CN113316868A

CN113316868A - 双端馈宽边漏波天线

Info

Publication number: CN113316868A
Application number: CN201980084237.3A
Authority: CN
Inventors: 尼玛·巴亚特·马库; 吴柯; 艾哈迈德·阿卜杜勒瓦赫德·基什克
Original assignee: Huawei Technologies Canada Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Canada Co Ltd
Priority date: 2018-12-19
Filing date: 2019-12-19
Publication date: 2021-08-27
Anticipated expiration: 2039-12-19
Also published as: EP3888185B1; EP3888185A1; CN113316868B; US11545757B2; EP3888185A4; US20200203845A1; WO2020124251A1

Abstract

提供了一种单层基板集成的定向宽边波束漏波天线。漏波结构的相对两端被馈送有公共信号的反相版本，导致宽边频率与开放阻带分开。为了实现这一点，公共信号可以被分成两条等长的路径，一条包括理想电导体(PEC)反射器，且另一条包括理想磁导体(PMC)反射器。另外，公共信号可以被分为两条在长度上相差半波长的路径。功率分配器和馈电喇叭可以用在相应的路径中。漏波结构可以具有横向槽，该横向槽的宽度朝向结构的中点增加。该天线可以形成于光刻结构的单个平面部分，例如通过图案化其上导电层。

Description

双端馈宽边漏波天线

相关申请的交叉引用

本申请要求2019年12月19日提交的题为“双端馈宽边漏波天线”的第16/720,640号美国专利申请和2018年12月19日提交的题为“双端馈宽边漏波天线”的第62/782,228号美国临时专利申请的优先权，其内容已并入本文以供参考。

技术领域

本发明属于漏波天线领域，特别是涉及一种双端馈宽边漏波天线，诸如具有长槽阵列和嵌入式反射器的单层基板集成的宽边漏波天线。

背景技术

漏波天线(LWA)在需要定向波束的实施中具有作为廉价天线的使用历史。在这样的实施方式中，LWA可以在不需要辐射元件的复杂馈电网络的情况下实现。LWA利用简单的几何形状来激发多个元件，以得到扫描定向辐射方向图。然而，现有的漏波天线在宽边频率上存在重大问题。LWA在宽边频率的工作通常与在漏波导结构内驻波的产生而导致的增益损耗相关。这种开放阻带问题是使用LAW的公认障碍。期望能够克服这些问题，以便LWA能够被有效地使用，例如在第五代(5G)无线通信系统以及其他应用中。

近十年来，已经研究了一些方法来修改泄漏结构的周期性单元，以便减轻开放阻带问题，并且，这些修改可以使修改后的LWA在宽边频率下有效地进行辐射。不幸的是，这些先前提出的解决方案导致了复杂的天线结构。

在基于波导的周期性LWA结构的传统设计中，由于激发波导限制，周期性单元尺寸在横向上受到限制。因此，为了在天线的两个平面上达到窄波束宽度，泄漏结构必须在横向上重复以形成2D阵列配置，而这需要在导线的开始和结束处添加功率分配电路。结果增加了天线结构的复杂性。

因此，先前提出的解决方案在频谱的所有部分中并非都是最佳的，特别是在较高的频段，该解决方案有待改进。因此，需要有新的不受现有技术的一个或多个限制的漏波引导结构和漏波天线。

提供这些背景信息是为了揭示申请人认为可能与本发明有关的信息。既无意于也不应解释为任何前述信息构成了针对本发明的现有技术。

发明内容

本发明的目的是提供一种漏波天线，该漏波天线从两个相对端馈电，并且可以以宽边辐射方向图操作。本发明的实施例的另一个目的是提供一种简单的单层漏波天线，该单层漏波天线使得任何周期性泄漏结构能够在其物理阻带之外提供宽边辐射方向图。该周期性泄漏结构可在图案达到其宽边频率时提供宽边辐射方向图。

根据本发明的实施例，提供了一种天线，该天线具有：漏波结构，该漏波结构具有第一端和与第一端相对的第二端；以及包括第一部件和第二部件的馈电系统。在一些实施例中，第一部件可以包括近似理想电导体(PEC)反射器。第一部件被配置为将第一信号向漏波结构的第一端引导或引导来自漏波结构的第一端的第一信号。第二部件被配置为将第二信号向漏波结构的第二端引导或引导来自漏波结构的第二端的第二信号，该第二信号是第一信号的反相(例如近似或正好180度的相位差)版本。这也被称为第二信号相对于第一信号的半周期移位。在各种实施例中，第一信号和第二信号可以作为平面波实现。

在一些实施例中，馈电系统的第一部件包括形成为近似理想电导体(PEC)的第一反射器；并且，馈电系统的第二部件包括形成为近似理想磁导体(PMC)的第二反射器。在进一步的实施例中，第一信号和第二信号起源于或终止于天线的公共馈电点处；第一部件在馈电点与漏波结构的第一端之间的总路径长度等于第二部件在天线的馈电点与漏波结构的第二端之间的总路径长度；以及由于PEC反射器相对于PMC反射器的固有不同的操作特性，使得第二信号成为第一信号的反相版本。也就是说，PEC反射器和PMC反射器的使用提供了两个信号的反相性。在一些实施例中，路径长度可以相差天线的工作波长的整数倍而并非是相等的。在一些实施例中，第一(PEC)反射器与漏波结构的第一端间隔第一距离；并且第二(PMC)反射器与漏波结构的第二端间隔第二距离。第一距离可以等于第二距离，或第一距离可以与第二距离相差天线的工作波长的整数倍。

在一些实施例中，天线可以由具有上导电层、下导电层、以及上导电层和下导电层之间的介电层(基板)的分层结构形成。PEC反射器可以通过在分层结构的内部产生导电边界来形成。例如，从上导电层通向下导电层(并且由窄间隙分开)的通孔栅栏或一系列内部金属化的钻孔槽(如矩形立方体)可以用于限定PEC反射器。PMC反射器可以通过在分层结构的所有层中切割成形(如抛物线)边界来提供。从而，在PMC反射器边界的一侧形成了缺少分层结构的区域(即空隙)。PMC反射器可以作为在分层结构中形成的成形边界而提供。缺少分层结构的区域可以位于成形边界的一侧上。PEC反射器可以由具有导电边界并在所述分层结构内部形成的、从上导电层通向下导电层的电镀通孔或槽的图案提供。PEC反射器和PMC反射器可以是弧型反射器。

在一些实施例中，馈电系统的第一部件包括形成为近似理想电导体(PEC)的第一反射器；并且，馈电系统的第二部件包括形成为另一个近似理想电导体(PEC)的第二反射器。第一反射器和第二反射器分别与漏波结构的第一端和第二端间隔第一距离和第二距离。第一距离可以比第二距离多天线的工作波长的一半，或第一距离可以与第二距离相差工作波长的整数倍减工作波长的一半。该半波长差提供了第一信号和第二信号的反相性。

更一般地说，在一些实施例中，第一部件包括第一反射器，第二部件包括第二反射器。第一反射器和第二反射器均形成为近似理想电导体(PEC)，或第一反射器和第二反射器均形成为近似理想磁导体(PMC)。此外，第一部件在天线的馈电点与漏波结构的第一端之间的总路径长度比第二部件在天线的馈电点与漏波结构的第二端之间的总路径长度多工作波长的一半。

在各种实施例中，漏波结构包括具有多个形成于其中的槽的波导。该槽可以横向于在第一端和第二端之间延伸的主轴线。在实施例中，槽的宽度朝向第一端和第二端之间的漏波结构的中间位置逐渐增加。或者，该槽可以对角横向于在第一端和第二端之间延伸的主轴线。当槽对角横向于主轴线时，至少两个槽可以在不同的方向上对角横向并且彼此交叉。这种设置也可以被称为交叉对角横向。

在各种实施例中，天线进一步包括用于将天线耦合到传输线的馈电点，以及耦合到馈电点的功率分配器。馈电点被配置为向天线传送公共信号或传送来自天线的公共信号。在这样的实施例中，馈电系统的第一部件包括：功率分配器的第一臂；耦合到第一臂的第一馈电喇叭；以及耦合到第一馈电喇叭的第一反射器。馈电系统的第二部件包括：功率分配器的第二臂；耦合到第二臂的第二馈电喇叭；以及耦合到第二馈电喇叭的第二反射器。公共信号的第一部分可以经由第一部件在馈电点和第一反射器之间路由；公共信号的第二部分可以经由第二部件在馈电点和第二反射器之间路由；公共信号的第一部分和第二部分彼此同相。公共信号的第一部分可以生成第一信号或源于第一信号。公共信号的第二部分可以生成第二信号或源于第二信号。第一反射器和第二反射器的定位、配置或两者均被配置为使第二信号成为第一信号的近似反相版本。馈电点可以使用馈电系统的第一部件和第二部件两者来向天线传送公共信号或传送来自天线的公共信号。

在各种实施例中，漏波结构、第一部件以及第二部件都形成于光刻层结构的公共平面部分。例如，公共平面部分可以由上导电层、下导电层以及上导电层和下导电层之间的介电层形成；并且漏波结构、第一部件和第二部件均可以通过图案化至少上导电层来提供，尤其是图案化所有层，如，在其中切割边缘以及在其中形成导电边界等。

在各种实施例中，馈电点、功率分配器、漏波结构、第一部件以及第二部件均形成于光刻层结构的公共层。

附图说明

根据以下结合附图的详细描述，本发明的其他特征和优点将变得显而易见，在附图中：

图1示出了三种现有技术的在其宽边频率处遭受相当大的增益损耗的漏波天线。

图2A示出了根据本发明的实施例的由从两侧激发的漏波周期性槽产生的宽边频率和扫描频率的波束。

图2B示出了根据本发明的实施例的从两侧激发漏波周期性槽时的反射系数响应(以S11参数表示)。也显示了宽边频率的位置。

图3示出了根据本发明的实施例的用于实现LWA设计的过程。

图4示出了根据本发明的实施例的单槽模块的等效电路模型。

图5A示出了根据本发明的实施例的具有来自两侧的激发的渐变横向长槽阵列的几何形状。

图5B示出了根据本发明的实施例的具有来自两侧的激发的渐变对角横向长槽阵列的几何形状。

图5C示出了根据本发明的实施例的具有来自两侧的激发的渐变交叉对角横向长槽阵列的几何形状。

图5D示意性地示出了根据本发明的实施例的包括图5A的槽阵列的天线。

图6示出了根据本发明的实施例的近似所需的纵向孔径分布。

图7A和7B分别示出了根据本发明的实施例的具有不同宽度的槽单元的归一化衰减常数和相位常数。

图8A示出了根据本发明的实施例的所提出的具有一对集成PEC反射器和喇叭的LWA，其包括具有渐变宽度的长辐射槽。

图8B示出了根据本发明的实施例的具有尺寸的图8A的LWA的同轴到SIW过渡。

图9示出了根据本发明的实施例的另一个所提出的具有集成PEC和PMC反射器的LWA。

图10示出了根据本发明的实施例的LWA的侧视图。

图11A示出了根据本发明的实施例的图8A的天线内部的电场分布在28GHz的中心频率处的振幅。

图11B示出了根据本发明的实施例的图9的天线内部的电场分布在28GHz的中心频率处的振幅。

图12示出了根据本发明的实施例的图8A和9的天线的测量和模拟反射系数。

图13A到13F示出了根据本发明的实施例的图8A和9的天线在三个不同频率处的归一化模拟和测量辐射方向图。

图14示出了根据本发明的实施例的图8A和图9的天线的模拟和测量增益。

应当注意，在整个附图中，相同的特征由相同的附图标记表示。

具体实施方式

在下文中，天线的工作主要是针对发射模式来描述的，在这种模式下，信号在天线馈电点处被提供，并通过漏波结构从天线传输出去。然而，这种对发射模式的关注仅用于清楚起见。应当容易理解，本文描述的天线也可以用作接收天线，其中信号由漏波结构接收并向天线馈电点传播。

图1示出了三种传统的漏波天线。如此设计的天线通常都在其边射宽边频率处遭受相当大的增益损耗。漏波天线110是包括漏槽115的开槽矩形波导漏波天线。漏波天线120是在其侧壁具有纵向槽125的矩形波导。漏波天线130是周期性地负载有金属条137的介电杆135。

传统的LWA110，120和130通常在其边射宽边频率处表现出相当大的增益损耗。这种损耗都归因于当LWA通过边射宽边方向进行扫描时泄露引导结构内的大驻波。因此，传统的LWA110、120和130不能有效地用于需要固定边射宽边辐射的应用中。对于注入天线馈电点的信号，损耗也表现为高反射系数(S11参数)。

本发明的实施例提供了嵌入有PEC(理想电导体)和/或PMC(理想磁导体)集成反射器的LWA。PEC和/或PMC集成反射器可以用于从LWA的漏波导结构的两侧激发一系列的漏波长槽阵列。来自两侧的激发导致LWA在至少部分地从开放阻带移除的频率处具有边射宽边辐射方向图。所提出的配置使漏波结构能够在其开放阻带区域之外对边射宽边进行辐射。而且，在所提出的创新中引入并实现了类似PMC的嵌入式反射器。

虽然本文使用术语PEC和PMC，但是应当理解，这些术语仅用于清楚起见，并且反射器不一定由“理想”导电/导磁材料制成。相反，PEC反射器可以是金属(如铜)导体，而PMC反射器可以通过切割双接地基板层的边缘形成。术语PEC和PMC在这里可以理解为“近似PEC”和“近似PMC”。

在传统的LWA设计中，为了实现边射宽边辐射方向图，已经使用复杂的周期性单元配置来使驻波功率以开阻带宽辐射。这些结构增加了LWA的复杂性。此外，这种方法不能推广到所有类型的辐射单元。在以前的设计中，用平面结构获得高增益固定辐射方向图需要具有复杂馈电网络的阵列结构。

根据本发明的实施例，不同于传统方法，可以在无需使用复杂机制的情况下获得高增益定向固定波束。在本发明的各种实施例中，通过从两侧激发漏波辐射元件就可以在带宽上实现高增益边射宽边波束。激发可以使用由一对集成反射器向漏波结构的相对端反射的平面波来实现。天线被配置为(如，通过配置或放置反射器，或通过配置平面波穿过的路径长度)调整两个反射的平面波，使它们在到达元件的辐射阵列时具有相对于彼此的半周期相移(即反相)。

更一般地说，根据本发明的实施例，在天线中，漏波结构或另一个周期性结构从两侧同时被激发，两种激发是反相的或具有另一个合适的相差。这可用于在漏波天线中获得边射宽边辐射方向图，或获得另一个固定的、倾斜的高增益辐射方向图而非边射宽边辐射方向图。

根据实施例，利用相对于彼此具有半周期相移的相同激发源从两侧同时激发周期性漏波辐射结构。事实上，基于这一概念，使用了一个简单的波传播概念。如果具有180度相移的两个相反方向的行进波彼此相遇，则两个波在边射宽边中加在一起。因此，天线具有单个定向波束。然而，如果相反方向的波同相，则它们将会在边射宽边处产生零位。

根据实施例，高增益天线(LWA)可以包括非谐振长辐射槽，该非谐振长辐射槽周期性地布置以得到窄波束宽度辐射方向图。在各种实施例中，槽的横向长度为H-平面提供了窄波束宽度，而槽的重复使E-平面窄波束最终得到笔形波束辐射方向图。在各种实施例中，漏波槽单元在横向上延伸。在不重复漏波导的情况下，这通过使用功率分配电路为漏波天线提供了H-平面的窄波束。

漏波天线在本领域中以各种形式众所周知。然而，如上面所讨论的，传统的漏波天线在以边射宽边频率激发时存在性能问题。边射宽边频率通常被定义为导致天线辐射方向图的主瓣垂直于漏波天线的表面的信号工作频率。这些信号工作频率与导致主瓣与表面成非垂直角度的扫描频率形成对比。特别地，在边射宽边频率处，在漏波天线结构内会形成驻波，从而导致天线反射系数(S11)的高值。也就是说，边射宽边频率通常与漏波结构的开放阻带相重叠，而在开放阻带处，天线的工作效率较低。

发明人已经认识到，漏波天线结构可以通过将第一信号向漏波结构的第一端馈送，或将第二信号向与第一端相对的漏波结构的第二端馈送来驱动，该第二信号是第一信号的反相版本。术语反相，指的是两个信号，通常被认为是指一个信号与另一个信号近似或正好有180°的相差。然后，第一信号和第二信号的叠加可以通过漏波结构辐射出来。发明人已经进一步认识到，这种配置可以有助于在进入漏波结构的开放阻带之前从漏波结构提取边射宽边辐射方向图，从而使天线在边射宽边系统中得到更有效的使用。然而，低增益边射宽边辐射仍然会在开放阻带频率处发生。

可以使用各种方法来在相对端处和反相地馈送漏波结构。本发明的实施例通常使用一种方法，其中在天线馈电点处呈现的公共信号被分成两部分(如近似相等的部分)。这两个部分沿着两条不同的路径分别向漏波结构的第一端和第二端路由。路径可以包括弯曲的部分，可以提供并协作地配置诸如反射器、功率分配器以及馈电喇叭(如，H-平面喇叭)等的结构以实现路径弯曲。反射器可以是弧型反射器，例如抛物面反射器。提供这两条路径的结构在本文中被称为馈电系统的第一部件和第二部件。为清楚起见，在不失一般性的情况下，第一部件和第二部件也可被称为馈电系统的左侧和右侧。当穿过第一路径的公共信号的一部分被馈送到(如到达)漏波结构的第一端时，它被称为第一信号。同样地，当穿过第二路径的公共信号的一部分被馈送到(例如到达)漏波结构的第二端时，它被称为第二信号。使用这种命名法是为了使公共信号的端部能够被清楚地提及，同时允许信号相位移动(可能)发生在馈电系统的第一部件和第二部件的其他地方。馈电系统的第一部件和第二部件一般被配置为修改它们各自的公共信号部分，以使第一信号和第二信号处于反相。

在一些实施例中，修改各自的公共信号部分以提供处于反相的第一信号和第二信号的执行如下。使两条路径的长度相等，或者在长度上相差天线的工作波长的整数倍。例如，该工作波长是指对应于中心无线电通信频率的波长。路径长度的相等性可以被提供到至少在工作波长的量级上的精度水平。路径长度可至少部分地通过将第一反射器与漏波结构的第一端间隔第一距离并且将第二反射器与漏波结构的第二端间隔第二距离来提供，其中第一距离与第二距离相等或相差工作波长的整数倍。

另外，馈电系统的第一部件包括形成为近似理想电导体(PEC)的第一反射器，同时馈电系统的第二部件包括形成为近似理想磁导体(PMC)的第二反射器。这些反射器可以直接被耦合到漏波结构相对的第一端和第二端。发明人已经认识到，由于PEC反射器和PMC反射器的固有不同的工作特性，相对于PEC反射器，PMC反射器将产生180°的相位反转，从而在第一信号和第二信号之间提供所需的反相特性。

在一些实施例中，第一反射器是PEC反射器，第二反射器是PMC反射器，公共信号(包括第一信号)的第一部分穿过的路径在长度上近似等于公共信号(包括第二信号)的第二部分穿过的路径。在这样的实施例中，无论工作频率如何，第一信号和第二信号都有望以反相方式到达漏波结构。因此，信号应当不仅在中心工作频率处而且对于中心工作频率附近的频率基本上是反相的。这可以改善天线在给定频段的工作。

在其他实施例中，修改各自的公共信号部分以提供处于反相的第一信号和第二信号是通过天线的精确构造来执行的，所以两个路径在长度上相差工作波长的一半或工作波长的整数倍减去工作波长的一半。这将使公共信号的两个部分作为处于反相的第一信号和第二信号来呈现给漏波结构。

在一些实施例中，馈电系统的第一部件和第二部件分别包括第一反射器和第二反射器，第一反射器和第二反射器都均为是PEC反射器，或者都均为是PMC反射器。路径长度差可以通过将第一反射器与漏波结构的第一端间隔第一距离，以及将第二反射器与漏波结构的第二端间隔第二距离来实现，其中第一距离比第二距离多天线的工作波长的一半，或，其中第一距离与第二距离相差工作波长的整数倍减工作波长的一半。那么，两个反射器和天线馈电点之间的路径长度可以是相等的，或者可以相差工作波长的整数倍。

在一些实施例中，为了实现上述半波长的的路径长度差，与其中漏波结构精确地居中于两个反射器之间的选择配置相比，漏波结构朝向两个反射器中的一个移动了四分之一波长。

路径长度差不必限于反射器和漏波结构之间的路径部分。相反，两个反射器和天线馈电点之间的路径长度可以是不同的，以便提供所需路径长度差中的一些或全部(如半波长)。例如，在一些实施例中，与不同的参考配置(其中漏波结构精确地居中于两个反射器之间)相比，PEC反射器中的一个可以向外移动工作波长的四分之一(而无需移动或延伸相关联的馈电喇叭)。这导致了反射器和漏波结构之间的距离四分之一波长的增加，以及馈电喇叭和反射器之间的距离的四分之一波长的增加。这两种增加组成了路径长度半波长的增加。换言之，漏波结构(如槽)将不用居中于PEC反射器之间，相反地，PEC反射器中的一个向外移动以增加涉及该PEC反射器的总路径长度。

根据各种实施例，天线的各个组件，包括漏波结构、馈电系统的第一部件和第二部件，以及诸如馈电喇叭、功率分配器和天线馈电点结构等的附加组件，都形成于光刻层结构的公共平面部分。因此，这些组件是共面的，这可以简化天线的设计和制造。该公共平面部分可以由具有上导电层，下导电层，以及上导电层和下导电层之间的介电层的分层结构形成。可以图案化(通过去除材料)至少上导电层(可能还有下导电层和介电层)以形成本文所述的天线特征。

该图案化可以包括在分层结构的内部部分形成导电边界。该导电边界可以被形成为一系列(栅栏)电镀通孔或类似结构。特别地，可以在分层结构中钻出或以其他方式形成一系列紧密间隔的孔径(切割区域)。例如，该切割区域可以是矩形立方体或矩形棱柱，或金属化圆柱形棱柱。这些切割区域中的相邻的区域以小间隙或距离彼此分开。孔径可以端对端对齐以限定所需的边界。然后，可以用导电材料对孔径进行内部镀覆和金属化，以形成在两侧被分层结构包围的导电边界。这样的结构类似于通孔栅栏，但通孔孔径被替换为在边界的纵向方向上尺寸更大的孔径。PEC反射器可以以这种方式形成，例如作为抛物线形状的边界。

图案化可以包括去除分层结构的较大部分(或其一层或多层)，以在成形边界的一侧上产生缺少导电材料的区域(空隙)。例如，可以在分层结构中切割出成形边界以形成分层结构的(如抛物线)成形边缘，该成形边缘可作为PMC反射器而提供。

在一些实施例中，PMC反射器可以作为在分层结构中形成的(例如抛物线)成形边界而提供，其中具有缺少分层结构的位于成形边界的一侧上的区域(即，空隙)位于成形边界的一侧，并且以及因此终止于成形边界的分层结构。

在一些实施例中，通过增加基板材料的介电常数，PMC边界条件可以得到加强。换言之，如果在天线设计中使用具有较高介电常数和较小厚度的基板，近似PMC反射器可以变得更接近完美的PMC反射器。本发明的实施例利用介电常数为2.94(RO6002)的基板(介电层)，该基板可以被其他层压板(诸如介电常数为10.2的RO6010)替代，以潜在地改善PMC反射器。应当注意，随着材料的变化，其他设计参数和尺寸可能需要重新推导。

在一些实施例中，漏波结构可以以波导的形式提供，该波导具有在多个其顶面中形成的槽。漏波结构可以是周期性结构。波导通过在第一端和第二端之间延伸的主轴线来限定，具有在第一端和第二端之间的中间的中点。槽可以大致横向于主轴线。在多个实施例中，槽的宽度朝向波导的中点逐渐增加。也就是说，位于更靠近第一端和第二端的槽可能更窄，但位于更靠近中点的槽可能更宽。特别是当在边射宽边频率下工作时，这种配置(在本文中也称为渐变槽宽度)可以促进辐射功率朝向波导的中点的集中。在一些实施例中，槽宽度可以基于本文别处所描述的计算来确定。在其他的实施例中，当漏波结构作为周期性地加载有导电条的介电质而提供时，导电条的宽度朝向漏波结构的中点逐渐增加，其方式与上述槽的方式大致相同。

更一般地说，应当理解，漏波结构可以是各种已知结构中的一种，诸如但不一定限于横向开槽波导；纵向开槽波导；周期性地加载有导电条的介电质；以及串联馈电天线阵列。

根据本发明的各种实施例，并例如图8A和9中所示，天线可以包括用于将天线耦合到传输线(诸如但不一定限于共轴传输线)的馈电点(如860)，以及耦合到馈电点的功率分配器(如850)。馈电点可以被配置为向天线传送公共信号或从天线传送来自天线的公共信号，而功率分配器将公共信号分成两部分(用于传输)或将公共信号的两部分合并(用于接收)。功率分配器包括两条臂(也被称为功率分配器的两半)。馈电系统的第一部件包括功率分配器的第一臂(如852)；耦合到第一臂的第一馈电喇叭(如830)；以及耦合到第一馈电喇叭的第一反射器(如810)。同样地，馈电系统的第二部件包括功率分配器的第二臂(如854)；耦合到第二臂的第二馈电喇叭(如840)；以及耦合到第二馈电喇叭的第二反射器(如820)。

在各种实施例中，在工作中，公共信号的第一部分经由馈电系统的第一部件在馈电点和第一反射器之间路由。同时，公共信号的第二部分经由馈电系统的第二部件在馈电点和第二反射器之间路由。在各种实施例中，在这一点上，公共信号的第一部分和第二部分可能彼此同相。此外，公共信号的第一部分生成第一信号或来源于源于第一信号，而公共信号的第二部分生成第二信号或来源于源于第二信号。此外，第一反射器和第二反射器的定位，配置或两者都均被配置为使第二信号成为第一信号的180°相移的反相版本。该配置或定位可以如上所述。

图2A示出了根据本发明的实施例的由从两侧激发的漏波周期性槽215和225产生的边射宽边频率(波束210)和扫描频率(波束220)的波束210，220。如图所示，(波束210的)边射宽边辐射方向图具有基本垂直于漏波天线表面的主轴线。在扫描频率处，(波束220的)辐射方向图呈现出两个波瓣，每个波瓣具有与漏波天线表面形成非垂直角度的相应轴线。这些结构在馈电点212，222处被激发。

根据实施例，为了从漏波天线实现边射宽边辐射方向图，可以修改漏波单元结构以使部分驻波功率以天线宽边频率辐射。从两侧向泄漏结构馈送相移波可以为漏波结构提供其阻带宽之外的边射宽边辐射功率。

通过从两侧以180度相移激发漏波结构，边射宽边辐射方向图的一部分发生在周期性结构的开放阻带之外，其中从端口看到的反射系数低于-10dB。因此，LWA可用于需要边射宽边波束的应用。天线反射系数(S11参数)响应230如图2B所示。显而易见地，在图2B中，对应于边射宽边工作232的一部分的频率范围(约26-30GHz)至少部分地远离开放阻带。

图3示出了根据本发明的实施例的用于实现LWA设计的过程300。在步骤310，LWA的辐射元件(槽)单元和(槽)单元的尺寸可以针对所需的工作频段来确定。这可以包括进行布洛赫波分析以确定辐射元件槽单元的传播和衰减常数。在步骤320，可以计算LWA所需的适当数量的元件，并且通过经由完美波端口从LWA的漏波导结构的两侧激发(槽)元件阵列，可以分析基本阵列辐射方向图。可以调整完美波端口以为(槽)阵列提供半周期相移波(如，180度相移波)。在步骤330，可以将适当的渐变函数应用于周期性辐射(槽)单元以使衰减常数变小，从而获得所需的孔径分布。下面将在辐射结构设计和分析的段落中提供关于步骤310至330的进一步细节。

步骤340可以包括设计集成PEC和PMC反射器以及集成H-平面喇叭的组合作为反射器的偏馈。步骤340还可以包括识别基板集成的H-平面喇叭馈电相中心并将反射器的焦点定位在喇叭中心处。步骤340可以进一步通过对反射器前面的喇叭位置的微小调整来评估来自喇叭的反射波的相位，以实现为反射波提供均匀相位波前的喇叭的位置。步骤350可以包括在集成喇叭和反射器的同一层上设计集成功率分配器，以同时激发馈电喇叭。步骤360可以包括从天线工作频带专用的诸如同轴线(或微带线，带状线，基板集成波导等)的标准传输线并基于用于辐射单元设计的材料来设计适当的过渡。下面将在激发和馈电设计的段落中提供关于步骤340至360的进一步的细节，包括集成反射器设计和实现、H-平面喇叭放置、基板集成波导(SIW)功率分配器设计、以及同轴到SIW过渡设计和规格。

在步骤370，可以收集LWA所有的设计部分以达到统一的天线配置。步骤370可以包括分析和评估整个结构性能。将在天线结果和讨论的段落中提供进一步的细节，包括天线配置及其模拟和测量结果和描述。

辐射结构设计和分析

多年来，已经广泛研究了具有不同配置的LWA。在周期性类型的LWA中，假设漏溢模态由支持慢有界波的均匀结构的周期性扰动激发。平面一维(1D)LWA具有能在前后方向扫描的同时可以产生窄锥形扇形波束的简单配置。周期性提供了沿纵向(在这被称为x)的模态分析的可能性。通过对1-D周期性结构执行模态分析，模态场的纵向变化可以由具有复传播波数的基本行进波和表示由周期性引起的局部变化的驻波的乘积表示，其可以写成以下形式作为空间谐波的叠加：

其中β_n＝β₀+2πn/p是第n个空间谐波的相位常数，都具有相同的衰减常数α。

如上所述，周期性LWA的行为在通过边射宽边扫描时尤为关键。在边射宽边点，辐射空间谐波β_-1的传播常数变为对应于β₀p＝2π的零。因为在每个单位单元内均建立了理想的驻波，并且辐射模式的衰减常数变得非常接近于零，在指定为开放阻带(OSB)的这个窄频率范围内，辐射功率显著下降并且表现为馈电端口中的反射。这个问题多年来一直没有得到充分的解释和理解，但最近，通过提出新的设计方法来抑制漏波结构的开放阻带增益下降，已经成为了一个颇受关注的话题。

根据实施例，能产生扫描波束的接地介电片上的槽的一维(1-D)周期阵列被用于LWA的辐射部分。这种周期性横向槽可以被建模为无限的无扰动均匀传输线，该传输线在没有材料损耗的情况下与无扰动传播波数相关联，且沿着线周期性地加载有串联阻抗。换言之，该结构的每个单位单元都均由两条等长的传输线组成，其该传输线具有特征阻抗Z₀加上跨两个传输线的中间的槽的串联有源阻抗Z_s，如图4所示。这个有源阻抗表示在周期性环境中辐射的横向槽的等效阻抗，该等效阻抗具有电阻部分以及电抗部分。

图4示出了根据本发明的实施例的单槽模块的等效电路模型400。根据实施例，图4示出的单槽模块的任一侧上的电压和电流可以使用如下所示的ABCD矩阵来关联：

这里，k是无扰动介电填充传输线的传播常数，用于在具有等效串联阻抗Z_s410的单槽的任一侧上的TEM传播。通过考虑具有传播因子e^-2γl的+x方向上的传播对周期性加载线的Bloch波分析，可以提取周期性结构的色散特征。基于针对无限周期性结构的表述，在单个单位单元的传输参数方面的传播常数可以写为：

其中β是相位常数，α是沿周期性结构的传播波的辐射引起的衰减常数，p是结构的特殊周期(p≈2l)。

模型400包括两条等长的传输线420，每条传输线420都具有特征阻抗Z₀和插入在传输线的长度之间的串联阻抗Z_s。

上面出现的槽的等效归一化阻抗也可以通过传输法来确定，通过测量非辐射(覆盖)槽模块的传输系数Ts和辐射槽模块的传输系数T，具有以下等式：

在边射宽边频率处，所有槽都可以被同相激发，且相邻槽之间的场可以变为理想驻波而非行进波。在这种情况下，每个阻抗处的电压可能降至零。每个阻抗处的零电压可能引起辐射的缺失。这可能是在边射宽边频率处增益损耗和高反射系数的原因。

根据实施例，为了实现具有在其阻带之外的周期性槽的有限阵列的边射宽边辐射，不同于与传统设计，周期性槽的阵列可以从两侧以180度相移馈电。该阵列501的几何形状如图5A所示。图5A所示的阵列501是从两侧激发的渐变横向长槽阵列。在所示的实施例中，阵列501的周期性槽中的每一个都均垂直于在漏波结构的第一端和第二端之间延伸的主轴线。参照图5A，在一个示例实施例中，W1可以是1.1mm，W2可以是0.77mm，W3可以是0.7mm，W4可以是0.48mm，W5可以是0.26mm，以及W6可以是0.16mm。因此，槽的宽度朝向波导的中点逐渐增加。尺寸P1＝6.65mm,P2＝6.58mm,P3＝6.56mm,P4＝6.52mm,P5＝6.5mm,andP6＝6.48mm可以用来使单元的传播常数相互重合。示出了两侧的激励522、532，这些激励相互具有180度的相位差。

根据实施例，周期性槽阵列的几何形状可以不同于图5A所示的周期性槽阵列501的几何形状。在一些实施例中，周期性槽阵列可以是渐变对角横向长槽阵列502，如图5B所示。参照图5B，与图5A中所示的周期性槽阵列501相比，阵列502的周期性槽(如槽515)中的每一个都在一个方向上(略微)倾斜(tiled)或倾斜(slanted)。在一些其他的实施例中，周期性槽阵列可以是渐变交叉对角横向长槽阵列503，如图5C所示。参照图5C，阵列503的周期性槽(如槽516a，516b)中的每一个都以一定的角度倾斜(tiled)或倾斜(slanted)；但在两个方向中，与图5B相比，一对槽可以彼此交叉，使得两个交叉槽可以形成x-交叉槽对，如图5C所示。然后，x-交叉槽对将形成图5G中的渐变交叉对角横向长槽阵列503。因此，至少两个槽在不同方向上对角横向且彼此交叉。例如，如果第一槽与漏波结构的主轴线形成了+x度的角，那么与第一槽交叉的第二槽可以与主轴线形成-x度的角。例如，槽516a和516b形成了x-交叉槽对。

根据实施例，图5B中的渐变对角横向长槽阵列502中的每一个和图5C中的渐变交叉对角横向长槽阵列503可以以类似于图5A中的周期性槽阵列501被激发的方式从两侧激发。

图5D示意性地示出了包括诸如图5A中所示的槽阵列的漏波结构510的天线。漏波结构包括第一端512和第二端514。天线还包括具有第一部件520和第二部件530的馈电系统。第一部件520被配置为将第一信号522向漏波天线的第一端512引导或引导来自漏波天线的第一端512的第一信号522。第二部件530被配置为将第二信号532向漏波天线的第二端514引导或引导来自漏波天线的第二端514的第二信号532，第二信号是第一信号的反相版本。馈电系统的第一部件520和第二部件530可以耦合到天线的公共馈电点540。

通过从两侧激发，该结构(如长槽阵列或其他实施例的结构)在前后方向上提供两个扫描波束。这些扫描波束朝向阵列的中间彼此接近。由于被激发的波是异相的且传播方向相反，两个波束在接近边射宽边时在阵列的中间被加在一起。因此，因为波束在边射宽边之前和进入阻带区域之前的几度开始被加在一起，可以在周期性结构的阻带之外获得单个边射宽边波束。

对于均匀的周期性漏波结构，天线长度(L)可以被选择为具有沿天线以恒定泄漏因数(α)辐射的大部分功率，该泄漏因数是每单位长度泄漏的功率的量度。为了使90％的功率沿着均匀的天线结构被辐射，在天线长度和泄漏因数之间提出了以下近似关系：

其中k₀是自由空间波束，且λ₀是波长。为了拥有最佳天线长度的近似值，这种关系在接近近边射宽边频率前用于扫描频率，其中α具有差不多的线性行为。

在完全均匀的漏波导中，传播和衰减常数沿着天线长度基本不变，并且孔径分布具有指数式振幅变化和恒定相位，这导致了高旁瓣电平。由于孔径照明决定了旁瓣电平，因此可沿天线纵向以特定方式改变泄漏率，以控制沿天线的泄漏功率，从而达到所需的照明功能。

对于单馈电漏波天线，考虑到P₀作为馈电点的输入功率，沿天线的功率分布与变化衰减常数α(z)之间的关系可以写为以下形式。

漏波天线的横向尺寸制约着衰减率α。对于特殊类型的漏波结构，衰减率和横向尺寸之间的联系可以在理论上和/或实验上确定。由于本设计中利用的周期性泄漏结构可以从两侧馈电，而且辐射的功率可以集中在天线的中间，因此将该结构分成两个相同的漏波天线是很有用的，在每个部分的末端具有最大泄漏量。对于特定的孔径分布并且通过将被定义为从每一半辐射到自由空间中的功率除以给予每一半的总功率的er视为辐射效率，变化衰减常数与孔径的受控分布之间的关系可以如下所得：(0<x<L/2)

其中A(x)是周期性辐射部分的前半部分中所需的孔径分布。由于没有匹配的负载，每个部分的剩余功率将流向对侧。因此，第一部分中的孔径场分布可以写为以下形式：

根据本发明的实施例，为了达到最优化的旁瓣电平，可以应用泰勒分布来获得指定的孔径照明。为了实现沿着具有这种分布的泄漏结构的变化衰减常数，非均匀槽模块被用来控制沿着天线的泄漏率。换言之，基于渐变系数来修改每个槽单元的宽度以实现每个单元的独特衰减率，这可以产生所需的孔径照明。这里，介电常数为2.94、厚度为1.52mm的RO6002基板材料被用作包括辐射槽阵列的主天线层。

图6示出了根据本发明的实施例的近似所需的纵向孔径分布。根据实施例，基于所需的辐射方向图，孔径的分布600是近似的，并且，沿着纵向方向的相应衰减常数变化可以利用以下等式来实现：

A(x)＝0.5sin(7.4x+1.2)+0.44sin(69x-1.6)。

图7A和7B分别示出了根据本发明的实施例的具有不同宽度的槽单元的归一化衰减常数和相位常数。当槽单元的宽度是W6＝0.16mm，W5＝0.26mm，W4＝0.48mm，W3＝0.7mm，W2＝0.77mm，且W1＝1.1mm时，图7A和7B示出了衰减常数α和相位常数β。还给出了P1至P6的对应尺寸，单位是mm(即P1＝6.65mm，P2＝6.58mm，P3＝6.56mm，P4＝6.52mm，P5＝6.5mm，P6＝6.48mm)。使用布洛赫波分析来提取图7A和7B中槽单元的归一化衰减常数α和相位常数β的绝对值，以用于不同宽度的槽。在第一步，总的单元尺寸保持不变，只有槽的宽度是基于渐变系数改变的。在一些实施例中，渐变也应用在横向上，如槽的方向。例如，槽的宽度可以随着其长度而变化。这可以允许控制天线H-平面中的旁瓣电平。在一些实施例中，渐变函数可以基于横向槽、对角横向槽或交叉对角横向槽的槽布置而变化。与均匀结构的相位常数β相比，槽宽度的变化可能会引起槽单元的相位常数β的一些细微的偏差。事实上，在改变导向结构的局部截面几何形状以修改某一点处的衰减常数α值的同时，相位常数β的值也在该点处被略微修改。然而，对于漏波结构，相位常数β的值必须在孔径旁保持不变，以使来自孔径的所有部分的辐射指向相同的方向。因此，每个辐射单元的尺寸都均被修改以保持所有单元的β值不变，如图5A所示。为了保持β曲线彼此相似，单个单元的周期性可以通过改变槽的宽度来修改。

更具体地，图7A示出了对应于槽单元宽度(W6＝0.16mm)的归一化衰减常数706，对应于槽单元宽度(W5＝0.26mm)的归一化衰减常数705，对应于槽单元宽度(W4＝0.48mm)的归一化衰减常数704，对应于槽单元宽度(W3＝0.7mm)的归一化衰减常数703，对应于槽单元宽度(W2＝0.77mm)的归一化衰减常数702，以及对应于槽单元宽度(W1＝1.1mm)的归一化衰减常数701。图7B示出了对应于槽单元宽度(W6＝0.16mm)的归一化相位常数716，对应于槽单元宽度(W5＝0.26mm)的归一化相位常数715，对应于槽单元宽度(W4＝0.48mm)的归一化相位常数714，对应于槽单元宽度(W3＝0.7mm)的归一化相位常数713，对应于槽单元宽度(W2＝0.77mm)的归一化相位常数712，以及对应于槽单元宽度(W1＝1.1mm)的归一化相位常数711。

激发和馈电设计

如上所述，为了从槽阵列中获得其阻带外的宽幅辐射，槽阵列可以用两个相对相移半周期的激发信号从两侧进行激发(即，在反相)。这种激发可以用模拟器的完美波端口进行，以产生平行板平面波。完美波端口也被调整为在中心频率处有180度的相移。然而，为了实现具有相移平面波的结构的同时激发，可能需要特定的馈电系统。下面将描述示例性馈电系统。在一个实施例中，馈电系统包括具有PEC反射器的第一部件和具有PMC反射器的第二部件，从而实现半周期的相对相移。在另一个实施例中，馈电系统包括具有基本相同的反射器(如PEC反射器)的两个部件，但两个部件的路径长度相差工作波长的一半。

平行板之间的平面波可以使用板介电透镜或抛物柱面反射器来生成。因为板介电透镜或抛物柱面反射器是基于集合光学方法设计的，所以它们需要在焦点处具有点源。因此，在本发明的一些实施例中，一对集成偏移反射器可以被用于激发周期性槽。因为点源不能被完美地实现，所以H-平面扇形喇叭可以替代源。因此，可以确定H-平面扇形喇叭的相位中心，以便将反射器的几何光学焦点放置在给定位置处。在一些实施例中，H-平面扇形喇叭的相位中心可以被定义为在观察圆的中心处沿着喇叭的轴线的理论点，在该观察圆中，观察角度的相位差的绝对值之和被最小化。在一些实施例中，相位中心可以更普遍地定义在反射器增益最大化的点。

集成到周期性槽的相同基板的H-平面扇形喇叭的长度可以保持尽可能的短，在其孔径中存在着最佳展开角，该最佳展开角具有未破坏的相位图案。当被集成到介电填充平行板时，H-平面扇形喇叭的相位中心可以用全波分析来提取。在将反射器的焦点摆在确定的喇叭的相位中心后，为了与喇叭相位中心完全重合，喇叭位置在其轴线上略微移动，并且监测来自反射器的反射波的相位以达到最佳均匀相前。

相同的集成反射器用于反射平行板平面波以从侧面激发周期性槽。因此，同样的扇形集成的H-平面喇叭被用作两个反射器的偏馈。集成反射器的偏移馈电机构使得馈电喇叭能被集成在反射器的同一层中，而不会对反射波提供任何阻挡。图8A示出了根据本发明的实施例的所提出的具有集成的PEC反射器和喇叭的LWA，该LWA包括具有渐变宽度的长辐射槽。示出的几何形状展示了平面光刻层结构的图案化的导电顶层，该导电顶层和介电中间层以及导电底层(可能被图案化或基本未图案化)形成天线。

参照图8A，LWA800包括具有第一端872和第二端874的漏波结构870，以及横向于在第一端和第二端之间延伸的主轴线的槽阵列876。LWA还包括馈电系统，该馈电系统包括第一部件和第二部件。第一部件包括第一PEC反射器810，H-平面喇叭830，以及功率分配器850的前半部分852。第二部件包括第二PEC反射器820，H-平面喇叭840，以及功率分配器850的后半部分854。第一PEC反射器810将第一信号向漏波结构的第一端872引导，同时，第二PEC反射器820将第二信号向漏波结构的第二端874引导。LWA800进一步包括馈电点，在当前情况下形成为同轴到SIW过渡860。

H-平面喇叭830和840均围绕它们的相位中心倾斜约60度，以便将波向反射器810，820的中间引导。H-平面喇叭830和840的下臂延伸以形成边界831和841，例如提供为具有形成于导电片的金属化面的通孔栅栏或方形或矩形槽。H-平面喇叭830和840的下臂延伸至PEC反射器810和820以防止反射器边界外的任何伪平行板传播。

为了在从两侧到达周期性槽的反射波之间产生180度相移(如半周期相移)，整个槽阵列朝向反射器中的一个(如反射器810或820)移动与天线工作的中心频率对应的工作波长的四分之一。这导致了槽阵列的一侧上的距离的四分之一波长减少和另一侧上的距离的四分之一波长增加，从而实现距离的半波长差，而这些距离在移动之前是相等的。因此，反射器810与漏波结构的第一端872之间的第一距离d1和反射器820与漏波结构的第二端874之间的第二距离d₂被设置为d₂–d₁＝λ_g/2。因此，具有半波长相移的反向波对向LWA800提供定向宽边波束具有建设性的贡献。或者，这可以通过设置d₂-d₁＝nλ_g+λ_g/2来实现，其中n是整数。将馈电喇叭830和840连接到具有相同臂的SIW功率分配器850，以用于反射器810和820的同时激发。基于所利用的基板在天线频段处设计专用的同轴到SIW过渡860，并且将同轴到SIW过渡860连接到SIW功率分配器为天线馈电。图8B进一步示出了所有尺寸均为毫米的同轴到SIW过渡860的示例几何形状。应当注意，漏波结构的两端872和874与槽876的位置有关。因此，配置第一端和第二端的位置，从而配置距离d1和d2可以通过配置槽的位置来执行。

根据实施例，因为电镀槽的制作很简单且与传统的矩形波导非常相似，反射器810和820的所有集成金属壁、H-平面喇叭830和840、功率分配器850以及同轴到SIW过渡860均通过电镀槽(例如穿过分层结构的电镀矩形立方体)而不是金属柱来实现的。电镀槽之间的间隔可以被认为满足用于槽之间的泄漏的最小化的标准SIW设计标准。天线可以用具有双固定螺钉的同轴空中接口K(2.92mm)连接器激发，该同轴空中接口K连接器在高达40GHz的高阶模式下工作。应当注意，天线的尺寸可以针对其他频率范围来确定。

图9示出了根据本发明的实施例的另一个具有集成PEC和PMC反射器的LWA的几何形状。该几何形状类似于图8A和8B的天线，除了PEC反射器中的一个被替换成了PMC反射器920。换言之，一个PEC反射器810和一个PMC反射器920而非两个PEC反射器被集成到LWA900中。由于PEC和PMC表面的反射波本来就有的180度差异，通过使用两种不同类型的反射器来实现第一和第二信号的反相条件。因此，对于LWA900，无需使用不同的间距d₁和d₂来产生反相条件。同样地，PEC反射器810和漏波结构的第一端872之间的距离d₁可以设置为等于PMC反射器920和漏波结构的第二端874之间的距离d₂(如，d₁＝d₂)。或者，可以使用d₁＝d₂+nλ_g。

参照图9，LWA900包括PEC反射器810，PMC反射器920，H-平面喇叭830和840，功率分配器850，同轴到SIW过渡860，以及包括(长)槽876的阵列的漏波导结构870。集成PMC反射器920可以通过基于柱面抛物反射器方程的基板角的精细切割来实现，从而在PMC反射器920后留下没有导电材料的空隙922。馈电H-平面喇叭840的相位中心位于PMC反射器920的焦点处。

限定PMC反射器920的导电片和空隙922之间的边界可以通过切割用作PMC反射器边界的双接地基板的边缘来形成。该边界可以通过使用高介电常数层压板和通过减少层厚度来加强。根据实施例，在920处的边界并不是完美的屏蔽PMC边界，并且预计PMC反射器920会有一些小的泄漏或边缘场。LWA 900的所有设计参数和其他细节可以保持与LWA 800的设计参数和其他细节相同；但是右反射器是PMC反射器920，并且槽阵列与两个反射器的距离相等。

根据这两种类型的LWA(如带有两个集成PEC反射器的LWA和带有集成PEC和PMC反射器的LWA)的实施例，在槽阵列的下部区域直至馈电喇叭的上臂处，用电镀槽实现边界壁，以将来自反射器的反射波限制在阵列的中间。

两种类型的LWA均被用于具有PEC-PEC和PEC-PMC反射器和相同基板材料的天线演示。天线可以连接到双螺杆2.92mm K连接器，该连接器通过修改的同轴到SIW过渡来激励天线。

图10示意性地示出了根据本发明的实施例的LWA的侧视图，诸如图8A和9中所示的LWA。LWA由上导电层1010，下导电层1030，以及夹在上导电层1010和下导电层1030之间的介电层1020形成。至少上导电层可以被图案化以限定天线的部分，如图8A和9所示。因此，漏波结构、第一部件以及第二部件均形成于光刻层结构的单一公共平面部分。因此，天线设计被简化了。还示出了耦合到天线馈源的示例传输线1040。应当理解，如图8-10所示的实施例中，馈源可以位于辐射结构的相对侧，使得天线可以从两侧馈电。在其他实施例中，可以使用单一的馈电点。也可以实现从多于一个馈电点(但不在相对端)的馈电。

天线结果及讨论

以下结果以说明性实例的方式呈现，并且不旨在限制本发明。图11A和11B示出了根据如图8A和9所示的本发明的实施例的分别具有PEC-PEC反射器和PEC-PMC反射器的天线800、900内部的电场分布在28GHz的中心频率处的振幅。如图11A和11B所示，来自反射器的反射场呈平面形式并且朝向彼此行进以激发槽阵列。槽从上侧延伸到反射器区域之外，以在反射波前面具有连续的辐射槽。

图12示出了根据如图8A和图9所示的本发明的实施例的所提出的具有PEC-PEC和PEC-PMC反射器的天线的测量和模拟反射系数。在模拟和测量图形中，天线在28GHz频段(适用于5G通信，规定为在27.5GHz和28.35GHz之间)的反射系数均低于-10dB。在周期性LWA的宽边频率处，也就是27GHz左右，从图7A和7B的图中可以看出，在天线内有高驻波。然而，在理论上的宽边频率之后，天线开始以几度的倾斜波束进行辐射。在具有上述提出的设计的LWA的各种实施例中，倾斜波束被加在一起并且在周期性结构的宽边频率之后产生宽边波束。更详细地，图12示出了具有PEC-PEC反射器的天线的测量反射系数1201，具有PEC-PEC反射器的天线的模拟反射系数1202，具有PEC-PMC反射器的天线的测量反射系数1203，和具有PEC-PMC反射器的天线的模拟反射系数1204。

图13A到13F示出了根据本发明的实施例的所提出的两种类型的LWA(如嵌入有两个PEC反射器的LWA和嵌入有PEC-PMC反射器的LWA)在三个不同频率处的归一化模拟和测量辐射方向图。可以在用于天线主平面的紧凑范围消声室中测量天线的辐射方向图。参照图13，两个具有PEC-PEC和PEC-PMC反射器的天线在E-平面和H-平面都显示出类似的图案，并且它们与测量图案具有良好的一致性。更详细地，图13A到13F示出了具有PEC-PEC反射器的天线的模拟辐射方向图1301，具有PEC-PEC反射器的天线的测量辐射方向图1302，具有PEC-PMC反射器的天线的模拟辐射方向图1303，和具有PEC-PMC反射器的天线的测量辐射方向图1304。图13A示出了27.5GHz处的E-平面辐射方向图，图13B示出了28GHz处的E-平面辐射方向图，以及图13C示出了28.3GHz处的E-平面辐射方向图。图13D示出了27.5GHz处的H-平面辐射方向图，图13E示出了28GHz处的H-平面辐射方向图，以及图13F示出了28.3GHz处的H-平面辐射方向图。

反射器前的长横向槽在H-平面提供了窄辐射方向图。使用图5A中所示的渐变配置的槽抑制了高旁瓣电平，而如果使用均匀宽度的槽，则会出现高旁瓣电平。旁瓣的电平在周期性均匀槽的宽边频率处较高，并且这是在27.5GHz的E-平面处具有高瓣的原因，旁瓣的电平已通过渐变而减小。

根据实施例，为了实现具有可接受性能的这些天线的最佳设计，已经解决了许多制造限制。例如，我们的设施可以制造的槽的最小宽度为0.15mm，但这限制了在槽宽度上精细渐变功能的使用。当天线结构由于同一层中的馈电网络而在H平面中不对称时，可以在H-平面图案周围看到一些不对称性。另外，由于天线几何形状和不理想的PMC边界条件，预计具有PEC-PMC反射器的天线的E-平面图案可能也会有轻微的不对称性。

图14示出了根据本发明的实施例的天线的模拟和测量增益。参照图14，由于来自于反射器的反射波有助于提供单个定向波束，因此在27.5至28.4GHz的频率范围内，天线提供了21至23dB的较高增益性能。如上所述，该频段在传播模式开始辐射的周期性结构的开放阻带之后立即启动。因为传播波是辐射的而不是驻于天线内部，所以该频段上的天线波束宽度比周期性槽的宽边频率宽，但是增益更高。具有PEC反射器的天线通常在频段上显示出更好的增益。然而，通过使用PEC和PMC反射器提供的相移并不具有带宽限制，因此，反射器的PEC-PMC配置可以被用于任何频段，并且只有槽周期性必须被修改以获得单个定向波束。虽然如此，必须对PEC-PEC反射器配置中的槽移动进行微调，以便在频段的中间达到最佳性能。更详细地，图14示出了具有PEC-PEC反射器的天线的模拟天线增益1401、具有PEC-PEC反射器的天线的测量天线增益1402、具有PEC-PMC反射器的天线的模拟天线增益1403、以及具有PEC-PMC反射器的天线的测量天线增益1404。

技术效益

以下技术效益有可能通过本发明的至少一些实施例来实现。通过所提出的天线设计，高增益的宽边辐射方向图有可能以简单的几何形状和单层配置来实现。辐射槽的周期性在E-平面中提供窄宽边波束，并且槽的延伸长度提供与H-平面相关联的窄波束宽度。所提出的激发漏波结构的周期性辐射元件的配置为LWA提供了其开放阻带之外的宽边辐射。

通过所提出的设计的目的，在不增加天线设计的更多复杂性或修改单位单元结构的情况下，漏波天线有可能实现宽边辐射。不同于传统的使用复杂的馈电网络获得独特的定向波束的阵列方法，该解决方案为漏波结构提供了在特定宽带上的宽边固定定向波束。

另外，包括辐射元件、集成反射器和喇叭馈源的天线的整个设计可以在具有平面结构的单层基板中实现，这可以被认为是设计的另一个优点。

这种天线的单层设计有可能使其在批量生产中更加可靠，该天线可以很容易地与系统的支持电路和机械部分集成。

在一些实施例中，所提出的LWA的设计可以被修改为在双层中实现，以达到在其中辐射槽和馈电层可以分离的天线的紧凑配置。

虽然已经参考本发明的具体特征和实施例描述了本发明，但是显而易见的是，在不脱离本发明的情况下，可以对其进行各种修改和组合。因此，说明书和附图应被简单地视为对由所附权利要求限定的本发明的说明，并且预期涵盖落入本发明范围内的任何和所有修改、变化组合或等同物。

Claims

1.一种天线，包括：

漏波结构，所述漏波结构具有第一端和与所述第一端相对的第二端；

馈电系统，所述馈电系统包括第一部件和第二部件，所述第一部件包括近似理想电导体(PEC)反射器，并且所述第一部件被配置为将第一信号向所述漏波结构的所述第一端引导或引导来自所述漏波结构的所述第一端的第一信号；以及

所述第二部件包括近似理想磁导体(PMC)反射器，并且所述第二部件被配置为将第二信号向所述漏波结构的所述第二端引导或引导来自所述漏波结构的所述第二端的第二信号，所述第二信号是所述第一信号的反相版本。

2.根据权利要求1所述的天线，其中，

所述第一信号和所述第二信号起源于或终止于所述天线的公共馈电点处；

所述第一部件在所述馈电点与所述漏波结构的所述第一端之间的总路径长度等于所述第二部件在所述天线的所述馈电点与所述漏波结构的所述第二端之间的总路径长度；以及

其中，由于所述PEC反射器相对于所述PMC反射器的固有不同的操作特性，使得所述第二信号成为所述第一信号的反相版本。

3.根据权利要求1和2中任一项所述的天线，其中，所述PEC反射器与所述漏波结构的所述第一端间隔第一距离，所述PMC反射器与所述漏波结构的所述第二端间隔第二距离，并且其中，所述第一距离等于所述第二距离。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的天线，其中，所述天线由具有上导电层、下导电层、以及所述上导电层和所述下导电层之间的介电层的分层结构形成；并且其中，所述PMC反射器是作为在所述分层结构中形成的成形边界而提供，具有缺少所述分层结构的位于所述成形边界的一侧上的区域。

5.根据权利要求4所述的天线，其中，所述PEC反射器是由具有导电边界并在所述分层结构内部形成的、从所述上导电层通向所述下导电层的电镀通孔或槽的图案提供。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的天线，其中，所述PEC反射器和所述PMC反射器是弧型反射器。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的天线，其中，所述漏波结构包括其中形成有多个槽的波导，并且其中，所述槽的宽度朝向所述第一端和所述第二端之间的所述漏波结构的中间位置逐渐增加。

8.根据权利要求7所述的天线，其中，所述槽横向于或对角地横向于在所述第一端和所述第二端之间延伸的主轴线。

9.根据权利要求8所述的天线，其中，所述槽是对角横向的，并且其中所述槽中的至少两个在不同方向上对角横向并且彼此交叉。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的天线，还包括用于将所述天线耦合到传输线的馈电点，以及耦合到所述馈电点的功率分配器；所述馈电点被配置为经由所述馈电系统的所述第一部件和所述第二部件向所述天线传送公共信号或传送来自所述天线的公共信号，并且其中：

所述第一部件包括：所述功率分配器的第一臂；耦合到所述第一臂的第一馈电喇叭；以及耦合到所述第一馈电喇叭的第一反射器；以及

所述第二部件包括：所述功率分配器的第二臂；耦合到所述第二臂的第二馈电喇叭；以及耦合到所述第二馈电喇叭的第二反射器。

11.根据权利要求10所述的天线，其中：

所述公共信号的第一部分经由所述第一部件在所述馈电点与所述PEC反射器之间路由；

所述公共信号的第二部分经由所述第二部件在所述馈电点与所述PMC反射器之间路由；

所述公共信号的所述第一部分和所述第二部分彼此同相；

所述公共信号的所述第一部分生成所述第一信号或源于所述第一信号；

所述公共信号的所述第二部分生成所述第二信号或源于所述第二信号；以及

所述PEC反射器和所述PMC反射器的定位、配置或两者均被配置为使所述第二信号成为所述第一信号的所述近似反相版本。

12.根据权利要求10所述的天线，其中，所述馈电点、所述功率分配器、所述漏波结构、所述第一部件以及所述第二部件均形成于光刻层结构的公共层。

13.根据权利要求1至12中任一项所述的天线，其中，所述漏波结构、所述第一部件以及所述第二部件均形成于光刻层结构的公共平面部分。

14.根据权利要求13所述的天线，其中，所述公共平面部分由具有上导电层、下导电层以及所述上导电层和所述下导电层之间的介电层的分层结构形成，并且其中，所述漏波结构、所述第一部件以及所述第二部件是通过图案化至少所述上导电层而提供的。

15.一种天线，包括：

馈电系统，所述馈电系统包括第一部件和第二部件，所述第一部件被配置为将第一信号向所述漏波结构的所述第一端引导或引导来自所述漏波结构的所述第一端的第一信号；以及

所述第二部件被配置为将第二信号向所述漏波结构的所述第二端引导或引导来自所述漏波结构的所述第二端的第二信号，所述第二信号是所述第一信号的反相版本。

16.根据权利要求15所述的天线，其中：

所述第一部件包括形成为近似理想电导体(PEC)的第一反射器；以及

所述第二部件包括形成为近似理想磁导体(PMC)的第二反射器。

17.根据权利要求16所述的天线，其中，所述第一反射器与所述漏波结构的所述第一端间隔第一距离，所述第二反射器与所述漏波结构的所述第二端间隔第二距离，并且其中，所述第一距离等于所述第二距离。

18.根据权利要求16和17中任一项所述的天线，其中，所述第一反射器与所述漏波结构的所述第一端间隔第一距离，所述第二反射器与所述漏波结构的所述第二端间隔第二距离，并且，其中所述第一距离与所述第二距离相差所述天线的工作波长的整数倍。

19.根据权利要求16至18中任一项所述的天线，其中，所述天线由具有上导电层、下导电层以及所述上导电层和所述下导电层之间的介电层的分层结构形成，并且其中，所述第二反射器是作为在所述分层结构中形成的成形边界而提供，且具有缺少所述分层结构的位于所述成形边界的一侧上的区域。

20.根据权利要求19所述的天线，其中，所述第一反射器是由具有导电边界并在所述分层结构内部形成的、从所述上导电层通向所述下导电层的电镀通孔或槽的图案提供。

21.根据权利要求16至20中任一项所述的天线，其中，所述第一反射器和所述第二反射器是弧型反射器。

22.根据权利要求15所述的天线，其中：

所述第一部件包括形成为近似理想电导体(PEC)的第一反射器，所述第一反射器与所述漏波结构的所述第一端间隔第一距离；以及

所述第二部件包括形成为另一个近似理想电导体(PEC)的第二反射器，所述第二反射器与所述漏波结构的所述第二端间隔第二距离。

23.根据权利要求22述的天线，其中，所述第一距离比所述第二距离多所述天线的工作波长的一半，或其中，所述第一距离与所述第二距离相差所述工作波长的整数倍减去所述工作波长的一半。

24.根据权利要求15所述的天线，其中：

所述第一部件包括第一反射器，所述第二部件包括第二反射器；

所述第一反射器和所述第二反射器均形成为近似理想电导体(PEC)或所述第一反射器和所述第二反射器均形成为近似理想磁导体(PMC)；

所述第一部件在所述天线的馈电点与所述漏波结构的所述第一端之间的总路径长度比所述第二部件在所述天线的所述馈电点与所述漏波结构的所述第二端之间的总路径长度多工作波长的一半。

25.根据权利要求24所述的天线，其中，所述天线由具有上导电层、下导电层以及所述上导电层和所述下导电层之间的介电层的分层结构形成，并且其中，所述第一反射器，所述第二反射器或两者均由具有导电边界并在所述分层结构内部形成的、从所述上导电层通向所述下导电层的电镀通孔或槽的图案提供。

26.根据权利要求24和25中任一项所述的天线，其中，所述第一反射器和所述第二反射器是弧型反射器。

27.根据权利要求15所述的天线，其中所述漏波结构包括其中形成有多个槽的波导，所述槽横向于、斜横于或交叉斜横于在所述第一端与所述第二端之间延伸的主轴线，并且其中，所述槽的宽度朝向所述第一端和所述第二端之间的所述漏波结构的中间位置逐渐增加。

28.根据权利要求15所述的天线，还包括用于将所述天线耦合到传输线的馈电点，以及耦合到所述馈电点的功率分配器；所述馈电点被配置为向所述天线传送公共信号或传送来自所述天线的公共信号，并且其中：

29.根据权利要求28所述的天线，其中：

所述公共信号的第一部分经由所述第一部件在所述馈电点与所述第一反射器之间路由；

所述公共信号的第二部分经由所述第二部件在所述馈电点与所述第二反射器之间路由；

所述公共信号的所述第一部分和所述第二部分彼此同相；

所述第一反射器和所述第二反射器的定位、配置或两者均被配置为使所述第二信号成为所述第一信号的近似反相版本。

30.根据权利要求28所述的天线，其中，所述馈电点、所述功率分配器、所述漏波结构、所述第一部件以及所述第二部件均形成于光刻层结构的公共层。

31.根据权利要求15的所述的天线，其中，所述漏波结构、所述第一部件以及所述第二部件均形成于光刻层结构的公共平面部分。

32.根据权利要求31所述的天线，其中，所述公共平面部分由具有上导电层、下导电层以及所述上导电层和所述下导电层之间的介电层的分层结构形成，并且其中，所述漏波结构、所述第一部件以及所述第二部件是通过图案化至少所述上导电层而提供的。