。
用于进行身体组织刺激的本发明典型实施例被配置为：容纳在轴向尺寸优先小于60mm、横向尺寸小于6mm的小型可植入外壳内以便容易植入体内。根据本发明的装置优先由2.4V到4.5V的电池运行，以提供可控振幅在5微安至20微安之间、可控脉冲宽度在10微秒至2毫秒之间、可控重复率在1至1000pps(脉冲/秒)之间的刺激输出电流脉冲。
附图说明
根据以下详细说明，本发明的上述以及其它特征和优势将变得更加明显，附图包括：
图1a示出根据本发明的电压控制电路系统的方框图；
图1b示出通过输出电容器放电所产生的输出电流脉冲、输出电容器电压以及抽样时钟；
图1c示出图1a所示的电压变换器/时钟控制电路的方框图；
图1d示出对于不同栅一源极电压(VGS)，场效应晶体管(FET)的漏极电流(ID)与漏—源极电压(VDS)之间的关系曲线；
图2a示出自动顺从电压调节电路系统的方框图；
图2b示出顺从测试的方框图；
图2c示出泵激时钟控制器的方框图；
图3a示出电压变换器和输出电路；
图3b示出用于产生亚阈值基准电压的、基于电流反射镜的电路；
图4示出升压/降压变换器的理想开关模型；
图5示出各比例因数的不同升压/降压变换器，图5具有7个部分，如图5a至图5g所示。
图5a示出对于倍率为1/2，即降压变换模式，位于充电配置(S0)和放电配置(S1)中的开关和电容器设置；
图5b示出倍率为1的模拟图；
图5c示出倍率为1.5的模拟情况；
图5d示出倍率为2的设置；
图5e示出倍率为2.5的开关与电容器组合；
图5f示出倍率为3的类似情况；
图5g示出倍率为4的模拟图。
详细说明
首先参考图1a，图1a示出包括外壳12的优选可植入装置10的方框图。外壳内含有用于在输出电极15、16之间通过负载阻抗ZL(例如：身体组织)产生电流脉冲的电子电路系统14。电子电路14包括输出(“刺激”)电容器18和输出电流控制装置，例如：电流吸收器20。利用输出控制器22对电流吸收器20进行控制。通过激活电流吸收器20，电容器18可以通过接收器20进行放电，以产生通过负载阻抗ZL的输出电流脉冲。利用控制器22对电流脉冲的特性(例如：振幅、持续时间、重复速率)进行限制，控制器22优先是利用外部编程器24可编程的控制器。编程器24通过通信信道(例如：射频(RF)(未示出))与控制器22通信。
再充电电流控制装置，例如：电流源26还与电容器18相连，以选择性地将充电电流送到电容器。利用再充电控制器28对电流源26进行控制。控制器28优先是利用外部编程器24可编程的控制器，例如，控制器28对电流源26的接通/断开时间进行控制。当电源26被接通，并且接收器20被断开时，将电流送到电容器18，以对电容器进行充电达到电压VUPC。
根据本发明，利用电压控制器/时钟控制电路30产生电压VUPC。电路30产生作为由电池32提供的施加电池电压VBAT函数的电压VUPC。电池32优先是通过充电电路34可再充电的电池。优先通过线圈36从产生交变磁场的外部电源(未示出)将能量送到充电电路34。
电路30优先是通过外部编程器24可编程的电路。电路30用于确定VUPC与VBAT之间的倍率。也就是说，电路30作为升压/降压变换器使VBAT乘以某个因数以产生VUPC。该因数优先为整数或分数，并根据从电容器18获得的电压值VCOMPL确定该因数。
现在参考图1b，在图1b中，线(a)示出电容器18通过负载ZL放电产生的输出电流脉冲40。该波形示出在时间t1与t2之间的电流电平为0。线(b)示出电容器18的正极端电压VCOMPL并在时间t1与t2之间的电平为VUPC。现在假定输出电流吸收器20在时间t2被接通从而将输出电流脉冲振幅提高到A1，输出电流脉冲振幅A1保持到时间t5，正如利用控制器22对输出电流吸收器20控制的那样。
图1b中的线(b)示出在电容器18通过负载ZL放电时，电压VCOMPL如何在时间t2与时间t5之间变化。在时间t3与时间t4之间，控制器22产生抽样时钟42测量VCOMPL以确定其最后“下垂度”值44，即在时间t5，VCOMPL接近输出电流脉冲末端达到的电压值。图1a所示的电压变换器/时钟控制电路30利用抽样时钟时的此VCOMPL测量值，选择倍率，以由VBAT产生VUPC。
请注意，图1b所示的线(b)示出低阈值46(ΔV低)和高阈值48(ΔV高)，下垂度值44与它们进行比较，以确定是否对电路30确定的倍率进行调节。还请注意，图1b所示的线(b)示出目标充电电压VUPC与电容器18通过电流源26放电之后的时间t6的VCOMPL值之间的差值49。如下所述，差值49的幅度防止用于控制时钟速率，该时钟速率确定对倍率进行调节的速率。
现在参考图1c，图1c示出图1a所示的电压变换器/时钟控制电路30的方框图。电路30包括顺从测试电路50、变换器开关控制电路52、变换器开关组54、时钟控制电路56以及比较器58。电路50、52以及54用于变换电压VBAT，以产生充电电压VUPC。总之，顺从测试电路50对电容器下垂度电压44(即：抽样时钟的VCOMPL)与上述阈值46、48之间的关系进行检验，以确定是应当提高倍率还是降低倍率。开关控制电路52产生命令，该命令通过线60施加到开关组54，以运行开关组54内的各开关，从而获得要求的倍率。
电路56、58用于根据差值49(图1b所示的线(b))建立用于开关控制电路52的优化时钟速率。也就是说，尽管最好将差值49降低到0，但是对倍率进行额外调节浪费了电池32的有限可用能源。时钟控制器56用于在线61上产生时钟速率，对该时钟速率进行优化，以节省能量并将电容器18上的充电电压保持在接近VUPC。
应该指出，图1a所示的输出电流吸收器20和再充电电流源26优先是快速反应、低能耗电路。在本发明优选实施例中，这些电路是由场效应晶体管(FET)实现的。图1d示出典型FET的恒流特性，其中漏极电流ID在宽漏—源极电压(VDS)范围内大致平坦。漏极电流振幅基本上是漏—源极电压VDS的函数。在图1a中，利用控制器22对电流吸收器20的电压VGS进行控制，利用控制器28对电流源26的电压VGS进行控制。
现在参考图2a，图2a示出包括顺从测试电路50、开关控制电路52以及变换器开关组54的图1c所示变换部分的典型实现过程。开关组可以采用通过将电容器并联在充电用的电压电源两端，以致每个电容器均充至此电压，来进行升压变换的公知方法。然后，将各电容器设置为串联配置(利用开关装置)，这样总电压为各电容器电压之和。在本技术领域内还有一种较老的类似方法，即将相同容量的两个电容器设置为串联，然后利用电压电源并联对它们进行充电，当这两个相同容量的电容器并联使用时，无需电池就可以获得等于电压源电压一半的电压。图2a示出的开关组54具有多个开关输入SW1至SW14，用于控制开关组54内部的多个FET开关。这些内部开关对多个电容器(例如：C1至C3)进行控制以获得要求的倍率。
顺从测试电路的方框图示于图2b，图2c示出泵激控制器的方框图。顺从测试模块的目标是确定顺从电压VCOMPL什么时候太高，什么时候太低。开关控制电路时钟对FET开关组54的开关速率进行控制。将开关速率降低到可以降低功率消耗的程度。在图2b中，顺从电压VCOMPL与[VBAT+1]伏或[0.7VBAT]伏进行比较，并且GO_UP(201)或GO_DOWN(202)判定输出指示开关控制模块(52)动作。
此升压变换器取电池电压VBAT(图3a所示的100)，并将它乘以利用线SCALE_0(301)、SCAL_1(302)以及SCALE_2(303)设置的编程比例因数，以产生脉冲发生电路所需的电压VUPC(304)。所示的升压/降压变换器的倍率为1/2x、1x、1 1/2x、2x、2 1/2x、3x以及4x。根据要求，可以利用多个电容器和开关实现一组不同倍率或一组扩展倍率。
利用LOADN(305)线，将控制位装载入递增/递减计数器。复位线RESETN(306)上的低电压将变换器设置为1x比例因数设定值。
可以以自动调节模式设置升压变换器，这样就根据对在刺激脉冲的末端测量的顺从电压VCOMPL(307)的抽样使比例因数变成最佳值。
利用SAMPLE_CLK(308)线对抽样顺从电压的时间进行控制。此时，电池电压放大电路的自动调节是根据在刺激脉冲的末端残留的“未利用”顺从电压进行的。如果“未利用”顺从电压低于硬布线阈值Vlower，其中Vlower通常在0.1V至0.8伏之间，则这表示或者定义为没有足够电压足以驱动要求脉冲振幅的情况。放大因数将提高到下一个更高的倍数。
如果“未利用”顺从电压高于高硬布线阈值Vhigher，则这说明存在过量顺从电压，并将该因数降低到下一个更低倍数，实现节能特性。根据当前设置的比例因数，将Vhigher设置为[0.7VBAT]伏或[VBAT+1]伏。
通过在输入电压之间进行切换，以及利用至多3个电容器，并在第四电容器或储存电容器储存电荷，可以实现电压变换。开关电容器部分内的时钟以20KHz的正常频率发生。
当到达目标电压的足够电荷储存到刺激电容器CSTIM(309)时，时钟被自动设置为低速率(可以是0Hz)以节省能量。此关闭点是通过监测顺从电压VCOMPL(307)，并将它与减去硬布线阈值后的升压变换器输出电压[VUPC-0.1v]进行比较确定的(图2c所示204)。利用MODE_0(301)、MODE_1(311)或MODE_2(312)线设置自动比例和时钟关闭模式。
通过将升压变换器时钟速率自动降低到低频率，可以节省功率。开关组54内的各FET开关的切换过程消耗的能量与切换速率成正比。根据刺激电容器18的充电状态自动调节电压变换器时钟速率。在刺激脉冲从刺激电容器泄放电荷后，对刺激电容器提供再充电电流，其上的电压将升高到升压变换器电压。由于刺激储存电容器上的电压接近电压VUPC，所以它超过阈值，这样就使升压变换器的切换速率降低到低频率，低频率包括0Hz频率。
产生控制信号并利用该控制信号降低升压变换器的倍率。利用比较器将基准电压与刺激脉冲末端特定抽样时间viz的顺从电压进行比较。作为另一个节省功率特性，在此抽样时间间隔期间仅对基准电压和比较器供电。在抽样间隔期间，通常与电池并联的电容器堆叠在电池上方，形成一个倍压器。
此电压用于对比较器进行供电，并且还用于接通与电池正极相连的接成二极管的FET。FET-二极管电路部分提供跨在二极管两端的电压降，因为二极管较小而且导通电阻有限。这样一个二极管电压降可以为比较器提供基准电压，该基准电压用于确定何时将倍率从4x变更为3x。
升压变换器倍率的步长可以是如下序列中的1/2电池电压，或者1倍电池电压：1/2x、1x、1 1/2x、2x、2 1/2x、3x和4x。当步长是1/2电池电压时，将不同的基准电压施加到比较器。此基准电压是利用各电容器的电容值产生的，所选择的各电容器之间具有固定比例。一个电容器首先与电池并联，而另一个电容器短路。然后，在抽样期间，将两个电容器并联，并产生合成电压。例如，对于并联电容总和为10个单位的两个电容器，第一个电容器具有7个单位的电容，而第二个电容器具有3个单位的电容。因此，对于7∶10的第一电容器比和3∶10的第二电容器比，所产生的合成电压为0.7VBAT。
本发明的另一个方面采用交叉耦合电流反射镜(如图3b所示3001、3002)配置，产生阈电压Vchargeth。电流反射镜用于产生已知低电流(3005)，该低电流通过在亚阈条件下工作的两个FET(3003、3004)运行。当在亚阈条件下运行时，FET的漏极电流与栅-源极电压Vgs具有指数关系，以致每当Vgs的变化接近100mV时，漏极电流的变化为10倍。如果以10∶1的比例选择两个FET(3003、3004)(它们的栅极连接在一起，并利用所述电流反射镜使它们具有相同的漏极电流)的大小，则10倍大的FET所具有的电流密度被降低10倍。这样就导致大FET的Vgs与小FET的Vgs的差值为100mV。对于输入到用于监视刺激电容器的充电状态的比较器的升压/降压，此100mV电势被用作基准电压。
此实施例的另一个方面是，利用与上述同样的电流反射镜方法，产生0.1V至0.8V之间的亚阈基准电压Vlowth，但是产生一组高于地电压的电压。此亚阈电流用于确定，在抽样时间内顺从电压何时太低，以使升压变换器转移到下一个高倍率因数。
为了实现切换控制，将该变换器设置到特定比例因数，将一个数值装载入3位递增/递减计数器。此计数器的输出进入逻辑模块，逻辑模块对此设定值进行编码，并启动或关闭实现此比例设定值所需的适当开关。然后，时钟动态控制这些开关电容器的实际接通或断开(“状态0”)，其次，对将电荷储存到储存电容器的开关设定值进行控制(“状态1”)。利用在各相之间具有间隔的两相时钟，这样在状态0和状态1之间就存在一个关断时间。此关断时间确保在两个状态之间瞬时切换通路时不从开关电容器吸收电荷。
图4示出升压/降压变换器的理想开关模型。图4示出待用电子方法排列的电容器：C1(401)、C2(402)、C3(403)以及储存电容器Cr(404)。图5示出为了在不同倍率模式下运行升压/降压变换器，关于电容器的初始状态和最终状态，升压/降压变换器的状态。电阻器表示开关。图5a示出1/2倍率(即降压变换模式下)的充电配置(S0)和放电配置(S1)中的开关和电容器设置。在充电模式下，使用电容器C1(401)和C2(402)以及开关(导通的)SW1(501)、SW6(506)和SW8(508)。在放电模式下，电容器C1(401)和C2(402)与开关SW1(501)、SW4(504)、SW7(507)以及SW12(512)一起使用。
图5b示出倍率为1、仅使用开关(导通的)SW3(503)、SW7(507)、SW8(508)、SW12(512)、SW13(513)以及SW14(514)的模拟图。图5c示出倍率为1.5的模拟情况。电容器C1(401)和C2(402)被充电和放电。在充电状态下(S0)使用开关(导通的)SW1(501)、SW6(506)以及SW8(508)，在放电模式下使用开关SW2(502)、SW5(505)、SW7(507)、SW12(512)。图5d示出倍率为2时的安排。电容器C1(401)和C2(402)再一次被充电和放电。充电时使用开关(导通的)SW1(501)、SW3(503)、SW5(505)以及SW12(512)。放电时使用开关SW2(502)、SW4(504)、SW7(507)以及SW8(508)。
图5e示出倍率为2.5时的开关与电容器的组合。在此，3个电容器C1(401)、C2(402)以及C3(403)被充电和放电。在充电状态下(S1)，导通开关有SW1(501)、SW6(506)、SW8(508)、SW9(509)以及SW13(513)。在放电状态下(S1)，导通开关有SW2(502)、SW5(505)、SW10(510)、SW11(511)以及SW14(514)。图5f示出倍率为3时的类似情况。包括电容器C1(401)和C2(402)；在充电状态下，导通开关SW1(501)、SW3(503)以及SW4(504)处于接通状态；在放电状态下，开关SW2(502)、SW6(506)以及SW12(512)处于接通状态。图5g示出倍率为4时的模拟图。在此，3个电容器C1(401)、C2(402)以及C3(403)被充电和放电。在充电状态下(S0)，导通开关有SW1(501)、SW3(503)、SW4(504)、SW8(508)以及SW13(513)。在放电状态下，导通开关有SW2(502)、SW6(506)、SW11(511)以及SW14(514)。
在自动比例调节模式下，抽样输出顺从电压并与高阈值和低阈值进行比较。如果此比较结果说明该电压太低，则递增/递减计数器递增计数，并启动不同的开关组合，以获得高倍率。如果该比较结果说明该电压太高，则计数器递减计数并启动另一个开关组合，以获得低倍率。
在每次抽样顺从电压时，对计数器递增或递减一次。当计数器到达其最小值或最大值时，即使电压抽样指出需要改变比例因数，它也不再递增或递减。
尽管在此利用本发明的特定实施例及其应用，对本发明进行了说明，但是在权利要求所述的本发明实质范围内，本领域的技术人员可以对其进行各种调整和变更。

Claims (16)

1.用于对负载阻抗提供电流脉冲的电路设备，所述电路设备包括：
输出电容器；
输出电流控制装置，用于选择性地对所述输出电容器进行放电以产生通过所述负载阻抗的输出电流脉冲；以及
电压控制电路系统，用于产生电压信号，以使所述输出电容器进行充电；
所述电压控制电路系统包括：
电池，提供输出电压VBAT；
电压变换电路，用于产生电压信号VUPC，其中VUPC与VBAT之间具有可调倍率关系；以及
根据跨在所述输出电容器两端的电压，即电压VCOMPL，调节所述倍率的装置。
2.根据权利要求1所述的电路设备，该电路设备包括用于确定所述输出电流脉冲的持续时间的输出控制器。
3.根据权利要求2所述的电路设备，其中在接近所述输出电流脉冲的末端，所述输出控制器产生抽样时钟；并且其中
用于调节所述倍率的所述装置响应于在与所述抽样时钟有关的时间测量的所述电压VCOMPL。
4.根据权利要求2所述的电路设备，其中可以对所述输出控制器进行编程，以确定所述输出电流脉冲的持续时间和/或频率。
5.根据权利要求1所述的电路设备，该电路设备包括用于将所述VUPC电压值与所述VCOMPL电压值进行比较的比较器；以及
时钟控制器，响应于所述比较器，以确定所述倍率的调节速率。
6.根据权利要求1所述的电路设备，该电路设备进一步包括再充电电流控制装置，该再充电电流控制装置响应于所述电压信号VUPC用于提供电流，以对所述输出电容器进行充电。
7.根据权利要求6所述的电路设备，该电路设备进一步包括用于控制所述再充电电流控制装置的编程控制器。
8.根据权利要求1所述的电路设备，其中所述电池是可再充电的。
9.一种自动升压/降压变换器，该自动升压/降压变换器包括升压变换电路，其中根据在刺激脉冲的末端剩余的过顺从电压值来调节电池倍率。
10.根据权利要求9所述的自动升压/降压变换器，该自动升压/降压变换器进一步包括可调电池电压倍率；当过顺从电压低于某个阈值电压时，提高所述倍率。
11.根据权利要求9所述的自动升压/降压变换器，该自动升压/降压变换器进一步包括可调电池电压倍率；当过顺从电压高于某个阈值电压时，降低所述倍率。
12.根据权利要求9所述的自动升压/降压变换器，该自动升压/降压变换器进一步包括自动可调电压变换时钟速率，其中所述时钟速率连续可调。
13.一种自动升压/降压变换方法，该方法包括根据在刺激脉冲的末端剩余的顺从电压值，调节电池电路的升压/降压变换倍率的步骤。
14.根据权利要求13所述的方法，该方法进一步包括在顺从电压低于某个阈值电压时，提高所述倍率的步骤。
15.根据权利要求13所述的方法，该方法进一步包括在顺从电压高于某个阈值电压时，降低所述倍率的步骤。
16.根据权利要求13所述的方法，该方法进一步包括调节电压变换时钟速率的步骤。
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