CN1298075C - 扭曲波导和无线装置 - Google Patents

Abstract

第二矩形波导元件(20)的H平面和E平面相对第一矩形波导元件(10)的H平面和E平面倾斜45°角。设在第一和第二矩形波导元件(10)、(20)之间的连接部件(30)具有内部周边，该内部周边包围中心轴并且沿电磁波传播方向延伸。该内部周边包含与第一矩形传播路径元件(10)的H平面和E平面平行的表面，这些表面形成阶梯，使平行于H平面的表面和平行于E平面的表面之间邻接部分构成所述突起。所述阶梯的倾斜方向与第二矩形传播路径元件(20)的H平面的倾斜方向对应。从而，电场都集中在连接部件(30)的突起上，并使通过连接部件(30)传播的电磁波的极化平面发生转动，从第一矩形波导元件(10)中的极化平面转动到第二矩形波导元件(20)中的极化平面。

Description

扭曲波导和无线装置

技术领域

本发明涉及一种扭曲波导，它能转动通过两个矩形传播路径元件传播之电磁波的极化平面。

背景技术

图14表示最为常见的普通扭曲波导，这是一种具有扭曲结构的矩形波导。由于制造过程不允许具有这种结构的矩形波导快速扭曲，所以这种波导要求在电磁波的传播方向有一个预定长度。然而，波导还需要在接合部分具有较大的空间。专利文献1公开了解决这些问题的结构。具体来说，图15表示按照专利文献1的一种扭曲波导结构。在这种扭曲波导中，附加一个第二矩形波导元件2，使第二矩形波导元件2相对于第一矩形波导元件1倾斜一个预定的角度。进而，在第一矩形传播路径元件和第二矩形传播路径元件2之间设置一个谐振窗口或滤波器窗口3，谐振窗口或滤波器窗口3的传输中心频率为预定的频率，从而使极化平面的倾斜角度是上述预定角度的1/2。

专利文献1：日本未审专利申请出版物No.62-23201

然而，图15所示的结构存在如下问题，即谐振窗口或滤波器窗口必须具有极小的尺寸才能被用于比如W频带(75-110GHz)的高频电磁波。这使窗口的制造过程复杂化，并且，由于要利用谐振，就使能够利用的频率范围变窄。

发明内容

于是，本发明的目的在于通过提供一种具有宽的可利用频率范围而无需转动极化平面所用的大尺寸空间的扭曲波导，并通过提供装配这种扭曲波导的无线装置而解决上述问题。

本发明的扭曲波导包括：具有不同极化平面的第一和第二矩形传播路径元件；以及将第一和第二矩形传播路径元件连接在一起的连接部件。所述连接部件沿第一和第二矩形传播路径元件的电磁波传播方向具有固定的线长。所述连接部件具有多个突起，它们向内突出，并因此而相互面对，这些突起把从第一和第二矩形传播路径元件进入的电磁波的电场集中起来，并转动通过连接部件传播之电磁波的极化平面。

进而，在本发明的扭曲波导中，围绕中心轴沿第一和第二矩形传播路径元件的电磁波传播方向延伸的连接部件的内部周边，可以包括基本上平行于第一矩形传播路径元件的H平面和E平面的表面。在这种情况下，这些表面形成一个阶梯，使平行于H平面的表面和平行于E平面的表面之间的邻接部分构成各突起。另外，所述阶梯沿着相对于第二矩形传播路径元件的H平面倾斜方向倾斜。

另外，在本发明的扭曲波导中，所述突起可以包含被设在两个位置的两个突起，因而，该二突起之间延伸的平面相对第一矩形传播路径元件的E平面向着第二矩形传播路径元件的E平面倾斜。

再有，在本发明的扭曲波导中，连接部件沿电磁波传播方向的线长，基本上可为相对要通过连接部件传播之电磁波频率的波导波长的1/2。

此外，在本发明的扭曲波导中，连接部件可以包含被设置在沿电磁波传播方向的多个位置的多个子部件。

本发明的无线装置包括：具有上述一种结构的扭曲波导；以及天线，所述天线与扭曲波导中的包含的第一和第二矩形传播路径元件之一相连。

按照本发明，设在第一和第二矩形传播路径元件之间的连接部件上设置多个突起，它们向内突起，因而相互面对。于是，从第一或第二矩形传播路径元件进入的电磁波的电场就被集中于所述突起内，并使通过连接部件传播的电磁波的极化平面发生转动。从而使极化平面在连接部件内发生转动，即从第一矩形传播路径元件向第二矩形传播路径元件转动，或者从第二矩形传播路径元件向第一矩形传播路径元件转动。由于这种结构不需要有如图15所示的谐振窗口或滤波器窗口，所以可以实现较宽频率范围的特性。另外，按照这种结构，由于极化平面并不是利用整体结构为扭曲的矩形波导而转动的，所以可使电磁波的极化平面在一个很窄的空间内转动。

另外，按照本发明，可给连接部件的内部周边设置一些实质与第一矩形传播路径元件的H平面和E平面平行的表面。具体来说，这些表面形成一个阶梯，使平行于H平面的表面和平行于E平面的表面之间的邻接部分构成突起。并且，所述阶梯可以是倾斜的，倾斜的方向对应于第二矩形传播路径元件的H平面的倾斜方向。因此，可以只由平直的表面和平行的表面形成每个元件，因此，就使第一和第二矩形传播路径元件的制造过程简化。这就降低了制造成本，并因此也对总成本的降低作出贡献。

此外，按照本发明，所述突起可以包含两个突起，使得在该二突起之间延伸的平面可以相对于第一矩形传播路径元件的E平面朝向第二矩形传播路径元件的E平面发生倾斜。因此，只用两个突起就可以使通过连接部件传播之电磁波的极化平面发生转动，从而使整体结构得以被简化。这可进一步降低制造成本。

另外，按照本发明，相对于通过连接部件传播的电磁波的频率而言，所述连接部件沿电磁波传播方向的尺寸实质为波导波长的1/2。于是，可以在与波导波长相应的频率下，实现连接部件与第一、第二矩形传播路径元件之间的一致性。换句话说，第一矩形传播路径元件和连接部件之间边界部分的反射系数与第二矩形传播路径元件和连接部件之间边界部分的反射系数具有相反的极性，因此两个反射波具有相反的相位，故而可以叠加，以致两个反射波相互抵消，并借此可实现较低的反射损耗。

此外，按照本发明，连接部件可以包含多个子部件，沿电磁波传播方向将这些子部件设在多个位置处。因此，即使在第一矩形传播路径元件上不能充分获得极化平面的转动角度时，所得到的总的转动角度也会是很大的。而且，可以减小连接部件与第一、第二矩形传播路径元件之间边界部分的结构差异，因此，实现最低的反射损耗。

再有，按照本发明，很容易实现无线装置，所述无线装置可以利用与传播发送的信号或接收的信号的传播路径中极化平面不同的一个极化平面发送或接收电磁波。例如，使无线装置发送或接收电磁波的极化平面相对于水平平面倾斜一个预定的角度。

附图说明

图1为表示第一实施例扭曲波导的电磁波传播路径的三维结构透视图；

图2(A)、(B)和(C)示出一个扭曲波导的元件和电磁波的电场分布的剖面图；

图3表示扭曲波导的反射损耗关于频率的特性曲线；

图4(A)和(B)示出第二实施例扭曲波导的连接部件的剖面图；

图5是表示第三实施例扭曲波导的电磁波传播路径的三维结构透视图；

图6(A)、(B)和(C)示出第四实施例扭曲波导的连接部件的三种结构类型的剖面图；

图7(A)-(D)示出第四实施例扭曲波导各部件的剖面图；

图8是表示第五实施例扭曲波导的电磁波传播路径的三维结构透视图；

图9(A)和(B)示出第六实施例扭曲波导的连接部件剖面图；

图10(A)-(E)分别表示第七实施例扭曲波导的电磁波传播路径三维结构示意图和各部件的剖面图；

图11表示扭曲波导的S参数关于频率的特性曲线；

图12(A)和(B)示出第八实施例设在典型高频雷达中的主辐射器和介电透镜式天线的示意图；

图13是表示典型高频雷达的信号系统方块图；

图14是常规扭曲波导的透视图；

图15表示专利文献1的扭曲波导。

图中的附图标记：

O中心轴

10第一矩形传播路径元件

20第二矩形传播路径元件

21矩形喇叭

30连接部件

31、32突起

40介电透镜

100、101、102金属块

110扭曲波导

110′主辐射器

R边缘线

具体实施方式

以下参照附图1-3描述第一实施例的扭曲波导。

图1是表示扭曲波导(内部)电磁波传播路径的三维结构透视图。扭曲波导110包括：第一矩形波导元件10，它对应于本发明中的第一矩形传播路径元件；第二矩形波导元件20，它对应于本发明中的第二矩形传播路径元件；意见连接部件30。第一矩形波导元件10和第二矩形波导元件20中的每一个都传播TE10模式的电磁波，并且具有H平面和E平面，当沿与电磁波传播方向垂直的平面截取的切面观察时，H平面纵向延伸，E平面横向延伸。图1中的参考标记H都代表与磁场环路平面(H平面)平行的表面。另一方面，参考标记E都表示平行于与电场方向平行延伸的平面(E平面)的表面。第一矩形波导元件10、第二矩形波导元件20，以及连接部件30具有共用的中心轴O，该中心轴O沿电磁波传播方向共线地延伸。

如果第一矩形波导元件的H平面平行于水平平面，并且E平面平行于垂直线，则第二矩形波导元件的H平面和E平面相对于沿电磁波传播方向延伸的中心轴倾斜45°角。

在第一和第二矩形波导元件10、20的电磁波传播方向上，连接部件30具有固定的线长，并且能够转动从第一矩形波导元件10或第二矩形波导元件20接收的电磁波的极化平面，因此，可以实现第一矩形波导元件10的极化平面和第二矩形波导元件20的极化平面之间的转换。

图2(A)、(B)和(C)示出沿垂直于电磁波传播方向的平面取的图1的剖面图。与图1类似地，它们只表示出电磁波传播路径的内部空间。具体来说，图(A)是第一矩形波导元件10的剖面图，图(C)是第二矩形波导元件20的剖面图，而图(B)是连接部件30的剖面图。每个剖面图中所包含的多个三角形图样代表通过扭曲波导传播的TE10模式电磁波的电场贡献。换句话说，图样的三角形所指的方向表示电场的方向，图样的三角形大小和密度表示电场的大小。在图(A)和(C)中，参考标记H表示平行于H平面的表面，参考标记E表示平行于E平面的表面。参照附图(A)和(C)，TE10模式的电场沿平行于E平面的方向延伸，电场的强度在朝向每个波导元件中心的方向较大。如上所述，第一矩形波导元件10、第二矩形波导元件20和连接部件30具有共用的中心轴O，该中心轴O沿电磁波传播方向共线地延伸。

参照附图2(B)，连接部件30设有一对突起31a、32a，它们向内突起，因而相互面对，连接部件30还设有一对突起31b、32b，它们也是向内突起，因而也相互面对。连接部件30的内周缘包括表面Sh01、Sh02、Sh03、Sh11、Sh12、Sh13，它们平行于第一矩形波导元件10的H平面；还包括表面Sv01、Sv02、Sv11、Sv12、Sv10、Sv20，它们平行于第一矩形波导元件10的E平面。这些平行于H平面的表面和平行于E平面的表面构成阶梯状结构。阶梯的倾斜方向与第二矩形波导元件20的H平面的倾斜方向相应。本实施例中阶梯倾斜的角度是22.5°，这实质为第二矩形波导元件20的H平面的倾斜角度的1/2。

与第一矩形波导元件10的H平面平行的表面和与第一矩形波导元件10的E平面平行的表面之间的邻接部分构成上述突起31a、32a、31b、32b。因此，电场就集中在连接部件30的向内突出的突起31a、32a、31b、32b的这些区域中。出于这个理由，附图中在连接部件30上侧的突起和连接部件30下侧突起之间，就产生电场方向的变化。这使连接部件30中电磁波的极化平面发生倾斜，由此可以转动通过连接部件30传播的电磁波的极化平面。

参照附图1和2，波导元件10和波导元件20具有不同的极化平面，但具有相同的剖面结构。出于这个理由，通过在连接部件30中调节突起的高度和突起的宽度，就可以相当容易地使从波导元件10一侧向连接部件30观察的反射系数与从波导元件20一侧向连接部件30观察的反射系数彼此相等。当从波导元件10一侧向连接部件30观察的反射系数与从波导元件20一侧向连接部件30观察的反射系数彼此相等时，从波导元件10一侧向连接部件30观察的反射系数与从波导元件20一侧向连接部件30观察的反射系数就具有相等的幅度和相反的极性。

在这种情况下，如果把连接部件30的线长设定为波导波长的1/2，并且假定电磁波从波导元件10传播到波导元件20，则波导元件10和连接部件30之间边界部分的反射波与连接部件30和波导元件20之间边界部分的反射波相互叠加，同时彼此偏差一个波长。由于相反极性的反射波彼此叠加，因而反射波彼此抵消。

图3表示在上述两个反射系数具有相反极性情况下扭曲波导的反射损耗关于频率的特性曲线。图3中的黑体粗线表示在将连接部件的线长设定为在设计频率下波导波长的1/2情况时的特性曲线。另一方面，细线对应于一个对照例，表示在将线长设定为在设计频率下波导波长的1/4情况时的特性曲线。如果连接部件的线长设定为波导波长的1/4，则由于在第一矩形波导元件和连接部件之间边界平面上产生的反射，以及在第二矩形波导元件和连接部件之间边界平面上产生的反射，将引起一个约为-9分贝的很大的反射损耗。另一方面，如果连接部件的线长设定为在设计频率下波导波长的1/2，则在第一矩形波导元件10和连接部件30之间产生的反射以及在第二矩形波导元件20和连接部件30之间产生的反射相互抵消，由此使反射损耗减至最小。扭曲波导的设计频率是76.6GHz，这时的反射损耗是-60分贝，如粗黑线所示。从而实现了低反射损耗。虽然当传播的电磁波的频率偏离设计频率时反射损耗会增加，但实现了低反射损耗特性，其中的反射损耗在76-77GHz的相当宽的频率范围内的反射损耗是-40分贝或更小。

图4(A)和(B)示出第二实施例扭曲波导的示意图。它们表示沿垂直于电磁波传播方向的平面所取的不同结构连接部件的剖面图，其中的一个连接部件被包含在扭曲波导内。与图1和2所示的设有两对(共4个突起)向内突出因而相互面对之突起的第一实施例相比，图4(A)中所示的例子设有3对突起(共6个突起)。另外，图4(B)中所示的例子设有5对突起(共10个突起)。由此，连接部件30可以设有所希望数目的突起。

图5表示第三实施例的扭曲波导。在这个实施例中，第二矩形波导元件20的H平面相对于第一矩形波导元件10的H平面倾斜15°角。这就意味着，连接部件30使通过连接部件30传播的电磁波的极化平面转过15°角。于是，当减小这个转动的角度时，会使连接部件30的阶梯部分倾角变小，从而会使所述阶梯每个台阶的高度减小。对比之下，如果要增加转动角度，会使连接部件30的阶梯部分倾角变大，因而，会增大所述阶梯每个台阶的高度。

以下参照图6、7描述第四实施例的扭曲波导。

上述每个附图只表示电磁波传播路径的内部结构。具体来说，可以通过把多个金属块装配在一起而形成扭曲波导，所述金属块中通过比如切割而形成有凹槽。图6示出三个这样的组件举例的示意图。图6(A)、(B)和(C)中每一幅都示出沿垂直于电磁波传播方向的平面所取的连接部件的剖面图。图中的虚线对应于所述各金属块之间的固定平面(分割平面)。连接部件与第一、第二矩形波导元件之间的关系与图1、2所示的相同。图6(A)和6(C)中，一个与第一矩形波导元件的H平面平行的平面起分割平面的作用。具体来说，图6(A)中，将分割平面设置成使金属块101中形成的凹槽具有较少数目的内部表面。另一方面，图6(C)中，将分割平面设置成可以穿过连接部件中心，使上、下金属块100、101中提供的凹槽相互对称。

图6(B)所示的例中，与第一矩形波导元件的E平面平行的平面起分割平面的作用。将每个分割平面设置成使得在同一分割平面下包括相互面对的一对对应的上、下突起。按照这种结构，使设在金属块100、101、102中的凹槽形状简化，从而实现比较容易的加工过程。

图7(A)-(C)是第一和第二矩形波导元件的剖面图，其中连接部件具有图6(A)所示的结构。图7(D)是这种扭曲波导的分解透视图。具体来说，图7(A)是第一矩形波导元件10的剖面图，图7(B)是连接部件30的剖面图，而图7(C)是第二矩形波导元件20的剖面图。

上金属块101和下金属块100每一个都设置有凹槽，用于形成第一矩形波导元件10和连接部件30。下金属块100整体地设有一个突起，该突起中设置第二矩形波导元件20。另一方面，上金属块101设有与这个突起102啮合的凹槽。

通过以这种方式设定分割平面，使得金属块100、101中提供的用于形成第一矩形波导元件10和连接部件30的凹槽形状得以被简化，由此实现较为容易的制造过程。

图8是第五实施例扭曲波导的透视图。尽管比如图1和图5所示实施例中的第一和第二矩形波导元件10、20具有相同的大小，但这两个波导元件也可以有不同的大小。图8所示的这个实施例中，第一矩形波导元件10是W频带的矩形波导元件(75-110HGz)，大小为2.54mm×1.27mm，而第二矩形波导元件20是V频带的矩形波导元件(50-75HGz)，大小为3.10mm×1.55mm。

处理75HGz频带的信号时，W频带矩形波导元件和V频带矩形波导元件这两者都可以使用。如图8所示，其H平面沿连接部件30的阶梯倾斜方向倾斜的第二矩形波导元件20的尺寸大于第一矩形波导元件10的尺寸，以使连接部件30和第二矩形波导元件20之间的结构差异很小。于是，可以使这些元件之间边界部分的反射维持在很小的数量。

图9(A)和(B)示出第六实施例扭曲波导主要部分的示意图。在这个实施例中，提供一对相互面对的突起31、32(共2个突起)。图9(A)和9(B)中的连接部件30的阶梯倾斜方向对应于第二矩形波导元件的H平面发生倾斜从而可以转动电磁波的极化平面的方向。然而，在图9(A)中，由于两个突起31、32在与第一矩形波导元件的E平面平行的方向上相互面对，所以，由于两个突起31、32的存在，使电场集中的区域沿与第一矩形波导元件的E平面平行的方向延伸。这将导致通过连接部件30传播的电磁波的极化平面向着第二矩形波导元件中的极化平面转动的能力很低。对比之下，在图9(B)中，相对于第一矩形波导元件的E平面而言，在相互面对的两个突起31、32之间延伸的平面朝向第二矩形波导元件的E平面是倾斜的。于是，在两个突起31、32之间的区域中集中的电场朝向第二矩形波导元件的E平面是倾斜的。因此，当从第一矩形波导元件进入的电磁波通过连接部件30传播时，有效地向第二矩形波导元件的E平面转动了电磁波。按照这种只设置一对突起的结构，还可以实现对于电磁波的极化平面的转动效果。

以下参照图10和11描述第七实施例的扭曲波导。

图10(A)-(E)包括表示该扭曲波导总体结构的透视图，以及沿与电磁波传播路径垂直的平面所取的各个元件的剖面图。具体来说，图10(A)为透视图，表示电磁波传播路径的三维结构。成为六面体的边线R表示形成所述波导元件的装配金属块轮廓。第一矩形波导元件10和第二矩形波导元件20具有设在它们中间的连接部件30，而且，在这个实施例中，连接部件30包括第一连接子部件30a和第二连接子部件30b。图10(B)是第一矩形波导元件10的剖面图，图10(C)是第一连接子部件30a的剖面图，图10(D)是第二连接子部件30b的剖面图，以及图10(E)是第二矩形波导元件20的剖面图。这些示意图中所示元件的尺寸都是以毫米(mm)为单位的。此外，第一连接子部件30a沿电磁波传播方向的线长为1.46mm，第二连接子部件30b沿电磁波传播方向的线长为1.33mm。第一和第二连接子部件30a、30b的总线长是在通过第一和第二连接子部件传播的电磁波频率下的波导波长的1/2。另外，第一矩形波导元件10和第一连接子部件30a之间边界部分的反射系数的极性与第二矩形波导元件20和第二连接子部件30b之间边界部分的反射系数的极性相反。因而，在两个边界部分产生的两个反射波相互抵消，由此，可以实现低反射损耗特性。

按照设有两级的连接部件，最好使每一级的极化平面转动角度比较小，另外，在每个边界部分上的反射损耗也是较小的。于是，就可以获得具有低反射损耗特性的扭曲波导。况且，连接部件的总线长是波导波长的1/2，所以无需增大整个结构的尺寸。

作为另一种可供选择的方式，可以将第一和第二连接子部件30a、30b中每一个的线长都设置成为在通过对应的连接子部件传播的电磁波的频率下的波导波长的1/2。这将进一步实现更低的反射损耗特性。

相对于第一矩形波导元件10，第二矩形波导元件20的每个表面是倾斜的，倾角为45°。因此，第一连接子部件30a的阶梯部分的倾角约为15°，第二连接子部件30b的阶梯部分的倾角约为30°。于是，第一和第二连接子部件30a、30b每一个中的极化平面转动约22.5°，从而可以实现45°的总转动角度。

图11表示图10所示扭曲波导的S参数关于频率的特性曲线。按照传输特性S21，在71-81GHz或更高频率的整个范围内，实现-0.5分贝或更小些的低损耗特性。而且，在同样的整个频率范围内，还实现-25分贝或更小的低反射特性。

以下参照图12和13描述第八实施例的典型高频雷达。

图12(A)和(B)是典型高频雷达中所设置的介电透镜天线的透视图。图12(A)表示该介电透镜天线中所包含的主辐射器。这里的矩形喇叭21对应于本发明第二矩形传播路径元件。在矩形喇叭21与第一矩形波导元件1O之间设置包含第一和第二连接子部件30a、30b的连接部件30。连接部件30转动通过连接部件30传播的电磁波的极化平面。于是，第一矩形波导元件10、连接部件30和矩形喇吧21构成主辐射器110′。

图10(B)表示介电透镜天线的结构。主辐射器110′的矩形喇叭21设在介电透镜40的焦点附近，并能关于介电透镜40相对移动，以扫被描发送的或者被接收的波束。虽然本实施例中矩形喇叭21设在主辐射器内，但也可以按照另一种可供选择的方式，比如由圆筒形喇叭、插片式天线、缝隙式天线，或者介电杆式天线设置所述主辐射器。

图13表示设有介电透镜天线的典型高频雷达的信号系统方块图。图13中的VCO51表示控制电压的振荡器，所述振荡器比如设有一个变容二极管，并且还设有耿式(Gunn)二极管和场效应晶体管当中的一种，用于经过一个NRD波导向Lo分支耦合器52发送振荡信号。所述Lo分支耦合器52是包含NRD波导的单向耦合器，NRD波导提取部分发送信号，作为本地信号。循环器53是一个NRD波导循环器，用于向介电透镜天线内的主辐射器的矩形喇叭21发送信号，或者向混频器54传送从矩形喇叭21接收的信号。混频器54将来自循环器53的接收信号与所述本地信号混合在一起，输出中间频率的接收信号Rx。一个未予示出的信号处理电路用来控制对主辐射器110′的矩形喇叭21实行位置移动的机构。另外，信号处理电路还可以根据VCO51的调制信号Tx和接收信号Rx之间的关系检测距目标的距离及相对速度。还可以用MSL代替NRD波导，以此作为除主辐射器110′的第一矩形波导元件10之外的传输线路。

Claims (6)

1.一种扭曲波导，包括具有不同极化平面的第一和第二矩形传播路径元件，以及把第一和第二矩形传播路径元件连接在一起的连接部件；

其中，连接部件沿第一和第二矩形传播路径元件的电磁波传播方向具有固定的线长，并且所述连接部件具有向内突出因而相互面对的多个突起，这些突起把从第一和第二矩形传播路径元件进入的电磁波的电场集中起来，并且转动通过连接部件传播的电磁波的极化平面。

2.根据权利要求1所述的扭曲波导，其中，围绕中心轴沿第一和第二矩形传播路径元件的电磁波传播方向延伸的连接部件的内部周边包括与第一矩形传播路径元件的H平面和E平面平行的表面，这些表面形成阶梯，使平行于H平面的表面和平行于E平面的表面之间的邻接部分构成所述突起，并且，所述阶梯沿相对第二矩形传播路径元件的H平面的倾斜方向是倾斜的。

3.根据权利要求2所述的扭曲波导，其中，所述突起包括设在两个位置的两个突起，相对于第一矩形传播路径元件的E平面而言，在两个突起之间延伸的平面向第二矩形传播路径元件的E平面倾斜。

4.根据权利要求1所述的扭曲波导，其中，所述连接部件沿电磁波传播方向的线长是相对于要通过连接部件传播之电磁波频率的波导波长的1/2。

5.根据权利要求1-4中任一项所述的连接部件，其中，所述连接部件包括设在沿电磁波传播方向多个位置的多个子部件。

6.一种无线装置，它包括：具有权利要求1-5中任一项所述的扭曲波导，以及天线，所述天线与所述扭曲波导中所包含的第一和第二矩形传播路径元件当中之一连接。

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