CN1374729A - 使用充/放电复制电流的直接模数转换测量电池充放电电流的方法和装置 - Google Patents

使用充/放电复制电流的直接模数转换测量电池充放电电流的方法和装置 Download PDF

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Abstract

揭示了一种给电池充电的方法和实施该方法的电路。该方法包括步骤:(A)在第一节点产生一个用以给电池充电的电池充电电流(Icharge);(B)在第二节点产生一个来自Icharge的复制电流(Irep),其中Irep<Icharge;和(C)操作一个闭合的环路电流散热器以吸收Irep,其中所述闭合环路电流散热器的数字输出是Icharge大小的一个量度。在优选实施例中该数字输出被输入到控制电路以控制Icharge的产生。并且在优选实施例中闭合环路电流散热器构成于多级DAC,多级DAC由一个n级数字滤波器的输出驱动,该滤波器具有的值为第一节点和第二节点之间电压差的一个递增或递减的函数。

Description

使用充/放电复制电流的直接模数转换 测量电池充放电电流的方法和装置
发明领域
本发明一般涉及电池充电电路和方法且特别涉及用于测量电池充电电流和电池放电电流的方法及装置。
发明背景
这些技术中最感兴趣的电池充电电路是用于无线终端的，又被称作移动站或者个人通信器。在充电操作期间需要测量和监控一个较高电流，典型地在几百毫安(mA)范围或更高。参照图1，传统的做法是在表示为充电器1的充电电流源和相关联的充电器开关(Msw)2之间放一个串联电阻(Rmeas)。Msw被耦合到电池3再充电。电池充电电流(Ich)流过Rmeas，检测由此产生的电压降(Vmeas)，用以控制充电循环。例如，一个模数转换器(ADC)4可被用以转换Vmeas成一个数字表示，其依次可被用以调制输出于脉宽调制器(PWM)5的信号的脉宽。Vmeas也用作电池电压的测量。PWM5的输出能直接使用，或者可进一步被充电控制器6修正，从而提供开关信号(Vcntrl)给Msw。以此方式改变Msw的导通，因而随着电池3充满电，Msw的接通时间逐渐减少，直至最后Msw仅提供维护(滴流)电荷给电池3。在另一实施例中，从Rmeas到Vcntrl的反馈环路能以一种完全模拟的方式或以混合模/数的方式实现。
使用及操作这一传统类型充电电路的一个重要缺陷是Rmeas需要低欧姆值、高精度的电阻。由于流过Rmeas的电流较大，电阻本身也必须很大，才可以消散由此产生的热量。使用本身很大的电阻意味着使用分开、离散的元件，而不是集成元件，这就增加了成本和制造及测试操作的复杂性。并且，必须小心地放置Rmeas，以防过份加热相邻的电路元件。另外，因为Rmeas的低欧姆值，由此产生的电压降Vmeas也小，可能需要使用高分辨率的ADC4以获得准确的Ich测量值。
Antti Ruha的序列号为09/772249的美国专利申请，申请日2001年1月29日，题为“测量电池充电及放电电流的方法和装置”(Method and Apparatus forMeasuring Battery Charge and Discharge Current)(全文合并在此作为参考，下文简称为母案申请)，公开了电路的多种实施例，能去除电阻Rmeas并放宽ADC的转换范围。这样，就希望提供进一步的改进，以简化电流测量和转换功能。
发明目的和优点：
本发明的第一个目的和优点是提供一种改进的电池能量管理电路。
本发明的另一个目的和优点是提供一种改进的用在无线终端中的电池充电电路，克服前述及其它问题，并且提供一种直接的模数转换功能，而充/放电电流值能以数字方式实现。
本发明的又一个目的和优点是提供一种改进的电池放电电路，用以发展电池容量和其它测量类型。
发明概要
按照本发明实施例的方法和装置，前述及其它问题会解决，上述目的和优点可以实现。
本发明提供了一种用于测量电池充电电流且将测量直接转换为数字值的电路。由于电流被直接数字化成数字值，不需要分离的电流-电压及电压-数字转换级或者处理，从而保存了集成电路区域，未增加成本及复杂性。另外的节约也能够达到，因为电流-数字转换器可以不使用外部(高功率)电阻来实现。而且，电路不须使用准确的(精度)集成电阻或电容，使用较低成本的集成电路处理就可以。
在本发明中，除了测量和数据转换在电流范围内进行以外，转换基于西格玛-德尔塔转换原理。在本发明中，一个镜像的及比例缩小的复制充电电流(在平均检测中)产生于(西格玛-德尔塔)反馈环路。同时，作为西格玛-德尔塔反馈环路的作用结果，产生了一个电池充电电流值的过抽样的近似数字表示。该电池充电电流的数字表示可被低通滤波和抽选以增加整体测量的精确度。
使用本发明的教导会实现一个比现有应用更简单、更小型化和成本更有效的电池电流测量解决方案。元件精确度要求放宽了，且没有高精确度的外部或集成电阻(或电容)需要或者用在测量电路中。外部元件的免除降低了材料和装配成本。通过减少所需集成电路处理的复杂性(不需电阻处理步骤)，电阻(或电容)精确度放宽，又减少了成本。其中，不需要精确电阻，由于西格玛-德尔塔和过抽样原理，电池充电电流测量电路更多地依赖于来自传统集成元件固有的、适度的元件匹配。当比较于，例如使用10比特ADC与10比特精确度的电阻网络结合的方案时，使用本发明可能得到硅区域全面、显著的节约。
本发明的一个重要方面在于避免将被测量的电流中间转换成电压(由流过电阻的电流实现)，因为被测量的电流直接转换为一个数字值。这一方案明显削减了电路数量及需要的电路区域。
这里揭示了一种给电池充电的方法和实施该方法的电路。该方法包括步骤：(A)在第一节点产生一个用于给电池充电的电池充电电流(Icharge)；(B)在第二节点从Icharge产生一个复制电流(Irep)，其中Irep＜Icharge；和(C)操作一个闭合的环路电流散热器以吸收Irep，其中所述闭合环路电流散热器的数字输出是Icharge大小的一个量度。在优选实施例中该数字输出被输入到控制电路以控制Icharge的产生。
且在优选实施例中，闭合环路电流散热器由多级DAC构成，多级DAC由一个n级数字环路滤波器的输出驱动，该滤波器具有的值为第一节点和第二节点之间电压差的一个函数。目前数字环路滤波器的最佳实现使用了一个n级向上/向下计数器，按第一节点和第二节点之间电压差的一个函数向上或向下计数。更适宜地，多级DAC是一个多级电流导引DAC。由插入到计数器输出和多级DAC之间的DEM逻辑块进行多级DAC关闭和打开的级的选择。
所揭示的电路和方法可以扩充，提供电池放电测量电路，进行电池容量测试。
附图简述
结合附图，详细描述本发明，其上述和其它特征可以看得更清楚，其中：
图1是一个电路图，部分以框图形式，描绘了传统的电池充电器结构；
图2是一个电路图，部分以框图形式，描绘了按照母案申请教导的电池充电器电路；
图3表示图2中测量电阻和伺服环路晶体管Mctl的一个替换结构；
图4是一个电路图，部分以框图形式，描绘了按照母案申请教导的电池放电器电路；
图5是按照本发明电流测量电路的框图，其中被测量电流的复制电流被直接数字化；
图6A、6B和6C每个描绘了图5中低通滤波器方框的一个实施例，分别是最简单的电阻/电容(RC)形式、有源RC形式和开关电容(SC)形式；
图7表示图5中电流导引DAC的一个实施例；和
图8表示图5中数字滤波器的一个实施例。
优选实施例详述
经过介绍，首先参考图2，部分以框图形式，表示了按照母案申请教导的电池充电器电路的电路图。图1中的元件号码也相应一致地标出。
在图2中，充电电流Ich的一个按比例缩小的复制电流，表示为Irep，由包含元件Mrep10、Adiff12及Mctl14的伺服控制电路产生。电流Irep，而非Ich，通过测量电阻Rmeas2。充电电流Irep的复制电流是实际充电电流Ich的一个精确表达，因为Msw2和Mrep10在它们各自的输入节点以及在它们各自的输出节点(N1和N2)具有相同的端子电位。也就是，电阻Msw2和Mrep10二者在其输入端子和在其门(G)端子(或Vcntl)可看到相同的电压，并且由于伺服电路形成的反馈，它们各自的输出(N1和N2)处于相同的电压电位。更特别地，差分放大器Adiff12，输出一个表示出现在节点N1和N2的电位之间差异的差分信号，结合晶体管Mctl14，使得节点N2的电位等于节点N1的电位。结果，Irep等于Ich/N，这里N是下一步描述的比例因子或比率。
电流缩放比例通过按相应于充电晶体管或装置Msw2的宽度/长度比的缩放比例因子或比率N减小电流复制晶体管或装置Mrep10的尺寸(MOS晶体管信道宽度/长度的比)获得。一般而言，N比一大。更适宜地，N大于10，更优选地大于100。最好的缩放比例因子或比率(N)的范围阶数，例如，是大约100至大约1000。
因为电流是依照晶体管沟道几何尺寸线性比例缩放的，假定，比如缩放比例因子是500，对于200mA充电电流Ich来说，复制电流Irep仅有400微安(400μA)。这一流过测量或检测电阻Rmras2的电流的明显减小使得显著增大的欧姆值能用于Rmeas2(相对于图1的现有技术电路)，且进一步提供了显著减小的功耗。例如，Rmeas2的值为1.5KΩ，产生Vmeas2的值为600mV，假定Irep的值是400μA。因此，一个10比特ADC4无疑适于准确地数字化Vmeas2的大小，并且其应用由于增加了测量电压而便利了。
这一过程也使得物理尺寸明显更小的电阻元件能被使用。使用物理尺寸更小的电阻元件使电阻能集成化(例如能量管理集成电路)，从而消除了提供物理分离电阻的需要。当使用集成电阻Rmeas2时，它可提供理想的ADC4输出的模拟/电阻标度或数字标度。
在多种实施例中，充电晶体管Msw、电流复制晶体管Mrep和控制装置Mctl可以是NMOS型装置或PMOS型装置，且可以进一步是NPN或PNP装置。通过双极型结晶体管(BJTs)复制电流缩放比例以充电晶体管Msw和电流复制晶体管Mrep发射区域的合适比率获得。所有这些变化都能够按照为差分放大器Adiff12提供相应合适的极性这些教导操作进行。装置类型的最佳选择一般为应用系统和相关的半导体技术。
在图2所示实施例中，最佳地使用了一个浮动检测放大器(未示)，在应用之前将Vmeas2缓冲到ADC4(图1所示)。
测量电阻Rmeas2和控制装置Mctl的位置也可以互换以实现Vmeas2的单端测量，如图3实施例所示。
下表有效说明了图1所示传统充电器结构与图2所示充电器结构之间的区别。
                           表
测量电阻中的功耗和AD转换电压范围(图1)
Rmeas中的功耗：Pdis＝Ich×Ich×Rmeas
电压范围：     Vrange＝Ich×Rmeas
测量电阻中的功耗和AD转换电压范围(图2)
Rmeas2中的功耗：Pdis＝Ich/N×Ich/N×Rmeas×M＝Irep×Irep×Rmeas2
电压范围：    Vrange＝Ich/N×Rmeas×M＝Irep×Rmeas2
在目前的优选实施例中测量电阻(Rmeas2)的功耗和电压范围能够使用电流复制晶体管Mrep10(N)和测量电阻Rmeas2(M)的缩放比例独立地选择。由此可能通过选择相应的缩放比例因子同时实现低功耗和宽电压范围。Rmeas2中的低功耗使得外部物理尺寸更小或能使用集成电阻，而增加的测量电压范围缓解了检测放大器和ADC4转换器的偏移及精度要求。一个用于ADC4的合适的分辨率比特数是10，尽管能使用的比特数可以比10更大或更小。
现在参照图4，应进一步认识到这些技术也适于在电池3上进行放电测试，其中电池3源电流流向接收电力的电路20，其作为电池3电流源的电流散热器。在所有其它方面，放电电路可按照图2所示实施例或按照图3所示单端测量实施例构造。放电测试期间，测量电阻Rmeas2用以检测电池放电电流(Idisch)，该电流反映Vmeas2的大小。放电电流，结合通过电池3的电压测量，有效地预示电池剩余容量。本实施例中，如果需要，可以在放电测试期间减小电池放电电流。
要指出充电器晶体管或装置Msw以及复制晶体管或装置Mrep可以开关形式由Vcntrl操作，被Vcntrl打开或关闭。但是它仍在这些技术范围之内：以它们的线性方式(即，不是开关方式)操作充电器晶体管或装置Msw以及复制晶体管或装置Mrep。本例中Vcntrl以可调节电压值作为DC电压产生，从而改变Msw和Mrep的导通。然而，这后一选择对某些应用可能不合用，因为如所熟知的那样，线性方式中的操作一般会比开关方式中的操作消耗更多功率并产生更多热量。
至此回顾了母案申请揭示的内容，现在描述按照本发明教导的另外的实施例。
现在参照图5，部分以框图形式，表示出按照本发明教导的电池充电器电路图。图1、2、3和4中的元件号码也相应一致地标出。
在目前充电电流测量电路的最佳实施例中，充电电流的一个比例缩小的复制电流产生于西格玛—德尔塔环路28，该环路包含电流复制或拷贝晶体管Mrep10、从求和连接点30馈送的低通滤波器(lpf)32、比较器34、数字滤波器36、编码器/动态元件匹配(DEM)块40，以及电流导引DAC42。当装置Msw2和Mrep10具有相同端子电位的时候，一个准确的(按比例缩小的)充电电流Irep的复制电流产生并流过电流拷贝晶体管(Mrep)10。两个装置在输入端子和门端子具有相同的电压，并且使Mrep10的输出端子与Msw2(在平均检测中)的输出端子具有相同的电位。
如上所述，电流缩放比例通过由相应于充电开关Msw2的因子N按比例缩小Mrep10的尺寸(W/L比)来获得。充电开关Msw2和电流拷贝晶体管Mrep10可以是NMOS或PMOS(NPN或PNP)型的。反馈DAC42可使用NMOS或PMOS(NPN或PNP)装置来进行，例如，图7中所示的电流导引结构。所有这些设计上的变化能够按照这些技术起作用：提供合适的信号电压和电流的极性。如同本领域那些技术人员所知的，装置类型的最佳选择为应用系统和相关的半导体技术。
低通滤波器(lpf)32平滑及平均Msw2和Mrep10的输出端子(N1和N2)之间的电压差异(Udiff)，产生滤波的Udiff＿。lpf32可以是单端或差分结构。lpf32可以是如图6A所示的简单差分有源RC网络，由求和节点30、电阻RA和RB结合电容CA组成，或者它可以由第一或更高阶(以改善测量西格玛-德尔塔环路的性能)的有源RC滤波器实现，如图6B所示。在图6B中差分RC lpf32包括放大器32A、32B，结合反馈网络RC、CB和CC。在图6C所示本发明的又一实施例中，求和节点30和lpf32完全不是RC结构，而被开关电容(SC)所取代，由相位时钟a(clk＿a)开关S1和S4、相位时钟b(clk＿b)开关S2和S3、电容CB和CC，以及放大器32A构成。这一基于低通滤波器的有源RC和SC的结构与操作，二者都是单端和差分布局技术，为本领域所熟知。
对于图6A和6B的RC lpf实施例，电阻精确度不需要很高，但电阻最好匹配在几个百分比内(取决于所期望的测量精度)。匹配于几个百分比之内的电阻当使用典型的集成电路布局技术集成时很容易获得。若需要高精度，不匹配所导致的增益误差能在模拟或数字范围内被校正。不需要硅处理中的特殊电阻层，传统阱型或扩散型电阻足以用于多数场合。除了图6C的SC实施例，低通滤波器32还能用跨导(gm-C技术)或者SI(开关电流)电路构造，以完全避免使用电阻。
比较器34在输出端以过抽样形式检测相对幅度的符号，产生的一比特比较器输出信号增加或减少数字环路滤波器36的输出值。一般而言，环路滤波器36输出一个值，作为节点N1和N2间电压差的一个函数的增量或减量。在目前的优选实施例中数字环路滤波器36用一个向上/向下计数器36A构成，如图8所示。从比较器34输出的值控制向上/向下计数器36A的计数方向(向上或向下)，从数字环路滤波器36输出的值用于开关DAC42的相应级数以吸收来自复制晶体管Mrep10的电流，使节点N1和N2之间的电压差减至最小。
再参照图7，操作中DAC42的输出电流值等于计数器36的输出值乘上Iref除以n(级数)。DAC42优选地包含多个电流导引DAC级。准确的级数是应用细节。作为一例，16 DAC级(-4比特)获得好于10％的附加抽样分辨率。参考电流Iref确定测量范围，且被限定大小以使DAC42的总吸收容量等于最大充电电流(Ich＿max)被镜像比率N除(即，Iref等于Ich＿max除以Msw2和Mrep10之间的缩放比例因子)。
编码器/DEM块42将数字滤波器36的输出字格式转换为温度格式，且DEM(动态元件匹配)逻辑选择吸收电流的DAC级。DEM的目的在于平均DAC42级可能出现的不匹配以提高线性。
已知在西格玛-德尔塔转换器的上下文中使用DEM技术。这里可作参考的，例如，Fujimori的美国专利5990819，“D/A转换器和德尔塔-西格玛D/A转换器”(D/A converter and delta-sigma D/A converter)以及Gong等人的美国专利6011501，“用于处理一比特格式数据的电路、系统和方法”(Circuits，systems and methods for processing data in a one-bit format)。DEM技术可参考S.Norsworthy、R.Scherier和G.Temes的“德尔塔-西格玛数据转换器”(Delta-Sigma Data Converter)8.3.3章节，IEEE Press(1997)，在此合并参照。动态元件匹配和西格玛-德尔塔调制器技术都是本领域众所周知的。DEM的功能是在随机(或伪随机)选择的基础上操作电流导引DAC42的开关从而随机地分布信号，从电流导引DAC42的n级中的编码器元件形成温度计编码。
(可选)抽选滤波器38的作用是平滑西格玛-德尔塔环路28的“粗糙”量化，并通过平均若干量化结果提高测量精度。抽选一般用在西格玛-德尔塔调制器和过抽样的连接处。本申请中抽选(或更通常地是平均)功能可以相同集成电路上集成的硬件或能量管理及充电软件来实现。
图5所示电路操作的至少一端结果是产生控制信号(Vcntrl)以成为脉宽调制(PWM)信号。这个信号具有的脉宽被作为闭合环路电流散热器的数字输出的函数来控制(除了特定的电池充电算法外)，或者成为DC电压，其具有的可调节电压值被作为闭合环路电流散热器的数字输出的函数来控制(除了特定的电池充电算法外)。以此方式Ich的值被设定在适于为电池3充电的值上。
应该懂得这些教导也适用于在电池3上执行放电测试的技术，其中电池3源电流流向接收电力的电路20，其作为电池3电流源的电流散热器。也就是，按照本发明的电流测量技术亦能够用在图4所示的电路中。
当已经在上下文中描述的本发明电池充电电路的教导用于无线终端，诸如蜂窝电话或个人通信器时，那些本领域的技术人员会知道，这些技术不限于这一重要应用，还能用于大范围内由可再充电电池供电的装置，诸如个人数字辅助器、膝上型电脑及笔记本计算机，和多种类型的玩具。
更一般地，这些教导在电流测量和被测量的电流值转换为数字表示的领域里具有广阔的应用前景。本发明能用于任何所测电流流过开关的应用中，例如晶体管，并且，在诸如移动电话的无线终端电池充电电流的测量中特别有用。但是，按照本发明的教导能够用在其它电流和功率测量应用当中，诸如电源稳压器、功率放大器和电动机控制，不需要在电流路径中加入电阻。这些教导也用于阻抗测量，例如高电流及短路情况的检测。因此，当这些教导在上下文中描述进行电池充电电流测量时，这一实施例应被认为是示意性的，不应作为对本发明教导的实际应用的限制。
这样，当本发明用最佳实施例特别表示及描述时，那些本领域的技术人员会理解，在不脱离本发明范围的情况下，可以作出形式和细节的改变。

Claims (21)

1.一种给电池充电的方法，包括：
在第一节点产生一个给电池充电的电池充电电流Icharge；
在第二节点从Icharge产生一个复制电流Irep，其中Irep＜Icharge；以及
操作吸收Irep的一个闭合环路电流散热器，其中所述闭合环路电流散热器的数字输出是Icharge大小的一个量度。
2.如权利要求1的方法，其中所述数字输出被输入到用于控制Icharge产生的控制电路。
3.如权利要求1的方法，其中所述闭合环路电流散热器由一个多级DAC构成，多级DAC由一个数字环路滤波器的输出驱动，该滤波器将所述第一节点和所述第二节点之间的电压差作为递增或递减函数。
4.如权利要求3的方法，其中通过插入到所述数字环路滤波器的输出与所述多级DAC之间的动态元件匹配DEM逻辑块进行多级DAC关闭和打开的级的选择。
5.如权利要求3的方法，其中所述数字环路滤波器由一个向上/向下计数器构成，且其中所述多级DAC由一个多级电流导引DAC构成。
6.如权利要求1的方法，还包括步骤：抽选所述闭合环路电流散热器的数字输出。
7.一种用在向电池充电的电路，包括一个晶体管，用于在第一节点提供电池充电电流Icharge以给电池充电；一个复制电路，用于在第二节点从Icharge产生复制电流Irep，其中Irep＜Icharge；以及一个闭合环路电流散热器，用于吸收Irep，其中所述闭合环路电流散热器的数字输出是Icharge大小的一个量度。
8.如权利要求7的电路，其中所述数字输出被输入到用于控制Icharge产生的控制电路。
9.如权利要求7的电路，其中所述闭合环路电流散热器由一个多级DAC构成，多级DAC由一个数字环路滤波器的输出驱动，该滤波器将所述第一节点和所述第二节点之间的电压差作为递增或递减函数。
10.如权利要求9的电路，其中通过插入到所述数字环路滤波器的输出与所述多级DAC之间的动态元件匹配DEM逻辑块进行多级DAC关闭和打开的级的选择。
11.如权利要求9的电路，其中所述数字环路滤波器由一个向上/向下计数器构成，其中所述多级DAC由一个多级电流导引DAC构成。
12.如权利要求7的电路，还包括一个耦合到所述闭合环路电流散热器的所述数字输出的抽选滤波器。
13.如权利要求9的电路，还包括一个具有耦合到所述第一和第二节点的差分输入的滤波器，所述滤波器包括耦合到一个比较器输入的单端输出或差分输出之一，所述比较器具有耦合到所述数字环路滤波器输入的一个输出。
14.一种给电池充电的方法，包括：
产生一个用于电池的充电电流Ich；
产生一个Ich的复制电流Irep，其中Irep＝Ich/N，这里N＞1；
操作一个闭合环路电流散热器以吸收Irep，其中所述闭合环路电流散热器的数字输出是Ich大小的一个量度；以及
使用被测量的Ich大小控制Ich的大小。
15.如权利要求14的方法，其中N约大于10。
16.如权利要求14的方法，其中N约大于100。
17.如权利要求14的方法，其中N的范围是大约100至大约1000。
18.如权利要求14的方法，其中产生充电电流Ich的步骤包括步骤：操作具有耦合到充电电流源的一个输入节点的第一装置，其中产生复制电流Irep的步骤包括步骤：操作具有耦合到充电电流源的一个输入节点的第二装置；且其中第一装置和第二装置都由相同的控制信号驱动。
19.如权利要求18的方法，其中控制信号是脉宽调制信号，其具有的脉宽被作为所述闭合环路电流散热器的数字输出的函数来控制，或者是DC电压，其具有的可调节电压值被作为所述闭合环路电流散热器的数字输出的函数来控制。
20.如权利要求18的方法，其中操作闭合环路电流散热器的步骤包括步骤：操作一个闭合环路西格玛-德尔塔转换器以使出现在第二装置输出节点的电压等于出现在第一装置输出节点的电压。
21.一种测量电池放电电流的电路，包括：
一个由控制信号驱动的第一装置，并具有耦合到放电电池的一个输入节点和用于将电池放电电流Idisch耦合到电流散热器的一个输出节点；以及
一个由所述控制信号驱动的第二装置，并具有耦合到所述电池的一个输入节点和提供Idisch的复制电流Irep的一个输出节点，其中Irep＝Idisch/N，这里N＞1，所述第二装置的所述输出节点被耦合到一个测量电路，该电路由一个吸收Irep的闭合环路电流散热器构成，其中所述闭合环路电流散热器的数字输出是Idisch大小的一个量度。
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