JP2003505165A - 出力キャパシタを充電するための電圧制御回路 - Google Patents

出力キャパシタを充電するための電圧制御回路

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Abstract

(57)【要約】 電圧制御回路(30)は、出力キャパシタ(18)を充電する供給電圧を発生するためにバッテリ(32)により駆動され、出力キャパシタは、インピーダンス負荷(ZL)、例えば、身体組織に電流パルスを供給するために周期的に放電される。電圧制御回路(30)は、プログラムされたパラメータと、出力キャパシタの１つの端子(15)で測定された電圧ＶＣＯＭＰＬの値とに基づいて、バッテリ電圧ＶＢＡＴを充電電圧ＶＵＰＣに変換する。この回路は、ＶＢＡＴに乗算係数を乗算してＶＵＰＣを発生するための電圧コンバータ(30)を含む。電圧ＶＣＯＭＰＬがサンプリングされて、出力電流パルスの終りにおけるその最終的な「垂下」が決定される。最終的な垂下値が、あるスレッシュホールドより低い場合には、電圧コンバータが、電圧ＶＵＰＣを増加するように切り換わる。最終的な垂下値が、あるスレッシュホールドより高い場合には、電圧コンバータが、電圧ＶＵＰＣを減少するように切り換わる。このフィードバック動作は、出力電圧を許容動作範囲内に維持し、非生産的なエネルギーロス、例えば、熱を発生せずに、刺激用の有効な出力電流パルスを発生するに充分なエネルギーを与える。バッテリエネルギーの早めの欠乏を回避するために、充電電圧ＶＵＰＣが出力電圧ＶＣＯＭＰＬと比較され、ＶＢＡＴをＶＵＰＣに変換するのに使用される最適なクロックレートが決定される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、一般に、出力電流パルスを周期的に供給するのに使用される出力キ
ャパシタを充電するのに適した電圧制御回路に係る。本発明は、患者の身体に植
え込まれて、身体組織を刺激する電流パルスを供給するように意図されたバッテ
リ作動装置に使用するのに特に適している。
【０００２】
【背景技術】
身体組織を刺激するための植え込み式装置が知られている。例えば、本発明と
同じ譲受人に譲渡されたシュルマン氏等による米国特許第５，１９３，５３９号
を参照されたい。このような装置は、通常、出力（即ち「刺激」）キャパシタに
エネルギーを蓄積し、該キャパシタは、ターゲット組織を刺激する出力電流パル
スを供給するために周期的に放電される。キャパシタを充電するために米国特許
第５，１９３，５３９号に主として説明されたエネルギーソースは、交流磁界を
発生するための外部ソースで構成される。交流磁界のエネルギーは、刺激用キャ
パシタを充電する電圧を発生するために内部電源回路に誘導的に結合される。不
都合なことに、このような公知装置は、装置の動作を継続できるために、患者を
外部装置に著しく接近保持することを必要とする。例えば、このような装置は、
通常、外部ソースからの追加エネルギーを必要とせずに動作するのが数秒ないし
１分程度のみに限定される。
【０００３】 最近の植え込み式装置は、外部電源からの追加エネルギーを必要とせずに、１
時間以上及び数日までといった長期間にわたって動作することのできる再充電式
バッテリを組み込んでいる。独立して動作する時間巾のこの相違は、装置の利用
における質的な差、及び装置がいかに有効に患者に作用し得るかに通じる。 このようなバッテリ作動の植え込み式装置では、出力キャパシタによりインピ
ーダンス負荷、例えば身体組織へ供給される出力電流パルスの振幅、時間巾及び
周波数を制御する能力を保持しながらも、バッテリから出力キャパシタへのエネ
ルギー転送を、エネルギーの非効率さ即ち非生産的エネルギーロスを最小にする
仕方で制御することが非常に望ましい。
【０００４】
【発明の開示】
本発明は、出力キャパシタを充電する電圧を発生するためにバッテリによって
駆動される電圧制御回路に向けられる。この電圧制御回路は、バッテリ電圧ＶＢ
ＡＴを、プログラムされたパラメータと、キャパシタの１つの端子で測定された
出力電圧ＣＣＯＭＰＬの値とに基づいて、充電電圧ＶＵＰＣに変換する。 多数の組織刺激用途では、出力電極と出力電極との間の大きな組織インピーダ
ンスを横切って高振幅の電流を発生するのが医学的に有効である。この状態は、
高振幅の充電電圧ＶＵＰＣを出力キャパシタに印加することを必要とする。好ま
しい実施形態によれば、電圧制御回路は、バッテリ電圧ＶＢＡＴに基づいて充電
電圧ＶＵＰＣを導出するためのアップ／ダウン電圧コンバータを備えている。こ
の変換は、例えば、充電のための電圧ソースにまたがって複数のコンバータキャ
パシタを並列に配置し、次いで、それらキャパシタを直接構成へと切り換えて、
ソース電圧のある倍数に等しい電圧を発生することを含む既知の技術により実施
することができる。或いは又、先ず、コンバータキャパシタを電圧ソースにまた
がって直列に配置し、次いで、並列構成へと切り換えて、ソース電圧の分数値に
等しい電圧を発生することもできる。
【０００５】 好ましい実施形態によれば、出力キャパシタの電圧は、各放電電流出力パルス
に対して特定の時点でサンプリングされ、信号ＶＣＯＭＰＬが発生される。 好ましい実施形態の顕著な特徴によれば、充電電圧ＶＵＰＣが出力キャパシタ
電圧ＶＣＯＭＰＬと比較されて、ＶＢＡＴをＶＵＰＣに変換するのに使用される
クロックレートが決定される。例えば、クロックレートは、出力キャパシタの充
電状態に基づいてオフ、低速又は高速である。この特徴は、エネルギーを節約し
そしてバッテリエネルギーの早期欠乏を回避するのに有用である。
【０００６】 より詳細には、好ましい実施形態によれば、「コンプライアンス」電圧ＶＣＯ
ＭＰＬとも称される出力電圧がサンプリングされ、出力電流パルスの終りにおけ
るその最終的な「垂下」が決定される。その最終的な垂下値が、あるスレッシュ
ホールド（ΔＶLOWER）より低い場合には、電圧コンバータが、コンバータ充電
電圧ＶＵＰＣを増加するように切り換わる。他方、最終的な垂下値が、あるスレ
ッシュホールド（ΔＶUPPER）より高い場合には、電圧コンバータが、電圧ＶＵ
ＰＣの値を減少するように切り換わる。このフィードバック作用は、出力キャパ
シタ電圧を許容動作範囲内に維持し、非生産的なエネルギーロス、例えば、熱を
発生せずに、刺激用の有効な出力電流パルスを発生するに充分なエネルギーを与
える。
【０００７】 組織を刺激するよう意図された本発明の実施形態は、容易に注入できるように
好ましくは軸方向寸法が６０ｍｍ未満で且つ横方向寸法が６ｍｍ未満の小さな植
え込み可能なハウジングに収容されるように構成される。本発明による装置は、
２．４ないし４．５Ｖのバッテリで動作し、制御可能な振幅が５μＡないし２０
ｍＡで、制御可能なパルス巾が１０μｓないし２ｍｓで、制御可能なパルス繰り
返し数が１パルス／ｓないし１０００パルス／ｓ（ｐｐｓ）の刺激出力電流パル
スを供給するのが好ましい。
【０００８】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明の上記及び他の特徴及び効果は、添付図面を参照した以下の詳細な説明
から明らかとなろう。 ハウジング１２を含む好ましい植え込み式装置１０のブロック図である図１ａ
を最初に説明する。ハウジング１２は、負荷インピーダンスＺL、例えば、身体
組織を経て出力電極１５、１６間に電流パルスを発生するための電子回路１４を
含んでいる。この電子回路１４は、出力（即ち「刺激用」）キャパシタ１８と、
出力電流制御器、例えば電流シンク２０とを含む。電流シンク２０は、出力コン
トローラ２２によって制御される。電流シンク２０をアクチベートすることによ
り、キャパシタ１８がこのシンク２０を経て放電し、負荷インピーダンスＺLを
経て出力電流パルスを発生することができる。電流パルスの特性、例えば、振幅
、時間巾、パルス繰り返し数は、好ましくは外部のプログラマー２４によりプロ
グラムできるコントローラ２２によって規定される。プログラマー２４は、通信
チャンネル、例えば、無線周波数（図示せず）を経てコントローラ２２と通信す
る。
【０００９】 再充電電流制御器、例えば、電流ソース２６もキャパシタ１８に接続され、該
キャパシタへ充電電流を選択的に付与する。電流ソース２６は、再充電コントロ
ーラ２８により制御される。コントローラ２８は、例えば、電流ソース２６のオ
ン／オフタイミングを制御するように外部プログラマー２４によりプログラムで
きるのが好ましい。ソース２６がオンでありそしてシンク２０がオフであるとき
には、キャパシタ１８に電流が付与され、キャパシタを電圧ＶＵＰＣに向かって
充電する。 電圧ＶＵＰＣは、本発明により、電圧コンバータ／クロック制御回路３０によ
って発生される。この回路３０は、バッテリ３２により供給される印加バッテリ
電圧ＶＢＡＴの関数として電圧ＶＵＰＣを発生する。バッテリ３２は、充電回路
３４を経て再充電できるのが好ましい。交流磁界を発生する外部ソース（図示せ
ず）からコイル３６を経て充電回路３４へエネルギーが供給されるのが好ましい
。
【００１０】 回路３０は、外部のプログラマー２４によりプログラムできるのが好ましい。
回路３０は、ＶＵＰＣをＶＢＡＴに関連付ける乗算係数を定めるように働く。即
ち、回路３０は、ＶＢＡＴにある係数を乗算してＶＵＰＣを発生するためのアッ
プ／ダウン電圧コンバータとして働く。この係数は、整数又は分数であるのが好
ましく、キャパシタ１８から導出される電圧値ＶＣＯＭＰＬに基づいて決定され
る。 図１ｂを参照すれば、曲線（ａ）は、キャパシタ１８によって負荷ＺLを経て
放電される出力電流パルス４０を表わす。この波形は、時間ｔ１とｔ２との間で
はゼロレベルの電流を示す。曲線（ｂ）は、キャパシタ１８の正の端子における
電圧ＶＣＯＭＰＬを表わし、時間ｔ１とｔ２との間ではレベルＶＵＰＣにあるこ
とが示されている。ここで、出力電流シンク２０が時間ｔ２にターンオンして、
出力電流パルス振幅をＡ１に増加し、これは、出力電流シンク２０を制御するコ
ントローラ２２により指示されるように時間ｔ５まで維持されると仮定する。
【００１１】 図１ｂの曲線（ｂ）は、キャパシタ１８が負荷ＺLを経て放電するときに電圧
ＶＣＯＭＰＬが時間ｔ２とｔ５との間にいかに変化するかを示している。時間ｔ
３とｔ４との間に、コントローラ２２は、サンプルクロック４２を発生して、Ｖ
ＣＯＭＰＬを測定し、その最終的な「垂下」４４の値、即ち時間ｔ５に出力電流
パルスの終り付近でＶＣＰＭＰＬが到達する値を決定する。サンプルクロックに
おいてＶＣＯＭＰＬのこの測定された値は、図１ａの電圧コンバータ／クロック
制御回路３０により、ＶＢＡＴからＶＵＰＣを発生するための乗算係数を選択す
るのに使用される。 図１ｂの曲線（ｂ）は、低スレッシュホールド４６（ΔＶLOWER）及び高スレ
ッシュホールド４８（ΔＶHIGHER）を示し、これに対して垂下値４４が比較され
て、回路３０により規定された乗算係数を調整すべきかどうか決定することに注
意されたい。又、図１ｂの曲線（ｂ）は、ターゲット充電電圧ＶＵＰＣと、キャ
パシタ１８が電流ソース２６を経て再充電された後のｔ６におけるＶＣＯＭＰＬ
の値との間の差４９も示すに注意されたい。以下に述べるように、差４９の大き
さは、乗算係数を調整できる割合を決定するクロックレートを制御するのに使用
される。
【００１２】 図１ａの電圧コンバータ／クロック制御回路３０のブロック図である図１ｃに
ついて以下に説明する。この回路３０は、コンプライアンステスト回路５０と、
コンバータスイッチ制御回路５２と、コンバータスイッチバンク５４と、クロッ
クコントローラ回路５６と、比較器５８とを備えている。回路５０、５２及び５
４は、電圧ＶＢＡＴを変換して充電電圧ＶＵＰＣを発生するように機能する。簡
単に述べると、コンプライアンステスト回路５０は、キャパシタの垂下電圧４４
（即ち、サンプルクロックにおけるＶＣＯＭＰＬ）と、上記スレッシュホールド
４６、４８との間の関係を検討して、乗算係数を増加すべきか又は減少すべきか
を決定する。次いで、スイッチ制御回路５２は、コマンドを発生し、これはライ
ン６０を経てスイッチバンク５４へ供給され、バンク５４の個々のスイッチを動
作して、所望の乗算係数を実施する。 回路５６、５８は、差の値４９（図１ｂの曲線（ｂ））に応答して、スイッチ
制御回路５２に対する最適なクロックレートを確立するように働く。即ち、差の
値４９をゼロに減少することが望ましいが、乗算係数の過剰な調整は、バッテリ
３２から得られる限定されたエネルギーリソースを浪費する。クロックコントロ
ーラ５６は、エネルギーを節約し、しかも、キャパシタ１８の充電電圧をＶＵＰ
Ｃ付近に維持するように最適化されたクロックレートをライン６１に発生するよ
うに機能する。
【００１３】 図１ａの出力電流シンク２０及び再充電電流ソース２６は、即動の低ロス回路
であるのが好ましいことを指摘しておく。本発明の好ましい実施形態では、これ
らの回路は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）として実施される。図１ｄは、典
型的なＦＥＴの定電流特性を示し、ドレイン電流ＩDは、広いドレイン−ソース
電圧（ＶDS）範囲にわたって本質的にフラットである。ドレイン電流の振幅は、
主として、ゲート−ソース電圧ＶGSの関数である。図１ａにおいて、電流シンク
２０に対する電圧ＶGSは、コントローラ２２により制御され、そして電流ソース
２６に対する電圧ＶGSは、コントローラ２８により制御される。
【００１４】 コンプライアンステスト回路５０、スイッチ制御回路５２及びコンバータスイ
ッチバンク５４を含む図１ｃの変換部分の実施形態を示す図２ａについて以下に
説明する。スイッチバンクは、キャパシタを充電用電圧ソースにまたがって並列
に配置して各キャパシタをその電圧まで充電することによりアップ変換するため
の公知方法を使用することができる。次いで、全電圧が個々のキャパシタの電圧
の和となるようにキャパシタが直列構成に入れられる（スイッチング手段により
）。例えば、２つの同じ値のキャパシタを直列に配置し、そしてそのグループを
電圧ソースと並列に充電するという古い同様の公知方法は、これら２つの同じ値
のキャパシタがバッテリを伴わずに並列に使用されたときに電圧ソースの電圧の
半分を与える。バンク５４は、図２ａでは、バンク５４内の多数のＦＥＴスイッ
チを制御するための多数のスイッチ入力ＳＷ１−ＳＷ１４を有するものとして示
されている。これらの内部スイッチは、所望の乗算係数を達成するように多数の
キャパシタ、例えば、Ｃ１−Ｃ３を制御する。
【００１５】 図２ｂは、コンプライアンステストブロック図であり、そして図２ｃは、ポン
プ制御ブロック図である。コンプライアンステストブロックの目標は、コンプラ
イアンス電圧ＶＣＯＭＰＬが高過ぎるとき又は低過ぎるときを決定することであ
る。スイッチ制御回路のクロックは、ＦＥＴスイッチバンク５４のスイッチング
レートを制御する。スイッチングレートは、消費電力を減少できる程度に減少さ
れる。図２ｂにおいて、コンプライアンス電圧ＶＣＯＭＰＬは、［ＶＢＡＴ＋１
］ボルト又は［０．７ＶＢＡＴ］ボルトのいずれかと比較され、そしてＧＯ Ｄ
ＯＷＮ２０１又はＧＯ ＵＰ２０２判断出力は、スイッチ制御ブロック（５２）
に処置を行うよう指令する。
【００１６】 このアップコンバータは、バッテリ電圧ＶＢＡＴ（図３ａの１００）を取り上
げ、そしてそれに、ラインＳＣＡＬＥ＿０（３０１）、ＳＣＡＬＥ＿１（３０２
）及びＳＣＡＬＥ＿２（３０３）でセットされたプログラムされた倍率係数を乗
算して、パルス発生回路に必要な電圧ＶＵＰＣ（３０４）を発生する。図示され
たアップ／ダウンコンバータの形態における乗算係数は、１／２ｘ、１ｘ、１−
１／２ｘ、２ｘ、２−１／２ｘ、３ｘ及び４ｘである。必要に応じて、より多く
のキャパシタ及びスイッチで乗算係数の異なるセット又は拡張されたセットを実
施することもできる。 ＬＯＡＤＮ（３０５）ラインを使用してアップ／ダウンコンバータに制御ビッ
トがロードされる。リセットラインＲＥＳＥＴＮ（３０６）が低レベルであると
、コンバータは、１ｘの倍率係数設定に入れられる。
【００１７】 アップコンバータは、刺激パルスの終りに測定されるコンプライアンス電圧Ｖ
ＣＯＭＰＬ（３０７）のサンプリングに基づき倍率係数が最適値へ移動するよう
に自動調整モードに入れることができる。 コンプライアンス電圧をサンプリングする時間は、ＳＡＭＰＬＥ＿ＣＬＫ（３
０８）ラインで制御される。このときに、バッテリ電圧乗算回路の自動調整は、
刺激パルスの終りに残された「未使用」コンプライアンス電圧の量に基づく。こ
の「未使用」コンプライアンス電圧が固定布線スレッシュホールドＶlowerより
低い場合には（Ｖlowerは、通常、０．１Ｖないし０．８Ｖの範囲である）、こ
れは、所望のパルス振幅を適度に駆動するに充分な電圧がないことを指示し又は
そのようなケースとして定義される。乗算係数は、次に高い倍数へ増加される。
【００１８】 「未使用」のコンプライアンス電圧が、固定布線の上限スレッシュホールドＶ higher より高い場合には、これは、過剰なコンプライアンス電圧があることを指
示し、そして係数は、電力節約特徴として次に低い倍数へ減少される。スレッシ
ュホールドＶhigherは、現在設定されている倍率係数に基づき［０．７ＶＢＡＴ
］又は［ＶＢＡＴ＋１ｖ］のいずれかにセットされる。 電圧変換は、入力電圧及び３つまでのキャパシタ間を切り換えそして第４の即
ち貯蔵キャパシタに電荷を蓄積することにより達成される。切り換えキャパシタ
区分内でのクロッキングは、２０ｋＨｚの通常周波数で行われる。 ターゲット電圧に到達するに充分な電荷が刺激用キャパシタＣＳＴＩＭ（３０
９）に蓄積されると、電力を節約するためにクロックは自動的に低いレート（０
Ｈｚもあり得る）にセットすることができる。この遮断点は、コンプライアンス
電圧ＶＣＯＭＰＬ（３０７）を監視し、そしてそれを、アップコンバータ出力電
圧から固定布線スレッシュホールドを差し引いたもの［ＶＵＰＣ−０．１Ｖ］（
図２ｃの２０４）と比較することにより決定される。この自動倍率設定及びクロ
ック遮断モードは、ＭＯＤＥ＿０（３１０）、ＭＯＤＥ＿１（３１１）又はＭＯ
ＤＥ＿２（３１２）ラインでセットされる。
【００１９】 アップコンバータのクロックレートを低い周波数に自動的に減少することによ
り電力を節約することができる。スイッチバンク５４におけるＦＥＴスイッチの
切り換えは、切り換え速度に比例して電力を消費する。電圧コンバータのクロッ
クレートの自動的な調整は、刺激用キャパシタ１８の電荷の状態に基づく。刺激
パルスが刺激用キャパシタから電荷を導出した後に、再充電電流がそこに供給さ
れ、そしてそこにかかる電圧がアップコンバータ電圧に向かって上昇する。刺激
用貯蔵キャパシタの電圧が、電圧ＶＵＰＣ付近になると、スレッシュホールドを
通過して、０Ｈｚの周波数を含む低い周波数へのアップコンバータレートの切り
換えをトリガーする。
【００２０】 アップコンバータの乗算係数を低下するための制御信号が発生されそして使用
される。比較器を使用して、基準電圧が、特定のサンプル時間、即ち刺激パルス
の終りにおけるコンプライアンス電圧と比較される。別の電力節約特徴として、
基準電圧及び比較器がこのサンプル時間インターバル中にのみ作用される。通常
バッテリと並列なキャパシタは、サンプリングインターバル中にバッテリの上部
に積層される。これは、倍電圧装置である。 この電圧は、比較器を作動するのに使用され、そしてバッテリの正の側に給電
するダイオード接続ＦＥＴをターンオンするのにも使用される。ＦＥＴ−ダイオ
ード回路部分は、ダイオードに小さいが一定の導通抵抗があるために、ダイオー
ド間に電圧降下を発生する。この１つのダイオード電圧降下は、４ｘから３ｘの
乗算係数へいつ切り換わるべきかを判断するのに使用される比較基準電圧を与え
る。
【００２１】 アップコンバータの乗算係数のステップサイズは、次のシーケンスでバッテリ
電圧の１／２又はバッテリ電圧の１倍となる。１／２ｘ、１ｘ、１−１／２ｘ、
２ｘ、２−１／２ｘ、３ｘ及び４ｘ。ステップサイズをバッテリ電圧の１／２と
すべきときは、異なる基準電圧が比較器に適用される。この基準電圧は、互いに
明確な比率で選択されたキャパシタのキャパシタンス値を使用して発生される。
一方のキャパシタは、最初にバッテリと並列に接続され、そして他方のキャパシ
タは、短絡される。次いで、サンプリング時間中に、２つのキャパシタが並列に
接続され、それにより電圧が発生される。例えば、２つのキャパシタの並列合計
キャパシタンスが１０単位である場合には、第１のキャパシタが７単位のキャパ
シタンスを有し、そして第２のキャパシタが３単位のキャパシタンスを有する。
従って、第１のキャパシタ比が７：１０でありそして第２のキャパシタ比が３：
１０である場合には、それにより発生される電圧が、０．７ＶＢＡＴとなる。
【００２２】 本発明の別の特徴は、交差結合型電流ミラー（図３ｂの３００１、３００２）
構成を使用して、スレッシュホールド電圧Ｖchargethを発生することである。電
流ミラーは、既知の小さな値の電流（３００５）を発生するのに使用され、この
電流は、サブスレッシュホールドの状態で動作する２つのＦＥＴ（３００３、３
００４）を経て流れる。サブスレッシュホールドの状態で動作するときには、Ｆ
ＥＴのドレイン電流がゲート−ソース電圧Ｖgsに指数関数的に関連付けられ、こ
のＶgsが約１００ｍＶ変化するたびに、ドレイン電流が１０の係数で変化する。
２つのＦＥＴ（３００３、３００４）（それらのゲートが一緒に結合されそして
上記電流ミラーによって同じドレイン電流をもつように強制される）のサイズが
、１０：１の比の値で選択される場合には、１０倍大きなＦＥＴが、１０分の１
の電流密度をもつことになる。その結果、大きなＦＥＴのＶgsは、小さいＦＥＴ
より１００ｍＶ異なることになる。この１００ｍＶの電位は、アップ／ダウン電
圧に対する基準電圧として、刺激用キャパシタの殿下の状態を監視する比較器に
使用される。
【００２３】 ここに示す実施形態の別の特徴は、上記と同様の電流ミラー方法を使用するが
接地電圧より高いセット電圧を発生して、０．１Ｖないし０．８Ｖの範囲のサブ
スレッシュホールド基準電圧Ｖlowthを発生することである。このサブスレッシ
ュホールド電流を使用して、サンプル時間中にコンプライアンス電圧が低過ぎる
ときを決定し、従って、アップコンバータが次に高い乗算倍率係数へ移動するよ
うにする。 切り換え制御を実行するために、コンバータは、特定の倍率係数にセットされ
、３ビットのアップ／ダウンカウンタに値がロードされる。このカウンタの出力
は、論理ブロックへ送られ、この論理ブロックは、この設定をデコードし、そし
てこの倍率設定を行うのに必要な適当なスイッチをイネーブル又はディスエイブ
ルする。次いで、クロックは、これらスイッチングキャパシタの実際のターンオ
ン及びオフを動的に制御し（状態０）、そして第２に、出力貯蔵キャパシタに電
荷を蓄積するスイッチ設定を制御する（状態１）。状態０と１との間にオフ時間
が存在するように段階間に分離を伴って２段階クロックが使用される。このオフ
時間は、状態が切り換わる間に、過渡的なスイッチング経路がスイッチングキャ
パシタから電荷を引き出さないように確保する。
【００２４】 図４は、アップ／ダウンコンバータの理想的なスイッチモデルを示す。電子的
に構成されるべきキャパシタＣ１（４０１）、Ｃ２（４０２）、ｃ３（４０３）
及び貯蔵キャパシタＣｒ（４０４）が示されている。図５は、アップ／ダウンコ
ンバータを異なる乗算係数モードで動作するために、キャパシタの初期及び最終
状態に対してアップ／ダウンコンバータの状態を示している。抵抗器は、スイッ
チを表わす。図５ａは、乗算係数１／２即ちダウン変換モードの場合の充電構成
（Ｓ０）及び放電構成（Ｓ１）におけるスイッチ及びキャパシタの設定を示す。
キャパシタＣ１（４０１）及びＣ２（４０２）は、充電モードでは、スイッチ（
導通している）ＳＷ１（５０１）、ＳＷ６（５０６）及びＳＷ８（５０８）と共
に使用される。放電モードでは、キャパシタＣ１（４０１）及びＣ２（４０２）
は、スイッチＳＷ１（５０１）、ＳＷ４（５０４）、ＳＷ７（５０７）及びＳＷ
１２（５１２）と共に使用される。
【００２５】 図５ｂは、スイッチ（導通している）ＳＷ３（５０３）、ＳＷ７（５０７）、
ＳＷ８（５０８）、ＳＷ１２（５１２）、ＳＷ１３（５１３）及びＳＷ１４（５
１４）のみを使用する乗算係数１の場合の同様の図である。図５ｃは、乗算係数
１．５の場合の同様の状態を示す図である。キャパシタＣ１（４０１）及びＣ２
（４０２）が充電及び放電される。スイッチ（導通している）ＳＷ１（５０１）
、ＳＷ６（５０６）及びＳＷ８（５０８）は、充電状態（Ｓ０）に使用され、ス
イッチＳＷ２（５０２）、ＳＷ５（５０５）、ＳＷ７（５０７）、ＳＷ１２（５
１２）は、放電モードで使用される。図５ｄは、乗算係数２の構成を示す。この
場合も、キャパシタＣ１（４０１）及びＣ２（４０２）が充電及び放電される。
充電は、スイッチ（導通している）ＳＷ１（５０１）、ＳＷ３（５０３）、ＳＷ
５（５０５）及びＳＷ１２（５１２）を使用する。放電は、ＳＷ２（５０２）、
ＳＷ４（５０４）、ＳＷ７（５０７）及びＳＷ８（５０８）を使用する。
【００２６】 図５ｅは、乗算係数２．５の場合のスイッチ及びキャパシタの組合せを示す。
ここでは、３つのキャパシタＣ１（４０１）、Ｃ２（４０２）及びＣ３（４０３
）が充電及び放電される。充電状態Ｓ１において、導通するスイッチは、ＳＷ１
（５０１）、ＳＷ６（５０６）、ＳＷ８（５０８）、ＳＷ９（５０９）及びＳＷ
１３（５１３）である。放電状態Ｓ１において、導通するスイッチは、ＳＷ２（
５０２）、ＳＷ５（５０５）、ＳＷ１０（５１０）、ＳＷ１１（５１１）及びＳ
Ｗ１４（５１４）である。図５ｆは、乗算係数３の場合の同様の状態を示す。Ｃ
１（４０１）及びＣ２（４０２）が当該キャパシタであり、導通するスイッチＳ
Ｗ１（５０１）、ＳＷ３（５０３）、ＳＷ４（５０４）及びＳＷ８（５０８）は
、充電状態に対してオンであり、そしてＳＷ２（５０２）、ＳＷ６（５０６）及
びＳＷ１２（５１２）は、放電状態に対してオンである。図５ｇは、乗算係数４
に対する同様の図である。ここで、３つのキャパシタＣ１（４０１）、Ｃ２（４
０２）及びＣ３（４０３）が充電及び放電される。充電状態Ｓ０では、導通する
スイッチは、ＳＷ１（５０１）、ＳＷ３（５０３）、ＳＷ４（５０４）、ＳＷ８
（５０８）及びＳＷ１３（５１３）である。放電状態では、導通するスイッチは
、ＳＷ２（５０２）、ＳＷ６（５０６）、ＳＷ１１（５１１）及びＳＷ１４（５
１４）である。
【００２７】 自動倍率調整モードでは、出力コンプライアンス電圧がサンプリングされそし
て上下のスレッシュホールドと比較される。この比較が、電圧が低過ぎることを
指示する場合には、アップ／ダウンカウンタがカウントアップし、そして高い乗
算係数を実施するようにスイッチの異なる組合せがイネーブルされる。比較が、
電圧が高過ぎることを指示する場合には、カウンタがカウントダウンし、そして
低い乗算係数を実施するスイッチの別の組合せがイネーブルされる。 カウンタは、コンプライアンス電圧のサンプルが取り出されるたびに、１だけ
増加又は減少する。カウンタは、その最小値又は最大値に到達すると、たとえ電
圧サンプルが倍率係数の変更の必要性を指示しても、それ以上減少も増加もしな
い。 以上、本発明の特定の実施形態を説明したが、本発明の範囲から逸脱せずに、
多数の変更や修正がなされ得ることが当業者に明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】 本発明による電圧制御回路のブロック図である。
【図１ｂ】 出力キャパシタを放電することにより発生される出力電流パルス、出力キャパ
シタ電圧及びサンプルクロックを示す図である。
【図１ｃ】 図１ａの電圧コンバータ／クロック制御回路のブロック図である。
【図１ｄ】 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のドレイン電流（ＩD）対ドレイン−ソース
電圧（ＶDS）を異なるゲート−ソース電圧（ＶGS）について示したグラフである
。
【図２ａ】 自動コンプライアンス電圧調整回路をブロック形態で示す図である。
【図２ｂ】 コンプライアンステスト回路をブロック形態で示す図である。
【図２ｃ】 ポンプクロック制御回路をブロック形態で示す図である。
【図３ａ】 電圧コンバータ及び出力回路を示す図である。
【図３ｂ】 サブスレッシュホールド基準電圧を発生する電流ミラーベースの回路を示す図
である。
【図４】 アップ／ダウンコンバータのための理想的なスイッチモデルを示す図である。
【図５ａ】 乗算係数１／２即ちダウン変換モードの場合の充電構成（Ｓ０）及び放電構成
（Ｓ１）におけるスイッチ及びキャパシタの設定を示す図である。
【図５ｂ】 乗算係数１の場合の同様の図である。
【図５ｃ】 乗算係数１．５の場合の同様の状態を示す図である。
【図５ｄ】 乗算係数２の場合の構成を示す図である。
【図５ｅ】 乗算係数２．５の場合のスイッチ及びキャパシタの組合せを示す図である。
【図５ｆ】 乗算係数３の場合の同様の状態を示す図である。
【図５ｇ】 乗算係数４の場合の同様の図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年２月１日（２００１．２．１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１ａ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１ａ】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１ｄ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１ｄ】
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５ｇ
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図５ｇ】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＵ，ＢＡ，ＢＢ， ＢＧ，ＢＲ，ＣＡ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＭ，Ｅ Ｅ，ＧＤ，ＧＥ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ ，ＪＰ，ＫＰ，ＫＲ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ， ＬＶ，ＭＡ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＲＯ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＳ ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ (72)発明者 ゴード ジョン シー アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90291 ヴェニス インディアナ アヴェ ニュー 806 (72)発明者 シュールマン ジョセフ エイチ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 91351 サンタ クラリタ コメット ウ ェイ 16050 Ｆターム(参考） 4C053 JJ01 JJ03 JJ04 JJ18 KK05 KK07 4C097 AA26 BB01 CC20 MM06 SB10 【要約の続き】 るに充分なエネルギーを与える。バッテリエネルギーの 早めの欠乏を回避するために、充電電圧ＶＵＰＣが出力 電圧ＶＣＯＭＰＬと比較され、ＶＢＡＴをＶＵＰＣに変 換するのに使用される最適なクロックレートが決定され る。

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷インピーダンスに電流パルスを供給するための回路装置
    において、 出力キャパシタと、 上記負荷インピーダンスを経て出力電流パルスを発生するように上記出力キャ
    パシタを選択的に放電するための出力電流制御器と、 上記出力キャパシタを充電する電圧信号を発生するための電圧制御回路とを備
    え、この電圧制御回路は、 出力電圧ＶＢＡＴを供給するバッテリと、 調整可能な乗算係数により上記電圧ＶＢＡＴに関連付けされた電圧信号ＶＵ
    ＰＣを発生するための電圧コンバータ回路と、 上記出力キャパシタ間の電圧を表わす電圧ＶＣＯＭＰＬに応答して上記乗算
    係数を調整するための手段とを含むことを特徴とする回路装置。
  2. 【請求項２】 上記出力電流パルスの巾を規定するための出力コントローラ
    を備えた請求項１に記載の回路装置。
  3. 【請求項３】 上記出力コントローラは、上記出力電流パルスの終り付近に
    サンプルクロックを発生し、そして上記乗算係数を調整するための上記手段は、
    上記サンプルクロックに関連した時間に測定された上記電圧ＶＣＯＭＰＬに応答
    する請求項２に記載の回路装置。
  4. 【請求項４】 上記出力コントローラは、上記出力電流パルスの巾及び／又
    は周波数を規定するようにプログラム可能である請求項２に記載の回路装置。
  5. 【請求項５】 上記電圧値ＶＵＰＣとＶＣＯＭＰＬを比較するための比較器
    と、この比較器に応答して上記乗算係数の調整率を決定するためのクロックコン
    トローラとを備えた請求項１に記載の回路装置。
  6. 【請求項６】 上記電圧信号ＶＵＰＣに応答して、上記出力キャパシタを充
    電する電流を供給するための再充電電流制御器を更に備えた請求項１に記載の回
    路装置。
  7. 【請求項７】 上記再充電電流制御器を制御するためのプログラム型コント
    ローラを更に備えた請求項６に記載の回路装置。
  8. 【請求項８】 上記バッテリは、再充電可能である請求項１に記載の回路装
    置。
  9. 【請求項９】 アップコンバータ回路を備え、刺激パルスの終りに残された
    過剰コンプライアンス電圧の大きさに基づきバッテリ乗算係数が調整されること
    を特徴とする自動アップ／ダウンコンバータ。
  10. 【請求項１０】 調整可能なバッテリ電圧乗算係数を更に含み、この乗算係
    数は、上記過剰コンプライアンス電圧があるスレッシュホールド電圧より低いと
    きに増加される請求項９に記載の自動アップ／ダウンコンバータ。
  11. 【請求項１１】 調整可能なバッテリ電圧乗算係数を更に含み、この乗算係
    数は、上記過剰コンプライアンス電圧があるスレッシュホールド電圧より高いと
    きに減少される請求項９に記載の自動アップ／ダウンコンバータ。
  12. 【請求項１２】 自動調整可能な電圧コンバータクロックレートを更に含み
    、このクロックレートが連続的に調整可能である請求項９に記載の自動アップ／
    ダウンコンバータ。
  13. 【請求項１３】 刺激パルスの終りに残された過剰コンプライアンス電圧の
    大きさに基づいてバッテリ回路のアップ／ダウンコンバータ乗算係数を調整する
    段階を含むことを特徴とする自動アップ／ダウンコンバータのための方法。
  14. 【請求項１４】 コンプライアンス電圧があるスレッシュホールド電圧より
    低いときに上記乗算係数を増加する段階を更に含む請求項１３に記載の方法。
  15. 【請求項１５】 コンプライアンス電圧があるスレッシュホールド電圧より
    高いときに上記乗算係数を減少する段階を更に含む請求項１３に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 電圧コンバータのクロックレートを調整する段階を更に含
    む請求項１３に記載の方法。
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