CN1310504A - 直流－直流变换电路、电源选择电路以及设备装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及把DC电压变换为比其还低的DC电压的DC－DC变换电路等,提高变换效率。配备有电源选择单元110,它具有多个输入端子IN1、IN2,从这些输入端子输入多个DC电源Vin1、Vin2,在这些DC电源中,以电压在规定电压以上为条件选择最低电压的DC电源;降压型调节器单元10,具有输出端子OUT,把在电源选择单元中选择出的DC电源的电压,变换为比该电压还低的规定的电压Vout从输出端子输出。

Description

直流-直流变换电路、 电源选择电路以及设备装置

本发明涉及配备有把DC电压变换为另一DC电压的DC-DC变换电路，选择多个电源中的一个电源的电源选择电路，以及配备有DC-DC变换电路的设备装置。

笔记本电脑等的便携式电子设备装置大多的构成是，除了靠从市电得到的电力工作之外，还可以安装电池，用该电池工作。

在这样构成的设备装置中，通常，装入了把来自市电电源的电力和来自电池的电力之一切换用于设备装置的工作的电路(例如，参照特开平9-182288号公报，特开平9-308102号公报)。其中的已知电路的类型是，在有来自市电电源的电力提供给该设备装置时，优先使用此电力，在检测出来自市电电源的电力供给停止时切换到由电池供电。除此以外，已知还有这样的电源切换电路，其构成是利用来自市电电源的电力一般比电池电压高这一点，在多个电力中接收来自电压最高的电力的供电。

可是，因为电池的电压随着放电一般缓慢降低，因此在设备装置中，为了把在其内部使用的电力的电压保持一定配备有DC-DC变换电路。

图7是展示线性调节器的第1例的电路图。线性调节器，是DC-DC变换电路的一种，一般被广泛使用。

该线性调节器单元10安装在1个LSI上，其构成是从其输入端子IN输入电压Vin的电力，在该线性调节器单元10中被变换为比该输入电压Vin还低的输出电压Vout(Vin＞Vout)的电力，从输出端子OUT输出输出电压Vout的电力。

在输入端子IN和输出端子OUT之间，配置输出电压调整用的NPN晶体管11，在输入端子IN和该NPN晶体管11的基极之间配置有恒流源12，从该恒流源12输出的电流除了作为NPN晶体管11的基极电流流动之外，还作为另一个NPN晶体管13的集电极电流流动。该NPN晶体管13的发射极被连接在接地端子GND上，该接地端子GND被接地。输出端子OUT的电压Vout，以用2个电阻14、15分压的形式输入到差动放大器16的正输入端子上，在差动放大器16的负输入端子，输入由基准电压源17生成的基准电压。该差动放大器16的输出端子，被连接在NPN晶体管13的基极。

在此，如果输出端子OUT的电压Vout偏离到比预先设定的某基准输出电压还高，则差动放大器16的输出电压提高，流过NPN晶体管13的集电极电流增加，在从恒流源12流出的电流中作为NPN晶体管13的集电极电流使用的部分增加，其结果，输出电压调整用的NPN晶体管11的基极电流减少，输出端子OUT的电压Vout下降。

另一方面，与此相反，如果输出端子OUT的电压Vout偏离到比预先设定的某基准输出还低的电压时，差动放大器16的输出电压降低，流过NPN晶体管13的集电极电流减少，此部分电流使晶体管11的电流增加，输出端子OUT的电压Vout提高。

通过这样的控制，就可以从输出端子输出一定的输出电压Vout的电力。

图8是展示线性调节器的第2例的电路图。说明和图7所示的第1例的不同点。

在图8所示的线性调节器单元10′中，代替图7所示的线性调节器单元10中的输出电压调整用的NPN晶体管11，配备PNP晶体管18用于输出电压调整，随之，以2个电阻14、15分压形式的输出端子OUT的电压Vout被输入到差动放大器16的负输入端子，基准电压源17，被连接在该差动放大器16的正输入端子。

在此，如果输出端子OUT的电压Vout偏离到比预先设定的基准输出电压还高的电压时，差动放大器16的输出电压下降，流过NPN晶体管的集电极电流减少，因为从恒流源中流出的电流一定，所以集电极电流减少的部分PNP晶体管18的基极电流减少，伴随该PNP晶体管18的基极电流的减少，输出端子OUT的电压Vout下降。

另一方面，与此相反，如果输出端子OUT的电压Vout偏离到比预先设定的基准输出电压还低的电压时，差动放大器16的输出电压上升，流过NPN晶体管的集电极电流增加，因为从恒流源中流出的电流一定，所以集电极电流增加的部分PNP晶体管18的基极电流增加，伴随该PNP晶体管18的基极电流的增加，输出端子OUT的电压Vout上升。

在图8所示的线性调节器单元10′中，通过这样的控制，就可以从输出端子OUT中输出一定的电压Vout的电力。

图9是展示线性调节器的第3例的电路图。

和图8所示的第2例不同之处是，代替图8所示的输出电压调整用的PNP晶体管18、配置了P沟道MOS晶体管19。由于电路动作和图8所示的第2例的情况一样，固而省略重复说明。

图10是展示开关调节器的一例的电路图。开关调节器也是DC-DC变换电路的一种，一般被广泛应用。

从该开关调节器的输入端子IN输入电压Vin的电力，从第1以及第2输出端子OUT1、OUT2中的第2输出端子OUT2输出输出电压Vout(在此以降压型为对象，因而Vin＞Vout)的电力。在2个输出端子OUT1、OUT2之间连接外部线圈31，在该第2输出端子OUT2和接地之间连接着外部电容器32。

除去该开关调节器20的被设置在外部的线圈31以及电容器32的部分制作在1个LSI上。

在输入端子IN和第1输出端子OUT1之间，配置P沟道MOS晶体管21，在其栅极上，连接PWM比较器26的输出。在该PWM比较器26上，输入差动放大器24的输出和三角波振荡器27的输出。PWM比较器26的作用后述。

在差动放大器24的正输入端子上，以用2个电阻22、23分压的形式输入第2输出端子OUT2的电压Vout，在差动放大器24的负输入端子上，输入在基准电压源25中生成的基准电压。另外，在第1输出端子OUT1和接地端子GND之间连接着二极管，该二极管的阴极连接在第1输出端子OUT一侧，阳极连接在接地端子GND一侧。接地端子GND被接地。

在此，PWM比较器26，比较差动放大器24的输出电压和从三角波振荡器27输出的三角波信号，当差动放大器24的输出电压比三角波电压还低时生成‘H’电平的脉冲信号，当差动放大器24的输出电压比三角波电压还高时生成‘L’电平的脉冲信号，在MOS晶体管21的栅极上输入该脉冲信号，该MOS晶体管21根据该脉冲信号的‘H’电平、‘L’电平的变化，分别变为截止，导通。即，MOS晶体管21以和三角波的重复频率相同的重复频率开关输入电压Vin。

二极管28，线圈31，以及电容器32起到平滑开关后的输入电压Vin生成Vout的作用。

如果输出电压Vout与已设定的电压相比稍微升高，则差动放大器24的输出电压降低，在PWM比较器26中生成的脉冲信号的脉冲宽度(‘L’低电平的脉冲宽度)稍微变窄，输出电压Vout降低。与此相反，如果输出电压Vout降低，则差动放大器24的输出电压增高，在PWM比较器26中生成的脉冲信号的脉冲宽度(‘L’电平的脉冲宽度)变宽，输出电压Vout上升。在该开关调节器20中，如此控制使得输出一定电压Vout的电力。

在此，例如在个人计算机等的电子设备装置内大多存在以多个不同的DC电压分别动作的电路单元，在这样的设备装置内，配备分别输出各种电压的电力的多个DC-DC变换电路。DC-DC变换电路，在DC电压的变换时消耗相当多的无功电力，导致消耗电力的增大，有使电池过早消耗或者导致设备装置的温度上升的弊端。例如在图7～图9所示的线性调节器方式的DC-DC变换电路的情况下，为了从16V的输入电压变换为3.3V的输出电压，变换效率为20％，剩余的80％全部为电力损失。特别是在在内部使用多个不同的DC电压，为了制作这些不同的DC电压需要多个DC-DC变换电路的设备装置中，存在如何提高在DC-DC变换电路中的变换效率的问题。

本发明就是鉴于上述问题，以提供变换效率高的DC-DC变换电路，使用现有的DC-DC变换电路进行变换效率高的电压变换的电源选择电路，以及内置有这种变换效率高的DC-DC变换电路的设备装置为目的。

为了实现上述目的的本发明的DC-DC变换电路中的第1DC-DC变换电路，其特征在于包括：电源选择单元，它具有多个输入端子，从这些输入端子的各自分别输入多个DC电源，在这些DC电源中，以电压在规定电压以上为条件选择最低电压的DC电源；降压型的调节器，它具有输出端子，把在电源选择单元中选择出的DC电源电压，变换为比该电压还低的规定的电压从输出端子输出。

如上所述，在线性调节器方式的DC-DC变换电路的情况下，为了把16V变换为3.3V的变换效率是20％，而在5V电源存在的情况下，在使用该5V电源变换为3.3V时的变换效率变为66％。这样，从尽可能接近输出电压的输入电压得到输出电压，就可以大大改善变换效率。使用尽可能低的输入电压的变换效率上升的情况，不仅在线性调节器方式中而且在开关调节器方式中也一样。

本发明的第1DC-DC变换电路，就是利用了这种原理。

即，在电源选择单元中，在被输入的多个DC电源中选择最低电压的DC电源送到调节器。但是，即便是最低的电压，为了防止把未连接电源，或者被连接的电源是处于没有功能的0V作为最低的电压检测出，以在规定电压以上为条件。在调节器单元中，把这样选择出的DC电源的电压变化为比该电压还低的DC电压后输出。由此，可以根据这时的电源的状况进行已选择出的最佳电源的高效率的电压变换。

另外，本发明的DC-DC变换电路中的第2DC-DC变换电路，其特征在于包括：电源选择单元，它具有输入规定的第1DC电源的第1输入端子、输入比第1DC电源的电压还低的第2DC电源的第2输入端子，根据从第2输入端子输入的第2DC电源电压是否在规定电压以上，分别选择从第2输入端子输入的第2DC电源，以及从第1输入端子输入的第1DC电源；降压型调节器单元，具有输出端子，把在电源选择单元选择出的DC电源的电压变换为比该电压还低的规定的电压后从输出端子输出。

当确定与从第1输入端子输入的第1DC电源相比从第2输入端子输入的第2DC电源电压一方是低电压DC电源时，或者是已连接上那样构成时，沿袭上述的本发明的第1DC-DC变换电路的考虑方法，可以如上述那样简化电源选择单元。

在此，无论在本发明的第1以及第2DC-DC变换电路的哪个电路中，上述调节器单元，都可以由线性调节器组成。这种情况下，最好把用电源选择单元，以及用线性调节器构成的调节器单元，形成在单片集成电路内。或者，在外部安装输出电压调整用的晶体管的情况下，最好把除去用电源选择单元，以及线性调节器构成的调节装置中的安装在外部的输出电压调整用晶体管的部分，形成在单片集成电路内。

另外，无论在本发明的第1以及第2DC-DC变换电路哪个中，上述调节器单元，都可以由开关调节器组成。这种情况下，最好把除去用电源选择单元，以及开关调节器构成的调节器单元中的安装在外部的电压平滑电路部分的部分，形成在单片集成电路内。

通过形成在单片集成电路内，就可以实现更稳定的动作、成本降低、省空间。

另外，在实现上述目的的本发明的电源选择电路中的第1电源选择电路，其特征在于包括：多个输入端子，输入多个DC电源各自；电源选择单元，从被连接在这些输入端子上的多个DC电源中，以电压在规定电压以上为条件选择最低电压的DC电源；输出端子，输出在电源选择单元中选择出的DC电源。

另外，在本发明的电源选择电路中的第2电源选择电路的特征在于包括：第1以及第2输入端子，分别输入规定的第1DC电源以及以及比此第1DC电源电压还低的第2电压的第2DC电源；电源选择单元，根据从第2输入端子输入的第2电源电压是否在规定电压以上，分别选择从第2输入端子输入的第2DC电源，以及从第1输入端子输入的第1DC电源；输出端子，输出在电源选择单元选择出的DC电源。

本发明的第1以及第2电源选择电路，分别相当于本发明的第1以及第2DC-DC变换电路的各电源选择单元，在这些第1以及第2电源选择电路的后段，连接相当于本发明的第1以及第2DC-DC变换电路的调节器单元的DC-DC变化电路，可以在该DC-DC变换电路中进行高效率的DC-DC变换。

另外，实现上述目的的本发明的设备装置，其特征在于：在接受电力的供给后动作的设备装置中，包括，

降压型的第1DC-DC变换器，它把规定的第1DC电源的第1DC电压，变换为比该第1电压还低的规定的第2DC电压输出；

第1动作电路，它接收在第1DC-DC变换器中得到的第2DC电压的电力供给动作；

第2DC-DC变换器，它包括降压型调节器单元，其接收DC电压的供给，变换为比该DC电压还低的规定的第3DC电压输出；电源选择单元，其输入上述第1DC电源和上述第1DC-DC变换器输出的双方，根据第1DC-DC变换器的输出是否在规定电压以上，分别把第1DC-DC变换器的输出，以及第1DC电源，传递到上述调节器单元；

第2动作电路，它接收在第2DC-DC变换器中得到的第2DC电压的电力供给动作。

本发明的设备装置，在内部配备第1DC-DC变换器和第2DC-DC变换器这2个DC-DC变换器，通过把输出更低的DC电压的第2DC-DC变换器作为本发明的第1或者第2DC-DC变换电路的构成，就可以作为整体进行效率高的DC-DC变换，实现消耗电力的降低化、抑制设备装置的温度上升。

在此，在设备装置内部一般是电源系统等预先配线，因而，作为上述第2DC-DC变换器一般可以使用本发明的第2DC-DC变换电路，但也可以采用本发明的第1DC-DC变换电路。这时，上述第2DC-DC变换器的电源选择部分，在第1DC-DC变换器的输出是未达到规定电压的情况下，当第1DC电源也未达到规定电压时，切断把第1DC-DC变换器的输出传递到调节器单元上的经路，以及把第1DC电源传递到调节器单元的经路的双方。

图1是包含本发明的电源选择电路的实施方案1的本发明的DC-DC变换电路的实施方案1的电路图。

图2是包含本发明的电源选择电路的实施方案2的本发明的DC-DC变换电路的实施方案2的电路图。

图3是本发明的DC-DC变换电路的实施方案3的电路图。

图4是本发明的DC-DC变换电路的实施方案4的电路图。

图5是本发明的DC-DC变换电路的实施方案5的电路图。

图6是展示本发明的设备装置的一实施方案的方框图。

图7是线性调节器的第一例的电路图。

图8是线性调节器的第二例的电路图。

图9是线性调节器的第三例的电路图。

图10是开关调节器的一例的电路图。

以下，说明本发明的实施方案。

图1是包含本发明的电源选择电路的实施方案1的本发明的DC-DC变换电路的实施方案1的电路图。

图1所示的DC-DC变换电路100，由输入选择电路110和线性调节器单元10构成。在此，该DC-DC变换电路100，其全部被制作在1个LSI芯片190内。输入选择电路110，也是本发明的电源选择电路的一个实施方案。

在该输入选择电路110中，配备有分别连接DC电源的2个输入端子IN1、IN2，在此，假设从各输入端子IN1、IN2输入输入电压Vin1、Vin2。

在各输入端子IN1、IN2，和用于从输入选择电路110向线性调节器单元10授受信号的节点TML(在把输入选择电路110作为已和线性调节器单元10分开的电路构成(例如只把输入选择电路110安装在1个LSI上)的情况下，该节点TML成为输入选择电路110的输出端子)之间，配置阳极与输入端子IN1、IN2连接的各二极管111、112，以及各P沟道MOS晶体管113、114。另外P沟道MOS晶体管113、114的输入一侧和各自的栅极分别通过电阻115、116连接。另外，在P沟道MOS晶体管113、114的栅极和接地端子GND之间分别配置N沟道MOS晶体管117、118。接地端子GND被接地。

另外，在该输入选择电路中，配备有第1、第2以及第3比较器121、122、123和1个基准电压源124，在第1比较器121上，在其正输入端子上连接二极管111的阴极，在其负输入端子上连接基准电压源124，在第2比较器122上，在正输入端子5上连接二极管112的阴极，在负输入端子上连接二极管111的阴极，在第3比较器123上，在其正输入端子上连接基准电压源124，在负输入端子上连接二极管112的阴极。

这3个比较器121、122、123的输出，经过由AND门131和OR门132组成的第1逻辑电路133传递到N沟道MOS晶体管117，另外，经过由OR门134和NAND门135组成的第2逻辑电路136传递到另一N沟道MOS晶体管118的栅极。

在此，第1比较器121，比较第1输入端子IN1的电压Vin1和基准电压源124的电压，判定第1输入端子IN1的电压Vin1是否比基准电压源124的电压还高。换句话说，就是判定在第1输入端子IN1上是否正连接着电源。

与此相同，第3比较器123，比较第2输入端子IN2的电压Vin2和基准电压源124的电压，判定第2输入端子IN2的电压Vin2是否比基准电压源124的电压还高。也是判定在第2输入端子IN2上是否正连接着电源。

第2比较器122，和第1比较器121以及第3比较器123不同，是2个输入端子IN1、IN2各自的电压Vin1、Vin2相互比较。

在输入端子IN1的电压Vin1是基准电压以上的电压，并且Vin1＜Vin2时，从第1逻辑电路133输出‘H’电平的信号，NMOS晶体管117变为导通状态，PMOS晶体管113的栅极被降低到接地一侧的电位，该PMOS晶体管113变为导通状态，第1输入端子IN1的电压Vin1经过节点TML传递到线性调节器单元10。这时，第2逻辑电路136的输出(NMOS晶体管118的栅极)变为‘L’电平，NMOS晶体管118变为截止状态，PMOS晶体管114也变为截止状态，第2输入端子IN2的电压Vin2不能向线性调节器单元10传递。

在此，作为一例，如果假设Vin1=5.0V,Vin2=16.0V，则在线性调节器单元10输出3.3V的电压时，在输入选择电路110中，因为选择Vin1=5.0V，所以线性调节器单元10的效率变为66％。

另外，与此相反，在Vin2＜Vin1时，把Vin2的电压在基准电压以上作为条件，第1逻辑电路133的输出变为‘L’电平，第2逻辑电路136的输出变为‘H’电平。由此，NMOS晶体管117以及PMOS晶体管113变为截止状态，在阻止向线性调节器单元10传递Vin1的同时，NMOS晶体管118以及PMOS晶体管114变为导通状态，Vin2传递到线性调节器单元10。这种情况下，作为一例，如果假设Vin1=16.0V,Vin2=5.0V，线性调节器单元10输出3.3V的电压，则在输入选择电路110中因为选择Vin2=5.0V，所以线性调节器单元的效率变为66％。

另外，在Vin1在基准电压以上，但Vin2不足基准电压(典型的是输入端子IN2断开电源)时，第1比较器121输出‘H’电平信号，第2比较器122输出‘L’电平信号，第3比较器123输出‘H’电平信号，其结果，从第1逻辑电路133输出‘H’电平信号，从第2逻辑电路136输出‘L’电平信号，NMOS晶体管117变为导通状态，PMOS晶体管113也变为导通状态，另一方面，NMOS晶体管118变为截止状态，PMOS晶体管114也变为截止状态。因而，这种情况下，向线性调节器单元10传递从第1输入端子IN1输入的电压Vin1。当线性调节器单元10输出3.3V电压时，该线性调节器单元10的效率，在Vin1=5.0V时为66％，在Vin1=16.0V时为20％。

另一方面，与此相反，在Vin1不足基准电压(典型的是输入端子IN1断开电源)，Vin2在基准电压以上时，从第1比较器121输出‘L’电平信号，从第2比较器122中输出‘H’电平信号，从第3比较器123中输出‘L’电平信号，其结果，从第1逻辑电路133输出‘L’电平信号，从第2逻辑电路136输出‘H’电平信号。因而，NMOS晶体管117变为截止状态，PMOS晶体管113也变为截止状态，另一方面，NMOS晶体管118变为导通状态，PMOS晶体管114也变为导通状态。因而，向线性调节器单元10传递从第2输入端子IN2输入的电压Vin2。在线性调节器单元10输出3.3V电压的情况下，在Vin2=5.0V时，线性调节器单元10的效率是66％，在Vin2=16.0V时，线性调节器单元10的效率变为20％。

线性调节器单元10，和图7所示的线性调节器的构成相同，根据参照图7说明的原理，生成比2个输入端子IN1、IN2的各电压Vin1、Vin2都低的稳定的输出电压Vout(Vout＜Vin1、Vin2)，例如生成Vout=3.3V从输出端子OUT输出。

这样，在该图1所示的DC-DC变化电路100的情况下，因为，在2个输入电压Vin1、Vin2中，以在基准电压以上为条件，把电压小的一方传递到线性调节器单元10用于生成输出电压Vout，所以可以进行变换效率高的DC-DC变换。

图2是包含本发明的电源选择电路的实施方案2的本发明的DC-DC变换电路的实施方案2的电路图。

图2所示的DC-DC变换电路200，配备比图1所示的实施方案1的输入选择电路110还简单的输入选择电路210，以及和图1所示的实施方案1的线性调节器单元10构成相同的线性调节器单元10。在此，和图1所示的实施方案1一样，该DC-DC变换电路200，其全部被制作在1个LSI芯片290内。

图2所示的DC-DC变换电路200，是预先设定了从各输入端子IN1、IN2输入的各输入电压Vin1、Vin2保证处于Vin1＞Vin2的状态的电路。作为Vin1＞Vin2的保证，例如可以通过使连接端子的形式不同，或者在设备装置内部预先固定地配线等实现。

当在2个输入端子IN1、IN2中的第1输入端子IN1，以及连接输入选择电路210和线性调节器单元10之间的节点TML(当把输入选择电路(在本发明中所说的电源选择电路的一例)设置成和线性调节器单元10分开的电路(例如只把输入选择电路210制作在1个LSI芯片上)的情况下，该节点TML成为输入选择电路210的输出端子)之间，配备阳极与输入端子IN1一侧连接的二极管211、PMOS晶体管213。该PMOS晶体管213的二极管211一侧和其栅极通过电阻215连接。另外，在该PMOS晶体管213的栅极和接地端子GND之间配置NMOS晶体管217。接地端子GND被接地。

另外，在另一输入端子IN2和节点TML之间，配置阳极与输入端子2一侧连接的二极管212，该二极管212的阴极还与比较器221的负输入端子连接。还在其中配备基准电压源224，该基准电压源224与比较器221的正输入端子连接。该比较器221的输出，与NMOS晶体管217的栅极连接。

在此，在比较器221中，比较第2输入端子IN2的电压Vin2和在基准电压源224中得到的基准电压。由此判定在第2输入端子IN2上是否正连接着电源。

在Vin2比基准电压还高时，比较器221的输出变为‘L’电平，NMOS晶体管217变为截止状态，由此PMOS晶体管212也变为截止状态，阻止第1输入端子IN1的电压Vin1传递到线性调节器单元10，而向线性调节器单元10传递第2输入端子IN2的电压Vin2。另一方面，第2输入端子IN2的电压，例如在第2输入端子上未连接电源，或者被连接在第2输入端子上的电源处于关状态等，比基准电压还低的电压(典型的是0V)时，比较器221的输出变为‘H’电平，NMOS晶体管217变为导通状态，因而，PMOS晶体管213也变为导通状态，第1输入端子IN1的电压Vin1传递到线性调节器单元10。

这样，该图2的输入选择电路210，是在保证Vin1＞Vin2的条件下有效的电路，在Vin2有效时把Vin2传递到线性调节器单元10，在Vin2无效时(0V等)把Vin1传递到线性调节器单元10。

线性调节器单元10，其构成和图1所示的线性调节器相同，生成比各电压Vin1、Vin2都低的稳定的输出电压Vout从输出端子OUT输出。

这样，在图2所示的DC-DC变换电路200的情况下，也是在2个输入电压Vin1、Vin2(Vin1＞Vin2)中，在Vin2有效时把Vin2传递到线性调节器单元10用于输出电压Vout的生成，可以进行变换效率高的DC-DC变换。

图3是本发明的DC-DC变换电路的实施方案3的电路图。说明与图2所示的实施方案2的不同点。

图3所示的DC-DC变换电路300和图2所示的实施方案2的不同点在于，把除去构成线性调节器单元10的输出电压调整单元的NPN晶体管11的部分制作在1个LSI芯片390上，把NPN晶体管11安装在外部。因此，LSI芯片390，需要设置除了相当于图2的实施方案2的输出端子OUT的输出端子OUT3之外的2个输出端子OUT1、OUT2。

电路动作上，因为和图2的实施方案2一样所以省略重复说明，而把晶体管11安装在外部的理由是因为，由于该DC-DC变换电路300在次级(输出端子处)可以消耗相当大的电力，处于大电流的状态，作为晶体管11需要使用可以耐受这种状态的电平的器件，因而该晶体管11为大型晶体管，另外例如还需要安装散热片等散热，因而是不适宜内置在LSI芯片中的晶体管的缘故。

这样，在线性调节器方式的DC-DC变换电路中，也有把输出电压调整用晶体管安装在外部的。

图4是本发明的DC-DC变换电路的实施方案4的电路图。

图4所示的DC-DC变换电路400，由作为图1所示的本发明的电源选择电路的实施方案1的输入选择电路110、和图10所示的开关调节器一样的开关调节器单元20组成。这些输入选择电路110和开关调节器单元20的电路动作，因为都已说明，固而在此省略其说明。图4所示的DC-DC变换电路，除去构成开关调节器单元20的线圈31和电容器32外制作在1个LSI芯片490上。这是因为线圈31以及电容器32很大，不适宜制作在LSI芯片内的缘故。

在输入选择电路110中，从2个输入端子IN1、IN2输入2个输入电压Vin1、Vin2(Vin1和Vin2都可以是低电压)，在这2个输入电压Vin1、Vin2中，以在基准电压以上为条件把低电压一方的电压输入到开关调节器单元20。因为开关调节器单元20是生成比Vin1、Vin2都低的输出电压Vout输出的降压型，所以以更低的输入电压(当然在输出电压Vout以上)为基础生成输出电压Vout的一方的变换效率高。这样，在该图4所示的实施方案中也采用输入Vin1、Vin2中的低电压一方的电压生成输出电压Vout的方式，实现效率高的DC-DC变换。

图5是本发明的DC-DC变换电路的实施方案5的电路图。

图5所示的DC-DC变换电路500，由图2所示的本发明的电源选择电路的实施方案2的输入选择电路210、和图4所示的开关调节器单元20一样的开关调节器单元20组成。因为这些输入选择电路210以及开关调节器单元20的电路动作都已说明，固而在此省略说明。图5所示的DC-DC变换电路，和图4所示的实施方案4一样，除去构成开关调节器单元20的线圈31和电容器32外，制作在1个LSI芯片590上。

在输入选择电路110中，当在2个输入端子IN1、IN2双方连接电源的情况下必须保证满足Vin1＞Vin2，只在满足该条件的状态中，当Vin2是规定的基准电压以上的电压时，把Vin2传递到开关调节器单元20，当Vin2是基准电压以下的电压时把Vin1传递到开关调节器单元20。因而，在开关调节器单元20中，全部进行高效率的DC-DC变换。

图6是展示本发明的设备装置的一实施方案的方框图。

该设备装置600，例如是笔记本电脑等，在外部的AC插座(未图示)中从市电电源生成的16.0V的DC电力，以及来自内置电池611的12～9V的DC电力，分别经由各二极管612、613输入。来自AC插座的DC电力的一方是16.0V，因为比电池的电压(12～9V)还高，所以从AC插座输入DC电力时由于二极管613的作用从电池中不输出电力。在来自AC插座的电力输入中断，并且该设备装置动作时，从电池611提供电力。来自AC插座的电力或者来自电池611的电力，被输入到DC-DC变换器614(是本发明所说的第1DC-DC变换器的一例)和调节器615(是本发明的第2DC-DC变换器的一例)。

DC-DC变换器614以被输入的电力为基础生成5.0V的电力提供给第1动作电路616。该第1动作电路616由在DC-DC变换器614中生成的5.0V的电力驱动动作。在该DC-DC变换器614中，输入用于开/关该DC-DC变换器的动作的控制信号(开/关信号)，在不需要第1动作电路616动作时为了省电DC-DC变换器614自身的动作也停止。

在调节器615中，除了来自AC插座或者电池611的电力外，输入在DC-DC变换器614中生成的5.0V的电力，在该调节器615中以被输入的2个电力中的电压低的一方的电力为基础，生成3.3V电力。在调节器615中生成的3.3V电力，被提供给第2动作电路617，第2动作电路617，以从该调节器615提供的3.3V电力动作。该第2动作电路617，由需要不断电连续动作的电路等构成。

在调节器615中，虽然可以采用上述的本发明的DC-DC变换电路的各种实施方案之一，但因为为了安装在设备装置内预先配线，所以例如典型地，可以采用图2所示的DC-DC变换电路图。

在DC-DC变换器614动作，向调节器615输入来自DC-DC变换器614的5.0V的电力时，在调节器615中，以该5.0V电力为基础生成3.3V的电力，如果DC-DC变换器614的动作停止，则调节器615在未连接来自AC插座16.0V的电力，或者未连接在AC插座时，以来自电池611的12V～9V电力为基础生成3.3V的电力。

这样，调节器615，因为，其构成是在DC-DC变换器614动作时由在此生成的5.0V的电力生成3.3V的电力，所以，在调节器615中，与不管DC-DC变换器是否动作都使用来自AC插座或者电池的电力的情况相比实现节电。

进而，作为调节器615，例如也可以采用图1所示的DC-DC变换电路。这种情况下，在配线时可以把DC-DC变换器614的输入和输出连接在2个输入端子的任意一个上，配线操作变得容易，并且可以彻底防止弄错这2根配线的配线差错。

如上所述，如果采用本发明就可以进行高效率的DC-DC变换。

Claims (10)

1、一种DC-DC变换电路，以配备以下装置为特征：电源选择单元，它从多个输入端子输入多个DC电源，以电压在规定电压以上为条件选择最低电压的DC电源；降压型调节器单元，它把在上述电源选择单元中选择出的DC电源的电压，变换为比该电压还低的规定的电压从输出端子输出。

2、一种DC-DC变换电路，以配备以下装置为特征：电源选择单元，具有输入规定的第1DC电源的第1输入端子、输入比该第1DC电源电压还低的电压的第2DC电源的第2输入端子，根据从该第2输入端子输入的第2DC电源的电压是否在规定电压以上，分别选择从上述第2输入端子输入的第2DC电源，以及从第1输入端子输入的第1DC电源；降压型调节器单元，把在上述电源选择单元中选择出的DC电源的电压变换为比该电压还低的规定的电压从输出端子输出。

3、如权利要求1或者2所述的DC-DC变换电路，其特征在于：上述调节器单元由线性调节器组成。

4、如权利要求3所述的DC-DC变换电路，其特征在于：由上述电源选择单元以及线性调节器构成的上述调节器单元被形成在单片集成电路内。

5、如权利要求3所述的DC-DC变换电路，其特征在于：除去以上述电源选择单元，以及线性调节器构成的上述调节器单元中的安装在外部的输出电压调整用晶体管之外的其它部分，被形成在单片集成电路内。

6、如权利要求1或者2所述的DC-DC变换电路，其特征在于：上述调节器单元由开关调节器构成。

7、如权利要求6所述的DC-DC变换电路，其特征在于：除去用上述电源选择单元，以及开关调节器构成的上述调节器单元中的安装在外部的电压平滑电路部分之外的其它部分，被形成在单片集成电路内。

8、一种电源选择电路，其特征在于配备有：用来输入多个DC电源的多个输入端子；电源选择单元，在被连接在上述多个输入端子上的多个DC电源中，以电压在规定电压以上为条件选择最低电压的DC电源；输出端子，输出在上述电源选择单元中选择出的DC电源。

9、一种电源选择电路，其特征在于配备有：第1以及第2输入端子，分别输入规定的第1DC电源以及比该第1DC电源的电压还低的第2电压的第2DC电源；电源选择单元，根据从上述第2输入端子输入的第2电源的电压是否在规定电压以上，分别选择从上述第2输入端子输入的第2DC电源，以及从上述第1输入端子输入的第1DC电源；输出端子，输出在上述电源选择单元中选择出的DC电源。

10、接收电力供给来进行动作的设备装置，包括：降压型的第1DC-DC变换器，它把规定的第1DC电源的第1DC电压，变换为比该第1电压还低的规定的第2DC电压并输出；第1动作电路，它接收在上述第1DC-DC变换器中得到的上述第2DC电压的电力供给来进行动作；第2DC-DC变换器，具有降压型调节器单元，它接收DC电压的供给变换为比该DC电压还低的规定的第3DC电压并输出；电源选择单元，它输入上述第1DC电源和上述第1DC-DC变换器的输出的双方，根据该第1DC-DC变换器的输出是否在规定电压以上，分别把上述第1DC-DC变换器的输出，以及上述第1DC电源，传递到上述调节器单元；第2动作电路，它接收在上述第2DC-DC变换器中得到的上述第2DC电压的电力供给来进行动作。

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