CN1320258A - 多信道信号编码和解码 - Google Patents

Abstract

一个多信道信号编码器包括一个分析部分,该分析部分有一个含有至少一个非零非对角线元素的矩阵值传递函数的分析滤波器块。相应的合成部分包括一个有反向矩阵值传递函数的一个合成滤波器块(12M)。这一安排减少了线性预测合成分析信号编码中的信道内冗余和信道间冗余。

Description

多信道信号编码和解码

技术领域

本发明涉及例如立体声信号的多信道信号的编码和解码。

发明背景

现有的语音编码方法通常是基于单信道语音信号的。一个例子是用于一个常规电话和一个蜂窝电话之间的连接的语音编码。语音编码被用于无线链路上以减少被限制频率的空中接口的带宽使用。已知的语音编码的例子有PCM(脉冲编码调制)，ADPCM(自适应差分脉冲编码调制)，子带编码，变换编码，LPC(线性预测编码)声音编码，以及诸如CELP(代码激励线性预测)编码[1-2]的混合编码。

在一个音频/声音通信使用多于一个输入信号的环境中，例如一台有立体声扩音器和两个话筒(立体声话筒)的计算机工作站，两个音频/声音信道被需要用来传送立体声信号。另一个多信道环境的例子是一个有两个、三个或四个信道输入/输出的会议室。这类应用被预计应用在互联网和第三代蜂窝系统中。

从音乐编码领域可以知道如果联合编码技术被使用，则相关的多信道就会被更有效地编码，其概览在[3]中被给出。在[4-6]中，一个被称作矩阵运算(或和与差编码)的技术被使用。预测也被用于减少信道间冗余，见[4-7]，其中预测被用于强度编码或谱预测。另一个从[8]中可以获知的技术使用时间分配和与差信号和信道间的预测。而且，在波形编码方法[9]中，预测被用来去除信道之间的冗余。立体声信道的问题在回波消除领域也会出现，其概览在[10]中被给出。

从所描述的本领域的技术状态可以知道一个联合编码技术将采用信道间冗余。这个特征已被用于较高的比特率的音频(音乐)编码并且连同诸如MPEG中的子带宽编码的波形编码一起使用。为了进一步把比特率降低至M(信道的数量)倍乘16-20k比特/秒之下，并且为了在宽带(大约7kHz)或窄带(3-4kHz)情况下达到此目的，则需要有更有效的编码技术。

发明概要

本发明的一个目的是把多信道合成分析的信号编码中的编码比特率从M(信道的数量)倍于单一(单)信道比特率的编码比特率降低到较低的比特率。

这一目的根据所附的权利要求来达到。

简要地说，本发明涉及到：对于在一个单信道线性预测合成(LPAS)编码器中的不同单元，可利用它们的多信道对应物来进行一般化。最基本的修改是使分析及合成滤波器被具有矩阵值传递函数的滤波器块代替。这些矩阵值传递函数具有能减少信道间冗余的非对角线矩阵元素。另一个基本特点是对于最佳编码参数的搜索是闭环执行的(合成分析)。

附图简述

通过参考下面对于附图的描述，本发明与其目的和优点一起，可以被更好地理解，其中：

图1是一个常规的单信道LPAS语音编码器的一个方块图；

图2是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的分析部分的实施方案的一个方块图；

图3是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的合成部分的实施方案的一个方块图；

图4是说明了对一个单信道信号加法器块进行修改以提供多信道加法器的一个方块图；

图5是说明了对一个单信道LPC分析滤波器块进行修改以提供一个多信道LPC分析滤波器块的一个方块图；

图6是说明了对一个单信道加权滤波器进行修改以提供一个多信道加权滤波器块的一个方块图；

图7是说明了对一个单信道能量计算器进行修改以提供一个多信道能量计算器块的一个方块图；

图8是说明了对一个单信道LPC合成滤波器进行修改以提供一个多信道LPC合成滤波器块的一个方块图；

图9是说明了对一个单信道固定码本进行修改以提供一个多信道固定码本块的一个方块图；

图10是说明了对一个单信道延迟元件进行修改以提供一个多信道延迟元件块的一个方块图；

图11是说明了对一个单信道长期预测器合成块进行修改以提供一个多信道长期预测器合成块的一个方块图；

图12是说明了一个多信道LPC分析滤波器块的另一个实施方案；

图13是说明了相应于图12的分析滤波器块的一个多信道LPC合成滤波器块的实施方案；

图14是另一个常规单信道LPAS语音编码器的方块图；

图15是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的分析部分的示范实施方案的方决图；

图16是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的合成部分的示范实施方案的方块图；

图17是说明了对图14中的一个单信道长期预测分析滤波器进行修改以提供一个图15中的多信道长期预测分析滤波器块的一个方块图；

图18是说明了根据本发明的一个搜索方法的示范实施方案的一个流程图；

图19是说明了根据本发明的一个搜索方法的另一个示范实施方案的一个流程图；

优选实施方案的详细描述

现在，通过介绍一个常规的单信道线性预测合成分析(LPAS)语音编码器、并通过描述对该编码器中的每个块进行修改以将其转换成一个多信道LPAS语音编码器来展开本发明的描述。

图1是一个常规的单信道LPAS语音编码器的一个方块图，更详细的描述见[11]。该编码器包含两个部分，即一个合成部分和一个分析部分(一个相应的解码器只包含一个合成部分)。

合成部分包含一个LPC合成滤波器12，它接收一个激励信号i(n)并输出一个合成语音信号 $\hat{S}\left(n\right)$ 。激励信号i(n)是通过在加法器22中将u(n)与v(n)相加而得到的。信号u(n)是将来自于一个固定码本16的信号f(n)按照一个增益元件20中的增益g_F进行换算而得到的。信号v(n)是将来自于一个自适应码本14的激励信号i(n)的被按照(延迟”lag”)进行了延时的版本按照一个增益元件18中的增益g_A进行换算而得到的。自适应码本是通过一个包含一个用于将激励信号i(n)延迟一个子帧长度N的延迟元件24的反馈循环而形成的。这样，自适应码本将包含被转移到码本中(最旧的激励信号被移出码本并被丢弃)的过去的激励信号i(n)。LPC合成滤波器参数典型地被每隔20-40毫秒帧更新，同时自适应码本被每隔5-10毫秒子帧更新。

LPAS编码器的分析部分对进入的语音信号s(n)进行LPC分析，并且也执行一个激励分析。

LPC分析是被一个LPC分析滤波器10执行的。该滤波器接收语音信号s(n)并基于帧到帧来建立一个该信号的参数模型。模型参数被选择以便使由一个实际的语音帧向量和由该模型产生的相应的信号向量之间的差而形成的剩余向量的能量最小化。这些模型参数由分析滤波器10的滤波器系数来表示。这些滤波器系数定义了滤波器的传递函数A(z)。由于合成滤波器12有一个至少大约等于1/A(z)的传递函数，所以这些滤波器系数也控制合成滤波器12，如虚控制线所示。执行激励分析以便确定能够产生与合成语音信号 $\left\{\hat{s}\left(n\right)\right\}$ (这里{}代表形成一个向量或帧的样值的集合)最匹配的合成信号向量 $\left\{\hat{s}\left(n\right)\right\}$ 的固定码本向量(码本索引)、增益g_F、自适应码本向量(lag)、以及增益g_A的最佳组合。为此要进行测试这些参数所有可能的组合的详尽搜索(一些次优搜索方案(在其中一些参数独立于其它参数被确定，然后在搜索剩余参数的时候保持不变)也是可能的)。为了测试合成向量 $\left\{\hat{s}\left(n\right)\right\}$ 与对应的语音向量{s(n)}的接近程度，差分向量{e(n)}(在加法器26中形成的)的能量要在一个能量计算器30中被计算。但是，考虑一个加权错误信号向量{e_w(n)}的能量会更有效，其中，这些错误可按照大错误被大振幅频率波段所屏蔽的方式而被重新分布。这是在加权滤波器28中进行的。

现在参考图2-13来描述根据本发明对图1中的单信道LPAS编码器进行修改成为一个多信道LPAS编码器。假设是一个双信道(立体声)语音信号，不过同样的原则也可以被用于两个以上的信道。

图2是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的分析部分的实施方案的方块图。现在在图2中，输入信号是一个多信道信号，由信号成分s₁(n)、s₂(n)表示。图1中的LPC分析滤波器10被具有一个矩阵值传递函数A(z)的LPC分析滤波器块10M代替。该块将参考图5被更详细地描述。类似地，加法器26、加权滤波器28、和能量计算器30相应地分别被多信道块26M、28M、和30M所代替。这些块将在图4、6和7中被分别进一步详细描述。

图3是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的合成部分的实施方案的方块图。一个多信道解码器也可以由这样一个合成部分组成。这里图1中的LPC合成滤波器12被一个有矩阵值传递函数A^-1(z)的LPC合成滤波器块12M代替，该A^-1(z)至少大约等于A(z)的逆(如符号所示)。该块将参考图8被更详细地描述。类似地，加法器22、固定码本16、增益元件20、延迟元件24、自适应码本14、和增益元件18相应地分别被多信道块22M、16M、24M、和18M所代替。这些块将在图4和9-11中被分别进一步详细描述。

图4是说明了将一个单信道信号加法器修改成为一个多信道信号加法器的方块图。这是一个最简单的修改，因为它只意味着将加法器的数量增加到要被编码的信道的数量。只有对应于相同信道的信号才被相加(没有信道间处理)。

图5是说明了将一个单信道LPC分析滤波器修改成为一个多信道LPC分析滤波器的方块图。在单信道的情况中(图5的上面部分)，一个预测器P(z)被用来预测一个从加法器50中的语音信号s(n)中被减去以产生剩余信号r(n)的模型信号。在多信道的情况中(图5的下面部分)，有两个这样的预测器P₁₁(z)和P₂₂(z)以及两个加法器50。不过，这样一个多信道LPC分析块是完全独立地处理两个加法器的且不使用信道间冗余。为了利用这个冗余，有两个信道间预测器P₁₂(z)和P₂₁(z)和两个另外的加法器52。通过在加法器52中将信道间预测和信道内预测相加，就可以获得更准确的预测，从而减少剩余信号r₁(n)、r₂(n)的方差(错误)。由预测器P₁₁(z)、P₂₂(z)、P₁₂(z)、P₂₁(z)构成的多信道预测器的用途是减少在一个语音帧之上的r₁(n)²+r₂(n)²的和。这些预测器(不需要按相同的顺序)可以被利用已知的线性预测分析的多信道扩展来计算。在[9]中可以找到一个例子，其中描述了基于反射系数的预测器。预测系数被有效地利用一个多维向量量化器编码，这最好是在变换到一个合适的域(例如线谱频域)中之后进行。在数学上，LPC分析滤波器块可以表达如下(在z域中)：

(这里E代表单元矩阵)或用压缩向量符号表示为：

                     R(z)=A(z)S(z)

从这些表达式中可以清楚地知道：可以通过增加向量和矩阵的维度来增加信道数量。

图6是说明了将一个单信道加权滤波器修改成为一个多信道加权滤波器块。一个单信道加权滤波器28典型地有一个如下形式的传递函数： $W\left(z\right)=\frac{A\left(z\right)}{A(z/\mathrm{\β})}$

其中β是一个常量，其范围典型地是0.8-1.0。一个更一般的形式是： $W\left(z\right)=\frac{A(z/\mathrm{\α})}{A(z/\mathrm{\β})}$

其中α＞β是一个常量，其范围典型地也是0.8-1.0。对多信道情况的一个普通的修改是：

                  W(z)=A^-1(z/β)A(z/α)

其中W(z)、A^-1(z)和A(z)现在是矩阵值。一个更灵活的解决方案在图6中被说明，它对于信道内加权使用因子a和b(对应于上面的α和β)，对于信道间加权使用因子c和d(所有的因子的范围典型地是0.8-1.0)。这样一个加权滤波器块在数学上可以表达为： $W\left(z\right)=\left[\begin{array}{cc}{A^{-1}}_{11}(z/b)& {A^{-1}}_{12}(z/d)\\ {A^{-1}}_{21}(z/d)& {A^{-1}}_{22}(z/b)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}(z/a)& A_{12}(z/c)\\ A_{21}(z/c)& A_{22}(z/a)\end{array}\right]$

从这个表达式中可以清楚地知道可以通过增加矩阵的维度及引入另外的因子来增加信道数量。

图7是说明了将一个单信道能量计算器修改成为一个多信道能量计算器块。在单信道的情况中，能量计算器12确定一个语音帧的加权错误信号e_w(n)的各个样值的平方和。在多信道的情况中，能量计算器12M类似地确定元件70中的每个成分e_w1(n)、e_w2(n)的一个帧的能量，并在加法器72中将这些能量相加以得到总的能量E_TOT。

图8是说明了将一个单信道LPC合成滤波器修改成为一个多信道LPC合成滤波器块的方块图。在图1的单信道编码器中，理想情况是激励信号i(n)等于图5的上面部分的单信道分析滤波器的剩余信号r(n)。如果这个条件满足，则有传递函数1/A(z)的合成滤波器将产生一个等于语音信号s(n)的估算 $\hat{s}\left(n\right)$ 。类似地，在多信道编码器中，理想情况是激励信号i₁(n)、i₂(n)等于图5的下面部分的单信道分析滤波器的剩余信号r₁(n)、r₂(n)。在这种情况下，对图1中的一个合成滤波器12的修改就成为一个有矩阵值传递函数的合成滤波器12M。这个块应当有至少大约是图5中的分析块的矩阵值传递函数A(z)的(矩阵)逆A^-1(z)的传递函数。数学上，合成块可以(在z域中)被表达为： $\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(z\right)\\ {\hat{S}}_2\left(z\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{A^{-1}}_{11}\left(z\right)& {A^{-1}}_{12}\left(z\right)\\ {A^{-1}}_{21}\left(z\right)& {A^{-1}}_{22}\left(z\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_1\left(z\right)\\ I_2\left(z\right)\end{array}\right]$

或用压缩向量符号表示为：

                S(z)=A^-1(z)I(z)

从这些表达式中可以清楚地知道可以通过增加向量和矩阵的维度来增加信道数量。

图9是说明了将一个单信道固定码本修改成为一个多信道固定码本块的方块图。在单信道情况中的单一固定码本形式上被一个固定多信道码本16M所代替。不过，由于两个信道都传送相同类型的信号，所以实际上只要一个固定的码本并从这个单一码本中为两信道选出不同的激励f₁(n)、f₂(n)就足够了。该固定码本可以是例如代数类型的[12]。此外，在单信道情况中的单一增益元件20被包含有几个增益元件的增益块20M所代替。该增益块在数学上(在时间域中)可以表达为： $\left[\begin{array}{c}{u}_1\left(n\right)\\ u_2\left(n\right)\end{array}\right]=\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{g}_{F1}& 0\\ 0& g_{F2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{f}_1\left(n\right)\\ f_2\left(n\right)\end{array}\right]\end{array}$

或用压缩向量符号表示为：

                    u(n)=g_Ff(n)

从这些表达式中可以清楚地知道可以通过增加向量和矩阵的维度来增加信道数量。

图10是说明了将一个单信道延迟元件修改成为一个多信道延迟元件块的方块图。在这种情况下，延迟元件被提供给每个信道。所有信号被延迟子帧长度N。

图11是说明了将一个单信道长期预测器合成块修改成为一个多信道长期预测器合成块的方块图。在单信道的情况下，自适应码本14、延迟元件24和增益元件18的组合可以被认为是一个长期预测器LTP。这三个块的操作可以在数学上(在时间域中)表达为： $v\left(n\right)=g_{A}i(n-\mathrm{lag})=g_{A}d\left(\mathrm{lga}\right)i\left(n\right)$

其中

表示时移运算符。这样，激励v(n)是(按比例g_A)进行了换算的、按照(延迟lag)进行了延迟的创新i(n)的版本。在多信道的情况下，对于各个不同的成分i₁(n),i₂(n)有不同的延迟lag₁₁,lag₂₂且也有具有单独延时1ag₁₁,lag₂₂的i₁(n),i₂(n)的交叉连接以便模拟信道间相关。此外，这四个信号也可以有不同的增益gA₁₁,gA₂₂,gA₁₂,gA₂₁。在数学上，该多信道长期预测器合成块(在时间域中)的操作可以表达为：

或用压缩向量符号表示为： $v\left(n\right)=[g_A\⊗d]i\left(n\right)$

其中

表示元素方式矩阵相乘，且

表示一个矩阵值时移操作符。

从这些表达式中可以清楚地知道：可以通过增加向量和矩阵的维度来增加信道数量。为了获得较低的复杂度和较低的比特率，延时和增益的联合编码可以被使用。延时例如可以是δ(增量)编码的，在极端情况可以仅使用单一延时。增益可以是向量量化或差分编码的。

图12是说明了一个多信道LPC分析滤波器块的另一个实施方案的方块图。在该实施方案中，通过在加法器54中分别形成信号的和与差s₁(n)+s₂(n)及s₁(n)-s₂(n)来对输入信号s₁(n),s₂(n)进行预处理。之后这些和与差信号被转送到与图5中相同的分析滤波器块。由于和信号被预计比差信号更复杂，这使得可能在(和与差)信道间有不同的比特分配。这样，和信号预测器P₁₁(z)典型地比差信号预测器P₂₂(z)的次数高。此外，和信号预测器将要求高一些的比特率和更好的量化器。和与差信道之间的比特分配既可以是固定的也可以是自适应的。由于和与差信号可以被认为是部分正交化的，所以和与差信号之间的互相关也可以被减少，从而简化了(降低次数)预测器P₁₁(z)，P₂₂(z)。这也减低了所要求的比特率。

图13是说明了一个对应于图12的分析滤波器块的多信道LPC合成滤波器块的一个实施方案的方块图。这里来自于根据图8的一个合成滤波器块的输出信号被在加法器82中预处理以便从和与差信号的估值中恢复估值

参考图12和13描述的实施方案是被称作矩阵运算的一般技术的一个特例。矩阵运算后面的一般思想是将原始的向量值输入信号变换为一个新的向量值信号，其组成信号比原始信号成分更少相关性(更为正交)。变换的典型例子有哈特蒙得(Hadamard)和沃尔什(Walsh)变换。例如，次数为2和4的哈特蒙得变换矩阵如下： $H_2=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]H_4=\begin{array}{c}\end{array}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right]$

要注意哈特蒙得矩阵H₂给出了图12的实施方案。哈特蒙得矩阵H₄被用于4信道编码。这种类型的矩阵运算的优点是：在编码器的复杂度和所要求的比特率被减少的同时，不需要在变换矩阵上发送任何信息到解码器，这是由于矩阵的形式是固定的(输入信号的一个完全正交需要随时间而变化的变换矩阵，它必须被传送到解码器，从而增加了所需要的比特率)。由于变换矩阵是固定的，所以被用于解码器中的其逆矩阵也是固定的，并因此被在解码器中预先计算及存储。

上面描述的和与差技术的一个变化是对“左”信道编码并对“左”信道与“右”信道的差与一个增益因子的乘积进行编码，即：

                C₁(n)=L(n)

                C₂(n)=L(n)-gain·R(n)

其中，L,R是左和右信道，C₁,C₂是被编码后所得的信道，且gain是一个比例因子。比例因子对于解码器来说可以是固定的和已知的、或者可以被计算或预测、量化并被传送到解码器。在解码器中对C₁,C₂进行解码之后，左和右信道就被根据下面的表达式重新建立 $\hat{L}\left(n\right)=\widehat{C_1}\left(n\right)$ $\hat{R}\left(n\right)=(\hat{L}\left(n\right)-\widehat{C_2}\left(n\right))/\mathrm{gain}$

其中，“^”代表被估算的量。实际上这一技术也可以被看作是矩阵运算的一个特例，其中变换矩阵如下给出 $\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 1& -\mathrm{gain}\end{array}\right]$

这一技术也可以被扩展到多于两维。在一般情况下，变换矩阵如下给出

其中N代表信道数。

在矩阵运算被使用的情况下，结果“信道”可能很不相同。这样，在加权处理时最好对它们区别对待。在这种情况下，一个如下的更一般的加权矩阵可以被使用。 $W\left(z\right)=\left[\begin{array}{cccc}{A^{-1}}_{11}(z/{\mathrm{\β}}_{11})& {A^{-1}}_{12}(z/{\mathrm{\β}}_{12})& A_{11}(z/{\mathrm{\α}}_{11})& A_{12}(z/{\mathrm{\α}}_{12})\\ {A^{-1}}_{21}(z/{\mathrm{\β}}_{21})& {A^{-1}}_{22}(z/{\mathrm{\β}}_{22})& A_{21}(Z/{\mathrm{\α}}_{21})& A_{22}(z/{\mathrm{\α}}_{22})\end{array}\right]$ 这里矩阵中如下的元素的范围典型地是0.6-1.0。 $\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_{11}& {\mathrm{\α}}_{12}\\ {\mathrm{\α}}_{21}& {\mathrm{\α}}_{22}\end{array}\right]$ 和 $\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\β}}_{11}& {\mathrm{\β}}_{12}\\ {\mathrm{\β}}_{21}& {\mathrm{\β}}_{22}\end{array}\right]$ 从这些表达式中可以清楚地知道可以通过增加加权矩阵的维度来增加信道数量。这样，在一般情况下，加权矩阵可以被写成：

其中N表示信道数。应当注意，所有前面给出的加权矩阵的例子都是这个更一般的矩阵的特例。

图14是另一个常规的单信道LPAS语音编码器的方块图。图1和图14的实施方案的最本质的区别是分析部分的实现。在图14中，一个长期预测器(LTP)分析滤波器11在LPC分析滤波器10之后被提供以进一步减少剩余信号r(n)的冗余。该分析的目的是在自适应码本中找到一个可能的延迟值。只有在该可能的延迟值附近的延迟值才被搜索(如自适应码本14的虚控制线所示)，从而充分减少了搜索过程的复杂度。

图15是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的分析部分的一个示范实施方案的方块图。这里LTP分析滤波器块11M是图14中的LTP分析滤波器11的一个多信道修改方案。这个块的用途是找到能充分减少搜索过程复杂度的可能的延迟值(lag₁₁,lag₁₂,lag₂₁,lag₂₂)，这在下面会进一步描述。

图16是根据本发明的一个多信道LPAS语音编码器的合成部分的一个示范实施方案的方块图。该实施方案与图3中的实施方案的唯一区别是从分析部分到自适应码本14M的延迟控制线。

图17是说明了将图14中的单信道LTP分析滤波器11修改成为图15中的多信道LTP分析滤波器块11M的方块图。左面的部分说明了一个单信道LTP分析滤波器11。通过选择一个适当的延迟值和增益值，来自于LPT分析滤波器12的信号r(n)与被预测的信号的差(即剩余信号re(n)的平方和)在一帧之上将被最小化。获得的延迟值控制搜索过程的开始点。图17的右面部分说明了相应的多信道LTP分析滤波器块11M。其原理是相同的，但这里通过选择恰当的延迟值lag₁₁、lag₁₂、lag₂₁、lag₂₂和增益因子gA₁₁、gA₁₂、gA₂₁、gA₂₂所要进行最小化的是总的剩余信号的能量。所获得的延迟值控制搜索过程的开始点。注意块11M与图11中的多信道长期预测器18M之间的相似之处。

在描述了将一个单信道LPAS编码器中的不同元件修改成为一个多信道LPAS编码器中的相应块之后，现在需要来讨论用来寻找最佳的编码参数的搜索过程。

最明显和最佳的搜索方法是计算对于lag₁₁、lag₁₂、lag₂₁、lag₂₂、g_A11、g_A12、g_A21、g_A22、两个固定码本索引g_F1和g_F2的所有可能的组合的被加权的错误的总能量，并选出能提供作为当前语音帧代表的最小错误的组合。不过，这个方法非常复杂，尤其是如果信道数被增加。

一个适合于图2-3的实施方案的较简单一些的次最佳的方法是以下的算法(假设减少滤波器环且未对其明确提及)，在图18中说明了该算法：

A．对一个帧(例如20毫秒)进行多信道LPC分析；

B．对每个子帧(例如5毫秒)执行如下步骤：

B1．在一个闭环搜索中对所有可能的延迟值进行(同时的和完全的)详尽搜索；

B2．向量量化LTP增益；

B3．在固定码本中的剩余搜索中，从自适应码本(对于被确定的延迟/增益)中减去对于激励的贡献；

B4．在一个闭环搜索中进行固定码本索引的详尽搜索；

B5．向量量化固定码本增益；

B6．更新LTP。

一个适合于图15-16的实施方案的较简单一些的次最佳的方法是以下的算法(假设减少滤波器环且未对其明确提及)，也在图19中说明了该算法：

A．对一个帧进行多信道LPC分析；

C．确定(开环)LPT分析中的延迟的估值(对于整个帧有一组估值或对于帧的较小的部分有一组估值，例如对于每半帧有一组或对于每个子帧有一组)；

D．对于每个子帧执行如下步骤：

D1．搜索信道1的内部延迟(lag₁₁)仅估算附近的几个样值(例如4-16个)；

D2．存储几个(例如2-6个)延迟候选者；

D3．搜索信道2的内部延迟(lag₂₂)仅估算附近的几个样值(例如4-16个)；

D4．存储几个(例如2-6个)延迟候选者；

D5．搜索信道1-信道2的内部延迟(lag₁₂)仅估算附近的几个样值(例如4-16个)；

D6．存储几个(例如2-6个)延迟候选者；

D7．搜索信道2-信道1的内部延迟(lag₁₁)仅估算附近的几个样值(例如4-16个)；

D8．存储几个(例如2-6个)延迟候选者；

D9．仅对于被存储的延迟候选者的所有组合进行完全搜索；

D10．向量量化LTP增益；

D11．在固定码本中的剩余搜索中，从自适应码本(对于被正确确定的延迟/增益)中减去对于激励的贡献；

D12．搜索固定码本1以找到几个(例如2-8个)索引候选者；

D13．存储索引候选者；

D14．搜索固定码本2以找到几个(例如2-8个)索引候选者；

D15．存储索引候选者；

D16．仅对两个固定码本的被存储的索引候选者的所有组合进行完全搜索；

D17．向量量化固定码本增益；

D18．更新LTP。

在最后被描述的算法中，对于信道的搜索顺序可以从子帧到子帧被颠倒。

如果矩阵运算被使用，则最好总是首先搜索“占优势”的信道(和信道)。

尽管本发明是参考语音信号描述的，显然相同的原理也通常可以被应用于多信道语音信号。其它类型的多信道信号也适用于这种类型的数据压缩，例如多点温度测量、地震测量等。实际上，如果计算复杂度可以被控制，则相同的原则也可以被应用于视频信号。在这种情况下，每个像素的时间变化可以被看成是一个“信道”，且由于相邻的像素通常是相关的，所以像素间冗余可以被用于数据压缩的目的。

本领域的技术人员应当理解，在不偏离由附属的权利要求所规定的本发明的范围的条件下，可以对本发明做出各种修改和改变。

参考文献

[1]A.Gersho,”Advances in Speech and AudioCompression(语音和音频压缩的改进)”，Proc.Of the IEEE,Vol.82,No.6,pp 900-918,June 1994

[2]A.S.Spanias,”Speech Coding:A Tutorial Review”(语音编码：一个指导性的回顾)，Proc.Of the IEEE,Vol 82,No.10,pp 1541-1582,Oct 1994

[3]P.Noll,Wideband Speech and Audio Coding(宽带语音和音频编码)”,IEEE Commun.Mag.Vol.31,No.11,pp 34-44,1993

[4]B.Grill等人“Improved MPEG-2 Audio Multi-ChannelEncoding(改良的MPEG-2语音多信道编码)”，96^th AudioEngineering Society Convention.pp 1-9,1994

[5]W.R.Th.Ten Kate等人“Matrixing of Bit Rate ReducedAudio Signals(降低比特率的语音信号的矩阵运算)”,Proc.ICASSP,Vol.2,pp 205-208,1992

[6]M.Bosi等人“ISO/IEC MPEG-2 Advanced AudioCoding(ISO/IEC MPEG-2高级语音编码)”，101st Audio EngineeringSociety Convention,1996

[7]EP0797324A2,Lucent Technologies Inc.“Enhancedstereo coding method using temporal envelope shaping(使用临时封装整形的增强立体声编码方法)”

[8]WO90/16136,British Telecom.“Polyphonic coding(多语音编码)”

[9]WO97/04621,Robert Bosch Gmbh,“Process for reducingredundancy during the coding of multichannel signals anddevice for decoding redundancy reduced multichannelsignals(在对多信道信号编码过程中降低冗余的处理以及对被降低冗余的多信道信号进行解码的装置)”

[10]M.Mohan Sondhi等人“Stereophonic Acoustic EchoCancellation-An Overview of the Fundamental Problem(立体声音响回波消除-基本问题总览)”，IEEE Signal ProcessingLetters,Vol.2,No.8,August 1995

[11]P.Kroon,E.Deprettere,“A Class of Analysis-by-Synthesis Predictive Coders for High Quality Speech Coding atRates Between 4.8 and 16kbits/s(一种用于速率在4.8到16k比特/秒的高质量语音编码中的合成分析预测编码器)”，IEEE Journ.Sel.Areas Com.,Vol SAC-6,No.2,pp 353-363,Feb 1988

[12]C,Laflamme等人“16Kbps Wideband Speech CodingTechnique Based on Algebraic CELP(基于代数CELP的16k比特/秒的宽带语音编码技术)”，Proc..ICASSP,1991,pp 13-16

Claims (26)

1．一个多信道信号编码器，其特征为：

一个包括分析滤波器块(10M)的分析部分，该分析滤波器块(10M)具有至少有一个非零非对角线元素(-P₁₂(z),-P₂₁(z))的第一矩阵值传递函数；和

一个包括合成滤波器块(12M)的合成部分，该合成滤波器块(12M)具有至少有一个非零非对角线元素(A^-1 ₁₂(z),A^-1 ₂₁(z))的第二矩阵值传递函数；

从而在线性预测合成分析信号编码中降低信道内冗余和信道间冗余。

2．权利要求1的编码器，其特征为上述第二矩阵值传递函数是上述第一矩阵值传递函数的逆。

3．权利要求1或2的编码器，其特征为多信道长期预测器合成块定义如下： $[g_A\⊗d]i\left(n\right)$

其中

g_A表示一个增益矩阵，

表示元素方式矩阵相乘，

表示一个矩阵值时移操作符，且

i(n)表示一个向量值合成滤波器块激励。

4．权利要求1,2或3的编码器，其特征为一个多信道加权滤波器块，它有一个如下定义的矩阵值传递函数W(z)：

其中

N表示信道数，

A_ij,i=1..N,j=1..N表示上述分析滤波器块的各个矩阵元素的传递函数，

A^-1 _ij,i=1..N,j=1..N表示上述合成滤波器块的各个矩阵元素的传递函数，且

α_ij,β_ij,i=1..N,j=1..N表示预先定义的常量。

5．权利要求4的编码器，其特征为一个加权滤波器块，它具有一个如下定义的矩阵值传递函数W(z)：

                   W(z)=A^-1(z/β)A(z/α)

其中

A表示上述分析滤波器块的矩阵值传递函数，

A^-1表示上述合成滤波器块的矩阵值传递函数，且

α,β表示预先定义的常量。

6．前面任何一个权利要求的编码器，其特征为多个固定码本索引和相应的码本增益。

7．前面任何一个权利要求的编码器，其特征为利用在编码前对多信道输入信号进行矩阵运算的装置。

8．权利要求7的编码器，其特征为用于定义一个哈特蒙得类型变换矩阵的矩阵运算装置。

9．权利要求7的编码器，其特征为用于定义如下形式的变换矩阵的矩阵运算装置：

其中

gain_ij,i=2..N,j=2..N表示比例因子，且

N表示要被编码的信道的个数。

10．一个多信道线性预测合成分析信号编码器，其特征为：

一个合成滤波器块(12M)，它具有一个有至少一个非零非对角线元素(A^-1 ₁₂(z),A^-1 ₂₁(z))的矩阵值传递函数。

11．权利要求10的解码器，其特征为一个如下定义的多信道长期预测器合成块： $[g_A\⊗d]i\left(n\right)$

其中

g_A表示一个增益矩阵，

表示元素方式矩阵相乘，

表示一个矩阵值时移操作符，且

i(n)表示一个向量值合成滤波器块激励。

12．权利要求10或11的解码器，其特征为多个固定码本索引和相应的固定码本增益。

13．包含一个多信道语音编码器的发送器，其特征为：

一个包括分析滤波器块(10M)的分析部分，该分析滤波器块(10M)具有至少一个非零非对角线元素(-P₁₂(z),-P₂₁(z))的第一矩阵值传递函数；和

一个包括合成滤波器块(12M)的合成部分，该合成滤波器块(12M)具有至少一个非零非对角线元素(A^-1 ₁₂(z),A^-1 ₂₁(z))的第二矩阵值传递函数；

从而降低在线性预测合成分析信号编码中的信道内冗余和信道间冗余。

14．权利要求13的发送器，其特征为上述第二矩阵值传递函数是上述第一矩阵值传递函数的逆。

15．权利要求13或14的发送器，其特征为一个如下定义的多信道长期预测器合成块： $[g_A\⊗d]i\left(n\right)$

其中

g_A表示一个增益矩阵，

表示元素方式矩阵相乘，

表示一个矩阵值时移操作符，且

i(n)表示一个向量值合成滤波器块激励。

16．权利要求13,14或15的发送器，其特征为一个多信道加权滤波器块，它有一个如下定义的矩阵值传递函数W(z)：

其中

N表示信道数，

A_ij,i=1..N,j=1..N表示上述分析滤波器块的各个矩阵元素的传递函数，

A^-1 _ij,i=1..N,j=1..N表示上述合成滤波器块的各个矩阵元素的传递函数，且

α_ij,β_ij,i=1..N,j=1..N表示预先定义的常量。

17．权利要求16的发送器，其特征为一个加权滤波器块，它有一个如下定义的矩阵值传递函数W(z)：

                  W(z)=A^-1(z/β)A(z/α)

其中

A表示上述语音分析滤波器块的矩阵值传递函数，

A^-1表示上述语音合成滤波器块的矩阵值传递函数，且

α,β表示预先定义的常量。

18．前面的权利要求13-17中的任何一个的发送器，其特征为多个固定的码本索引和相应的固定码本增益。

19．前面的权利要求13-18中的任何一个的发送器，其特征为用于在编码之前对多信道输入信号进行矩阵运算的装置。

20．权利要求19的发送器，其特征为所述矩阵运算装置定义了一个哈特蒙得类型变换矩阵。

21．权利要求19的发送器，其特征为所述矩阵运算定义了一个如下形式的变换矩阵的矩阵运算方法：

其中

gain_ij,i=2..N,j=2..N表示比例因子，且

N表示要被编码的信道的个数。

22．一个包含一个多信道线性预测合成分析语音编码器的接收器，其特征为：

一个语音合成滤波器块(12M)，它具有一个有至少一个非零非对角线元素(A^-1 ₁₂(z),A^-1 ₂₁(z))的矩阵值传递函数。

23．权利要求22的接收器，其特征为一个如下定义的多信道长期预测器合成块： $[g_A\⊗d]i\left(n\right)$

其中

g_A表示一个增益矩阵，

表示元素方式矩阵相乘，

表示一个矩阵值时移操作符，且

i(n)表示一个向量值合成滤波器块激励。

24．权利要求22或23的接收器，其特征为多个固定的码本索引和相应的固定码本增益。

25．一个多信道线性预测合成分析语音编码方法，其特征为：

对语音帧进行多信道线性预测编码分析，以及对该语音帧的每个子帧执行如下步骤：

详尽搜索信道间和信道内延迟；

向量量化长期预测器增益；

减去被确定的自适应码本激励；

详尽搜索固定码本；

向量量化固定码本增益；

更新长期预测器。

26．一个多信道线性预测合成分析语音编码方法，其特征为：

对语音帧进行多信道线性预测编码分析，以及对该语音帧的每个子帧执行如下步骤：

估算信道间和信道内延迟；

确定在估值附近的信道间和信道内延迟；

存储延迟候选者；

详尽搜索被存储的信道间和信道内延迟候选者；

向量量化长期预测器增益；

减去被确定的自适应码本激励；

确定固定码本索引候选者；

存储索引候选者；

详尽搜索上述被存储的索引候选者；

向量量化固定码本增益；

更新长期预测器。

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