CN1333524C - 数字照明镇流振荡器 - Google Patents

Abstract

功率转换器控制的振荡器(10)基于与可变电流源(18)链接的电容(20)的充电时间而输出脉冲列。数字模拟转换器(DAC)控制可变电流源(18)，与开关(14)连接以确定电容(20)的充电时间。通过改变数字DAC输入，改变电容(2)的充电时间，从而改变脉冲列的频率。比较器(22)将电容电压与转换阈值进行比较，其基于电容是否充电还是放电来进行切换。该比较器输出提供能用于功率转换器的半电桥开关结构的脉冲列，其也可以作为灯的电子镇流器(35)。

Description

数字照明镇流振荡器

本申请基于并要求于2003年3月3日提交的，标题为数字照明镇流振荡器的U.S.临时申请No.60/451,977的权益，在此要求其优先权。

技术领域

本发明一般涉及用于荧光灯的电子镇流器，更确切地说涉及具有可调振荡器的电子镇流器控制。

背景技术

用于荧光照明应用的电子镇流器被广泛使用并且是公知的，特别是那些利用开关半电桥来操作的电子镇流器。在受让于国际整流器公司(International Rectifier Corporation)的U.S.专利No.6,008,593中举例说明了这样一种电子镇流器。电子镇流器控制已经引申出包括广义的包括功率因素校正和故障检测以及响应电路的功能性和特征。

包括开关半电桥的典型电子镇流器提供一种振荡器，其用于导出开关信号，以便半电桥在特定时刻适当地引导电流流向各种组件，以建立流向荧光灯的期望功率流。使用振荡器的电子镇流器的一种类型实际应用包括将压控振荡器(VCO)连接到电子镇流器中，并使用相应信号驱动VCO以将开关频率修改为期望的频率。举个例子，在荧光灯暗下来的应用中，电子镇流器的开关频率能够被调整以获得特定变暗的设置。

电子镇流器中VCO的使用必然伴有若干设计的挑战，其包括相应地提供输入给VCO以获得期望的振荡频率。此外，典型地需要来自电子镇流器的输出级的反馈，以便能够利用VCO来维持用于电子镇流器的相应控制。当在用于电子镇流器的集成控制解决方案中提供VCO时，相对于该集成解决方案中的其它组件，VCO可能占据大量的空间。

可以期望，获得一种简单的振荡器，其能够被轻易地控制并以简单的方式实施，以提供用于在电子镇流器中开关半电桥的振荡器功能。

发明内容

根据本发明，提供一种简单可编程振荡器，其提供振荡器功能，以在电子镇流器中驱动开关半电桥电路。利用诸如用户可选择的最小频率的其它参数，振荡器被数字地编程以获得集频率。通过D/A转换器(DAC)的使用，可在操作范围上在增量中选择频率。

通过本发明获得的一个优点包括，将温度和处理的频率变化最小化至集频率的正或负5％范围内。本发明结构的另一个优点是允许利用集成镇流器控制之外的单个电阻来设置最小频率。通过结合通过外部电阻值获得的固定最小频率，DAC提供可调整到DAC粒度(granularity)极限的频率变化范围。

根据本发明另一个优点，电子镇流器控制包括提供操作参考以最小化控制中的处理和温度变化的内部参考电压。参考电压允许诸如振荡频率之类的参数被校正到精确范围之内。

本发明振荡器通过利用比较器对电容充电来进行操作，比较器的阈值被修改以获得充电或放电周期。不同的参考电压被应用于比较器输入，当电容充电和放电以获得脉冲输出，所述输出的频率取决于电容充电速率。电容的充电速率由DAC来设置，其最小频率由外部电阻来设置。也就是说，当DAC在其每个输入具有零或者低状态时，最小频率就是根据外部电阻值所设置的频率。

根据DAC设置和编程最低最小频率可得到大范围的频率。振荡器的脉冲输出用于提供门信号，以便切换半电桥开关电路以获得对电子镇流器的适当的控制。电子镇流器是可以在若干相异频率操作、用于精确功率控制，这种控制在变暗应用中是有利的。显而易见的是，本发明的振荡器并不局限于电子镇流器控制，而是可以用于需要简单和精确控制的振荡器的若干其它应用中。

根据本发明，振荡器电路能够响应于故障检测电路以关断振荡器，或者将频率设置到缺省状态。参照附图，以下将详细地描述本发明的其它特征和优点。

附图说明

图1示出根据本发明的电路的电路图。

图2示出根据本发明的电路中的电容的充电/放电周期，其控制输入信号的频率。

图3是具有本发明可使用的控制IC的电子镇流器的电路图。

图4是常规电子镇流器控制的示意图。

图5是图4的电子镇流器控制的操作的状态图。

图6是电路图，举例说明电子镇流器控制的开启(start up)特征。

图7是曲线图，举例说明用于电子镇流器控制的开启电源电压。

图8是框图，举例说明电子镇流器控制的预热特征。

图9是框图，举例说明电子镇流器控制的点燃(ignition)特征。

具体实施方式

图1示出根据本发明的电路10的优选实施例。如图1所示，根据本发明的优选实施例的电路10包括数字模拟转换器DAC 12。在本发明的优选实施例中的DAC 12是八位转换器。然而，如下文所述，在不脱离本发明的情况下，也能够使用诸如12位转换器的其它D/A转换器。

DAC 12的输出连接到MOSFET 14的栅极。这样，通过DAC 12来控制MOSFET 14的操作。MOSFET 14的源极与电阻16串连，所述电阻16电连接到另一接地结点。MOSFET 14的漏极连接到电流反射镜电路18，该电路反过来连接到输入电压。当DAC 12开启MOSFET 14时，电流流经电阻16。同时，同一电流流向电容20，所述电容20连接于电流反射镜18与地面之间。这样，来自电流反射镜18的电流就为电容20充电。由于为电容20充电的所需时间取决于它接收的电流量，因此通过设置电阻16的值，可通过选择电阻16的适当阻值来设置电容20所接收的电流的最小量，从而可以通过电阻16的选择来设置用于电容20的最小充电时间(其可用于设置最小频率)。在本发明的优选实施例中，电阻16是可由用户来选择的外部电阻。具体地说，根据本发明的优选实施例，电路10，除了电阻16之外，是形成于单个半导体芯片中的，而电阻16由用户选择来形成电路10。

当电容20中的电荷达到适当水平时，即，当电容20被充电到期望的最大电压时，电容20被放电直至它达到另一个适当电荷水平，即最小电压值。结果是，创建了振荡波形，然后将该振荡波形适当地输出。具体地说，电路10包括单个比较器22，其将电容20两端的电压与第一参考电压源24相比较。如图2所示，只要电容20两端的电压保持在由第一参考电压源24提供的参考电压以下，输出信号就为低。当电容20两端的电压达到由第一参考电压源24提供的参考电压以上的值时，输出信号开启MOSFET 26。结果，电容20经由MOSFET 26放电至地面。放电电流包括从电流反射镜18接收的电流(ICT)以及电容20中的电荷(IDT)。因此，电容20利用ICT(由电阻16所设置)充电并利用IDT放电。这样的结构有助于电路的速度。应当注意的是，IDT对应于输出信号的脉宽。

当确定电容20两端的电压已经达到由第一参考电压源24所设定的电压以上的值时，输出信号从数字低转换为数字高。其结果，由于存在反用换流器30，传输门28没有接收到信号，从而将第一参考电压从电容22断开连接。同时，传输门32被开启，从而将第二电压参考源34连接到比较器22。就此，比较器22将电容20两端的电压与第二电压参考源32提供的电压相比较。当电容20两端的电压达到由第二电压参考源34提供的电压时，输出低信号，其反过来关闭传输门32以切断第二电压参考源34并打开传输门28(由于存在反用换流器30)，从而将第一电压参考源24与比较器22相连接。此外，MOSFET 26被关闭，这允许电容20再次充电。结果，通过电容20的充电和放电来生成图2所示的输出图案。因此，如上文所说，可以通过为电阻16选择合适的电阻值来设置最小频率。

电路10的输出可以用来驱动半电桥结构中的两个MOSFET。例如，半电桥结构中，输出可以在两个MOSFET之间转换(toggle)。在图3中的电路35举例说明了表示公知驱动器的常规配置，所述驱动器驱动半电桥结构中的MOSFET。该实例中的电路10可以合并到控制IC 36中，所述控制IC 36能够用于驱动半电桥结构中的两个MOSFET。在不脱离本发明原则的情况下，本领域技术人员也能够采用本发明用于其它应用。

在一些应用中，诸如电子镇流器，慢慢地变化频率是可期望的。通过使用在电路10中体现的本发明的方法，最小频率可以由外部电阻来设置，并且可以数字地变化。例如，当D/A转换器12的所有数字输入为低时，最小频率就取决于电阻16的值。然后可以通过编程来改变频率。例如，可以将数字输入提供给D/A转换器12，以便在范围上线性地改变频率。这样的转化，即频率的变化量，将取决于增量变化(增量越小，转化越好)。因此，如果使用12位D/A转换器代替8位D/A转换器，那么转化可以得到改善，其中可以使得增量更小。

现在参照图3，电路35举例说明了具有控制IC的典型电子镇流器电路，所述控制IC驱动开关半电桥。由控制IC 36在输出HO和LO分别提供用于开关M1和M2的门。根据本发明，从图1的电路10中所举例说明的振荡器输出来导出输出HO和LO上的门信号。

现在参照图4，电路40一般地举例说明了控制IC 36的功能框图。在该现有结构中，通过利用包括图3中举例说明的电阻RT和电容CT的外部设置组件参数来操作比较器COMP1来实现振荡定时。在电路40中的比较器COMP1的输出被分别用于在高和低端驱动器HO和LO之间交替地切换电路。根据该结构，半电桥开关M1和M2以同样地频率互补地切换。根据本发明的振荡器可以合并到替代COMP1和几个其它组件的电路中。

现在参照图5，图50一般地举例说明了用于控制IC 36的操作的状态图。根据图50，在功率开启到电子镇流器之后，控制IC 36进入到状态52中的欠压锁定(UVLO)模式。在该状态中，未开启半电桥，即它是关断的，提供大约120μA的静态电流以允许电路以非常低的水平操作，预热电容电压为零并且电容CT上的电压为零，表明振荡器关断。例如，利用根据本发明的振荡器，简单地禁止了振荡器。在状态52期间，在正常操作中，将能量提供给电子镇流器中的组件，该能量驱动电子镇流器至初始开启条件。因此，一旦VCC大于11.5V，欠压高阈值UVLO+，并且管脚SD上的电压大于5.1V，则表明无需断路的正常操作，控制IC 36转换到状态54以开始预热模式。

在状态54的预热模式(Preheat Mode)中，开关半电桥以预热频率(fPH)开启于振荡模式中。在预热模式期间，电阻RPH与电阻RT平行放置以设置预热频率，以加热电子镇流器中的灯的灯丝。利用根据本发明的振荡器，将数字值置于DAC 12的输入以设置fPH。同样，在状态54的预热模式中，利用大约5μA的电流对预热电容CPH充电，以设置电路的预热模式应用时间。在预热模式期间，一旦电容CPH上的电压大于7.5V，电流感应就被启动。电流感应启动被延迟直至该点，以防止对在预热模式期间可能发生的潜在的过电流条件的反应。同样在状态54中的预热模式期间，当电容CPH上的电压达到大约7.5V时，电阻RVDC至地面、或COM的电阻路径被设置到大约12.6kΩ。当电容CPH和管脚CPH上的电压大于10V时，在正常操作中，控制IC 36退出状态54的预热模式。可选地，当检测到故障时，包括输入功率故障(其中VCC小于9.5V)或者灯故障(其中SD大于5.1V)的控制IC36从状态54转变到状态52。

在正常操作中的预热模式结束时，控制IC 36从状态54转变至状态56以点燃灯。在点燃模式(Ignition Mode)期间，电阻RPH从电阻RT断开连接以改变用于切换半电桥的频率设置。因此，当电阻RPH与电阻RT慢慢地断开连接时，频率从fPH斜变至fRUN。根据本发明的振荡器允许开关频率随着DAC 12的变化数字输入而逐渐地改变。在点燃模式期间，电容CPH持续充电，并且当电容CPH上的电压大于13V时，期望那个灯点燃。在该实例中，控制IC 36从状态56转变为状态58以进行正常运行模式。可选择的，如果在状态56中灯不能点燃，那么管脚CS看到大于1.3V的电压，表明故障，其将控制IC 36的操作从状态56中的点燃模式转变为状态59中的故障模式。

在状态58的运行模式(Run Mode)中的正常运行条件中，在集频率fRUN的半电桥振荡器和电阻RPH与电阻RT完全断开连接。根据本发明，通过为DAC 12提供期望的数字值来设置该频率。在正常运行模式中，灯持续运转直至有了功率击穿或者灯故障。在功率击穿的情况中，如果VCC下降到9.5V以下，那么控制IC 36从状态58转变为状态52以将电子镇流器返回到UVLO模式。此外，如果灯故障，或者灯从电子镇流器被移走的情况，管脚SD上的电压增至5.1V以上并且控制IC 36再次从状态58转变为状态52，UVLO模式。

在运行模式状态58中，如果在灯中有过电流故障，那么管脚CS上的电压增至1.3V以上，这导致状态转变到状态59(其中控制IC 36进入故障模式)。在故障模式中，故障锁存器(latch)被设置，半电桥被关断，并且供给大约180μA的静态电流以维持控制IC 36激活。电容CPH和CT上的电压被设置为零伏特，以便关断振荡器。例如，根据本发明的振荡器，可以利用故障开关来简单地禁止振荡器。控制IC 36保持在状态59直至灯故障或者功率击穿将控制IC返回至状态52，UVLO模式。

现在参照图6，电路60一般性地举例说明了涉及UVLO模式的特征图。当VCC上的电压低于控制IC 36的开启阈值时，IC 36进入UVLO模式。UVLO模式被设计为维持小于大约200μA的低静态源电流，以保持在初始化高和低端输出驱动器中的振荡器之前，控制IC 36完全地有作用。电路60示出开启结构，用于在初始化在开关半电桥中的振荡器以前对电子镇流器中的组件充电，以获得适当的操作条件。开启电容CVCC由流经源电阻RSUPPLY的电流减去由控制IC 36汲取的开启电流的电流进行充电。例如，电阻RSUPPLY具有这样的值，选择该值以提供两倍于最大开启电流，例如，这样当低lying输入电压条件存在时也能够获得开启条件。一旦电容CVCC上的电压达到开启阈值，并且管脚SD低于4.5V，控制IC 36打开而且开始振荡带有门输出HO和LO的开关半电桥。当开关半电桥开始振荡时，电容CVCC开始利用开关半电桥汲取的额外电流来放电。

现在参照图7，曲线图70一般性地示出了举例说明电容CVCC上的开启电压的曲线图。在开启期间，电容CVCC上的电压充电，直至达到了控制IC 36的打开阈值，如曲线图70的VUVLO+所示。在此，开关半电桥被激活并且电容CVCC开始放电。同时，电路60中的电荷泵电路提供整流(rectified current)以便在放电周期中的特定点为电容CVCC充电。一旦电容CVCC被充电到某个水平，那么内部电压规律控制连接到电荷泵电路的电容CVCC上的电压。启动捆绑二极管DBOOT和源电容CBOOT为高端驱动器电路提供源电压。在由管脚HO供给的第一脉冲之前高端电源被充电，因此控制IC 36使得第一门信号被提供到管脚LO上，以提供额外时间以便充电高端电源。在UVLO模式期间，例如，高和低端驱动器输出HO和LO被设置为低值，以便禁止开关半电桥，并且电容CT被内部地连接到公共参考电压以禁止振荡器。其它协调本发明的禁止技术同样易于利用。此外，管脚CPH被内部地连接到公共电压水平以重置预热时间。

现在参照图8，电路80一般性地举例说明了预热模式中所涉及的电路。在预热模式中，灯的灯丝被加热到适合的温度以便点燃和操作。该程序在减小点燃电压需求的同时有助于增加灯寿命。一旦当源电压达到VUVLO+的适当阈值UVLO模式被退出时，进入预热模式。在该预热模式期间，门信号输出HO和LO以50％的工作周期的预热频率以及由内部空载时间电阻RDT设置的空载时间开始振荡。根据本发明，利用应用于DAC 12的数字预热值来设置预热频率。最初，管脚CPH从COM断开连接，内部4μA电流源线性地充电预热定时电容CCPH。而且在该阶段，过电流保护被禁止。在现有结构中，预热模式的开关频率由电阻RT和RPH的平行组合，以及定时电容CT的充电来确定。在经由电阻RT和RPH的平行组合，电容CT以指数轨道在VCC的1/3和3/5之间充电和放电，所述电阻RT和RPH内部地连接到电压VCC。电容CT从VCC的1/3到3/5的充电时间确定了各个输出门驱动器(HO或LO)的开启时间。当电容CT上的电压超出电压VCC的3/5时，电阻RT和RPH从VCC断开连接。电容CT经由内部电阻RDT，从VCC的3/5至1/3按指数规律地放电，其为门驱动器输出HO和LO提供了空载时间。组件电容CT和电阻RDT的值的选择确定了期望的空载时间。等式(1)提供了期望的空载时间与电容CT值之间的关系。

t_DT＝C_t×1475(秒)    (1)

一旦电容CT上的电压放电低于电压VCC的1/3，电阻RDT从COM断开连接，并且电阻RT和RPH再次连接到电压VCC，以开始充电时间和电容CT。以上结构提供用于预热模式的集频率以充电和放电电容CT。根据本发明，通过编程DAC 12来实现该功能，以获得可选择的预热频率，连同交替应用于如图1所示的比较器22的上下阈值。因此，能够消除开关S4、电阻RT、电阻RPH和外部电容CT的操作。在剩余的预热模式期间，振荡门信号被以预热频率供给输出HO和LO，直至管脚CPH上的电压超过13V，在这点上控制IC 36进入点燃模式。正如在状态曲线图中所描述的，在预热模式中禁止过电流保护和静态电流重置保护，直至管脚CPH上的电压超过7.5V。在可能导致振荡器关断的预热模式中，这种预防可以防止假的故障检测。

现在参照图9，电路90一般性地示出了用于控制IC 36的电路图，其举例说明了点燃特征。在点燃模式期间，高电压施加到灯，以点燃灯。在常规电路中，当管脚CPH上的电容CPH充电高于13V时，开关S4(P信道MOSFET)开始慢慢地关断，从而以平滑方式断开电阻RPH与电阻RT的连接。开关S4的缓慢变向导致平滑转变到由电阻RT结合电子镇流器中的其它组件的值确定的运行频率。在正常模式中，该开关结构使得电子镇流器的操作频率从预热频率经由点燃频率平滑斜变到最终运行频率。根据本发明，通过应用变化数字值到DAC 12来简易地实现该特征，以使得从预热频率平滑斜变到运行频率。因此，如上所述，通过减少组件量来简化镇流器控制。

如果没有灯的点燃，那么在管脚CS上检测到故障条件，作为由流经低半电桥MOSFET、流经外部电流感应电阻RCS的电流所确定的电压。在故障被确定之前，为电阻RCS所设置的值确定了可允许的峰值点燃电流，并且控制IC 36因此作出反应。优选地，选择电阻RCS以防止峰值点燃电流超出输出级MOSFET的电流等级。如果在管脚CS上检测到故障，那么控制IC 36进入故障模式并且禁止门驱动器输出HO和LO。

在灯的成功点燃基础上，控制IC 36进入正常运行模式，并以期望的频率来操作电子镇流器。在这点上，建立了灯弧，并且驱动该灯至由DAV 12设置的频率所确定的特定功率水平。在运行模式期间，如果在半电桥中发生了硬式切换，例如，由于打开灯丝或者移走了灯，那么通过电流感应电阻RCS两端的电压来检测到故障条件。在故障条件中，供给管脚CS的该电压超出故障条件中的1.3V内部阈值，将控制IC 36的状态转换到故障模式中。在该点，门驱动器输出HO和LO被锁存到低条件中。

由控制IC 36检测到的另一个故障条件是低电压总线条件，其可以使得电子镇流器的谐振输出级操作接近或低于谐振的频率。在半电桥中，这种类型的操作能够产生硬式切换，其能够损害半电桥开关。通过作为总线压降来压低CPH，控制IC 36提供低DC总线电压保护。通过压低管脚CPH，图9中举例说明的开关4关闭，从而导致操作频率转变到较高值，该值是高于谐振频率的安全操作点。根据本发明的振荡器，总线电压降使得较高数字值被应用到DAC 12以转变高于谐振的操作频率。图3中举例说明的外部电阻RBUS以及内部电阻RVDC确定DC总线水平，频率转变将发生在该水平。当检测到低总线电压水平时，同样重置点燃斜变。当低DC总线电压水平使得灯熄灭时采取该预防措施，以便当DC总线电压返回到正常水平时灯能够自动地点燃。一旦管脚CPH上的电压超过7.5V时，在预热模式期间，内部电阻RVDC就接合在管脚VDC与COM之间。

在控制IC 36中的电流感应管脚CS检测涉及经由开关半电桥供给电流的电压。如果应用给管脚CS的电压超过1.3V，一旦在预热模式中电流感应功能被开启，那么控制IC 36转变到故障模式并且锁存门驱动器输出至低状态。此外，电容CPH被放电至COM，以重置预热时间并且在故障模式中禁止振荡器。控制IC 36维持故障状态直至电压VCC循环回到UVLO负以下，其不关闭阈值UVLO-，或者直至关断管脚SD被拉到5.1V以上。当这些条件中的无论哪一个发生了，控制IC 36都转换到UVLO模式，其中可能发生电子镇流器的再初始化。在UVLO模式中，利用适当的操作参数，一旦电压VCC高于开启阈值UVLO+并且管脚SD上的电压低于4.5V，控制IC 36将试图恢复正常操作模式。

尽管已经结合本发明的具体实施例来描述了本发明，然而许多其它变形、修改和使用对本领域技术人员将是显而易见的。因此，优选地，本发明并不由在此特别公开的内容来限定，而是仅仅由所附权利要求来限定。

Claims (11)

1.一种可调振荡器电路，包括：

定时电容，能够以可调速率被充电或放电；

耦合于电容的可调电流源，以便以可调速率充电或放电该电容；

阈值电路，以便根据电容的电荷值来改变电容的充电或放电状态；以及

阈值电路中的阈值，将其与电容的电荷值相比较，以便确定充电或放电状态的改变。

2.根据权利要求1所述的振荡器电路，还包括在可调电流源中的开关，其可操作地改变供给电容的电流。

3.根据权利要求2所述的振荡器电路，还包括耦合于开关的数字模拟转换器，其用于改变供给电容的电流。

4.根据权利要求2所述的振荡器电路，还包括耦合于开关的无源组件，以便设置从电流源供给的最小电流量。

5.根据权利要求1所述的振荡器电路，还包括阈值电路中的比较器，用于将阈值与电容电荷值相比较。

6.根据权利要求5所述的振荡器电路，还包括阈值开关，其具有耦合于比较器的输出以及耦合于阈值的输入，以允许阈值被选择地应用于比较器。

7.根据权利要求1所述的振荡器电路，其中阈值包括第一和第二阈值，第一阈值确定充电或放电中的转变点，而第二阈值确定充电和放电中另一个的转变点。

8.根据权利要求7所述的振荡器电路，还包括阈值电路中的比较器，其具有耦合于电容的输入，和选择地耦合于第一和第二阈值中至少一个的另一个输入。

9.根据权利要求所述8的振荡器电路，还包括开关，其具有耦合于比较器的输出以及耦合于第一和第二阈值中至少一个的输入，从而第一和第二阈值被选择地应用于比较器的输入。

10.一种电子镇流器控制，包括根据权利要求7所述的振荡器电路。

11.一种用于提供可变频率信号的方法，包括：

以选定的速率充电或放电电容，以获得可变电容电荷值；

确定电容电荷值何时达到预先定义值；

改变电容的充电或放电状态；以及

以数字值来控制选定的速率。

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