CN1289478A - 带有声表面波谐振器的滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及带有利用等效电桥结构来获得良好形式并系(滤波器阻带与其通带之间的关系)的声表面波谐振器的滤波器。电桥臂有利地包括若干谐振器的关联,从而不需要提供使用串联的谐振器的先有技术中的附加电元件。本发明还涉及用于制备等效于并联的若干谐振器的结构的特定建立方法。

Description

带有声表面波谐振器的滤波器

本发明的领域为带有高度频率选择性性能特征，即小带宽与高带阻质量的声表面波滤波器。这里将名词“表面波”理解为不仅指称Rayleigh波，并且也指称能与晶体表面上或在晶体与一或多层任何材料之间的界面上的交指型电极交互作用的任何类型的波。从而，称作伪SAW或漏SAW波的波、称作表面横波或SSBW(表面掠过体波)的波可认为是表面波而本发明可应用在这种类型的波以及符合上述条件的任何类型的波上。

通常，为了获得这种性能特征，与包含在用两个周期性阵列形成的谐振腔中的换能器常规地构成的谐振器一起使用滤波器，如图1中所示。更具体地，它们是通过耦合若干谐振器得到的多极点滤波器。当然想耦合最大数目的谐振器，因为互相耦合的谐振器的数目通常决定滤波器的波形因数，即滤波器的阻带与其通带之比。增加谐振器的数目有可能接近波形因数1。

当前，存在着制造带有两极点的声表面波滤波器配置的已知方法，包括具有中心频率f₁的第一对谐振器IDT₁、具有中心频率f₂的第二对谐振器IDT₂，该两对的组是安装在“电等效”电桥结构中的，如图2中所示。这种类型的配置在美国专利5508667中描述。

这一结构的价值在于第一对的静电容之积与第二对的静电容之积相同。这一平衡有可能保证滤波器的波阻远离其中心频率。真正远离这一频率，这些谐振器是电等效于它们的静电容的并且平衡有可能防止任何信号通过。

为了进一步提高谐振器滤波器的性能特征，计划建立若干“电等效”电桥结构的串联级。最通常的是将相同的电桥互相级联。这种结构的缺点在于为了高效这种级联需要增加辅助电元件(电感器或电容器)。此外，对于安装在滤波器封装内部，使用若干级联的“电桥”是一种障碍。

这便是为什么本发明提出有可能消除耦合电感的必要性的滤波器结构的原因，其中单一等效电桥结构可通过并联电桥各臂中的不同谐振器包括大量的电极。

更具体地，本发明的目的为带有N个电极并包括一组谐振器的声表面波滤波器，N为大于等于3的数，其特征在于：

-将谐振器电耦合以构成四臂电桥；

-两臂包括各并联的N₁个谐振器的两个相同的子组件E₁与E₃；

-两臂包括各并联的N₂个谐振器的两个相同的子组件E₂与E₄；

-N₁+N₂=N；

-子组件E₁的总静电容乘以子组件E₃的总静电容之积基本上等于子组件E₂的总静电容乘以子组件E₄的总静电容之积，从而平衡电桥。

按照本发明的第一变型，如果N为偶数，则N₁=N₂=N／2。

按照本发明的第二变型，如果N为奇数，N₁=(N-1)／2及N₂=(N+1)／2。

按照本发明中提出的滤波器配置，谐振器的并联需要基板上的连接线或轨道来构成电桥。为了克服这一障碍，本发明的较佳模式不包含物理地构成谐振器的并联，而是在电桥的不同臂中采用和若干并联的谐振器起一样作用的表面波器件。

这便是在电桥的至少一条臂中，声表面波滤波器可包括具有等效于谐振器的子组件的并联的导纳的单个表面波器件的声表面波滤波器的原因。

具体地，按照本发明的滤波器的特征在于至少一条臂包括等效于若干并联的谐振器的结构，所述结构包括构成谐振器的转导部分的交指型电极的两个网络，所述网络连接在在构成插入两条总线之间的m条声道中具有不同极性的两条总线上，第i个声道拥有在电极的长度W_i(且1≤i≤m)上的电极的节距P_i。

按照本发明的一种变型，第i条声道可包括在转导部分各侧上的两个反射阵列。

按照本发明的一种变型，声表面波滤波器在电桥的至少一条臂上可包括等效于至少两个并联的谐振器的结构，所述结构包括两个交指型电极阵列，所述阵列连接在具有不同极性的第一总线与第二总线上从而定义具有平行于电极的中心轴Z的换能器，所述阵列包括它们的一部分电极相对于中心轴对称地定位，换能器也包括相对于中心轴对称地定位并连接在具有不同极性的总线上的电极，从而激励对称的纵模与反对称的纵模。电极阵列可以插入或可以不插入反射器阵列之间。

按照本发明的另一变型，声表面波滤波器至少在电桥的一条臂中包括带有介入反射单元之间的转导单元的DART型谐振器。

有利地，DART型谐振器可包含谐振腔。

当极点数为偶数时，转导单元的转导中心与邻接所述转导单元的反射单元的反射中心之间的距离最好在(3±d)λ／8+kλ／2的范围中，其中λ为对应于滤波器的中心频率的波长，d小于1且k为整数。

最后，按照另一变型，声表面波滤波器包括串联的若干组谐振器，其中至少一组谐振器对应于本发明的谐振器。

从下面参照附图作为非限制性实例给出的描述中，本发明将更清楚地得到理解，而其它优点会显露，附图中：

图1给出带有插入反射阵列之间的换能器的谐振器的示意图；

图2示出安装在电桥结构中的先有技术滤波器的配置；

图3给出按照本发明的声表面波滤波器的一般配置的示意图；

图4示出先有技术两极点声表面波滤波器的装置；

图5a给出包括两个并联的谐振器的声表面波滤波器装置的示意图；

图5b示出等效于图5a中所示的两个并联的谐振器的第一示范性谐振器装置；

图6示出等效于使用三个声道的两个并联的谐振器的谐振器的第二示范性装置；

图7示出等效于使用偏移节距p_i的两个声道的两个并联谐振器的谐振器的第三示范性装置；

图8示出等效于使用对称纵模及反对称纵模的激励的两个并联的谐振器的谐振器的第四示范性装置；

图9示出示范性DART型换能器的导纳，其中转导单元的中心相距邻接的反射单元的中心距离3λ／8；

图10示出相同的DART型换能器的电导的改进，其中转导单元的中心相距邻接的反射单元的中心在(3-0．4)λ／8至(3+0．4)λ／8范围内变化的距离；

图11示出相同的DART型换能器的电纳的改进，其中转导单元的中心相距邻接的反射单元的中心在(3-0．4)λ／8至(3+0．4)λ／8范围内变化的距离；

图12示出按照本发明的使用DART的示范性四极点滤波器的转移函数；

图13示出包括用在按照本发明的具有三极点的示范性滤波器中的双模DART的电桥臂的导纳；

图14示出包括按照本发明的具有三极点的示范性滤波器中的非加权的DART的第二电桥的导纳；

图15示出按照本发明的具有三极点的包括一臂中的单模谐振器及另一臂中的双模谐振器相同示范性滤波器的转移函数；

图16示出用在按照本发明的使用图6中所示的类型的谐振器的示范性87MHz滤波器中的两个谐振器的电导值；

图17示出用在按照本发明的使用图6中所示的类型的谐振器的示范性87MHz滤波器中的两个谐振器的电纳值；

图18示出具有图15、16与17中给出的特征的滤波器的装置；

图19示出按照本发明制成的87MHz滤波器的转移函数。

图3中示意性地示出按照本发明的声表面波滤波器的一般配置。它包括用四臂构成的等效电桥的形式的结构，各臂包括一组连接在输入端(E+，E-)及输出端(S+，S-)上的并联的谐振器。选择对应于滤波器的极点的谐振器f₁，f₂，…f_N的中心频率以及不同谐振器的耦合来获得要求的滤波功能。

为了清楚地理解操作，有必要深入观察谐振器的工作。通常，可以认为在接近谐振频率处，谐振器的等效图是由在频率f_s上与串联的谐振电路并联的静电容给出的。

因此，谐振器的导纳如下(如果忽略电阻Rs)，其中f为频率而ω为角频率(ω=2ηf) $Y\left(f\right)=\mathrm{j\ωCp}+\frac{1}{\mathrm{Rs}+\mathrm{jLs\ω}-\frac{j}{\mathrm{Cs\ω}}}\≡\mathrm{j\ωCp}-\frac{\mathrm{jCs\ω}}{\mathrm{LsCs}{\mathrm{\ω}}^2-1}$ $Y\left(f\right)\≡\mathrm{j\ωCp}-\frac{j2\mathrm{\πCsf}}{{4\mathrm{\π}}^2\mathrm{LsCs}(f^2-{\mathrm{fs}}^2)}=\mathrm{j\ωCp}-j\frac{f}{2\mathrm{\πLs}(f^2-{\mathrm{fs}}^2)}=\mathrm{j\ωCp}-j\frac{2\mathrm{\πCsf}{s}^{2}f}{(f^2-{\mathrm{fs}}^2)}$

因此，有可能用关于并联电容Cp的电容项及与系数a成比例的谐振项之和的形式来表示谐振器的导纳： $Y\left(f\right)\≡\mathrm{j\ωCp}-j\frac{\mathrm{af}}{(f^2-{\mathrm{fs}}^2)}$ $a=\frac{1}{2\mathrm{\πLs}}=2{\mathrm{\πCsfs}}^2$

系数a(与谐振器的串联电容成比例)确定在电接入上考虑的谐振模的“耦合”。此后应将其称作模耦合。

因此，理想的谐振器以具有下述形式的导纳的谐振部分为特征： $-a.j\frac{f}{f^2-f_s^2}$ 并因此在频率±f_s上具有极点。实际上，由于在近似等效于谐振部分的串联电容的谐振器中的非零损失，将导纳的谐振项写成下式： $\frac{C_s\mathrm{\ω}}{R_s{C}_s\mathrm{\ω}+{\mathrm{jL}}_s{C}_s\[{\mathrm{\ω}}^2-{\mathrm{\ω}}_s^2\]}$

频率f=f_s(ω=ω_s)上的极点不再是真实的极点，由于它是受阻尼的。换言之，损失将在频率f=f_s上的极点转换成具有复数的实部接近f_s及虚部随损失变大而更大的极点。因此，谐振器的特征在于导纳包括可受可不受阻尼的谐振并从而具有接近实轴的频率上的极点。

在这一配置中，各臂包括两个并联的谐振器。

下面详细描述四极点声表面波滤波器情况中的本发明。

按照先有技术，当寻求设计四臂电桥结构时，各臂包括一个谐振器，可能设计带有图4中示意性地示出的类型的装置的平衡电桥并从而具有滤波器的带阻质量所需的对称结构。

这一装置即使对于寄生电容也具有对组件的背面对称的优点。反射器阵列R_i的表面区对于两个端口(即+与一端口)是相同的。此外，滤波器不接地，因为阵列全都连接在输入／输出端口之一上，从而使它有可能更有效地克服电源与负载电路的任何不平衡。

然而，当增加极点的数目时，更难于获得用上述装置所能获得的对称。

这便是本发明提出通过制造等效于这一并联的谐振器及在两个谐振器(两个输入端、两个输出端)并联的情况中只使用两条连接总线而不再是四条来取代若干谐振器的并联的原因。

具体地，通过将声孔分成两个声道并互连两个声道的电极而令两个声道的各个上的序列对应于两个换能器之一，便有可能使一个谐振器等效于两个并联的谐振器。作为示例，图5a示出两个并联的谐振器的组件的可能的装置。

图5b示出一种等效装置，其中第一上方声道是用节距p₁上交指型的电极制成的，第二下方声道是用节距p₂上交指型的电极制成的。这两个声道是用图中示意性地示出的金属化m₁电连接的。

节距值p₁与p₂控制等效于两个并联的谐振器的谐振器的谐振频率。尺寸w₁与w₂调节这两个谐振器的耦合以便获得要制造的滤波器的特征。图5a与5b只示出谐振器的换能器部分。按照先有技术，谐振器通常在换能器的两侧包括两个反射器阵列。图中省略了这些反射器阵列但可以加在各声道上。各声道的阵列可连接或可不连接在一起。最好，对于不同声道的反射器阵列，所选择的周期与换能器的周期成比例。换言之，如果p_i与p_j为两个换能器的周期而P_Ri与P_Rj为阵列的周期，则选择如下： $\frac{P_j}{P_j}=\frac{{\mathrm{PR}}_j}{{\mathrm{PR}}_j}$

类似地，如果△与△’为反射器阵列与换能器之间的距离，最好选择如下： $\frac{\mathrm{\Δi}}{\mathrm{\Δj}}=\frac{\mathrm{Pi}}{\mathrm{Pj}}$ ，以这一方式，这两个声道是互相同位相似的。

最后，对于具有四个以上极点的滤波器，必须并行放置两个以上谐振器。甚至有可能以上面相同的方式，使用若干声道并将不同声道的金属化连接在一起来建立并联。

然而，在这种类型的配置中，当具有尺寸w₁与w₂的两个声道互相太靠近时，在声道之间会出现寄生声串音现象。

这便是为了消除这种串音，本发明还提出图6中所示的另一种结构的原因。为了这一目的，在大体上对应于图5b中所示的声道之一的两个上与下声道之间插入生成与水平轴对称的激励并因此只耦合在具有横向对称波形的波上的中央声道。上与下声道具有相同的特征，电极尺寸w₁=w₃及电极节距p₁=p₃。这两个声道生成相对于水平轴反对称的激励，因为这两个声道的面对面的电极连接在相反的电位上。因此这两个声道只耦合在具有横向反对称波形的波上并从而不能在中央声道与外部声道之间串音。换言之，由于面对端声道的电极连接到相对的总线上，中央声道与上声道之间的串音反相相加而因此与中央声道与下声道之间的串音对消。为了得到耦合现象的补偿，将连接在总线E+上的电极放置成面对连接在端声道上的总线E-上的电极。

为了重构两个并联谐振器而寻找的两上谐振频率也可用对称与反对称横模之间的速度差来获得。

在这一种情况中，也可制成节距值p₁与p₂相等的结构。在这一特殊情况中，甚至有可能制成具有图7中所示的两个声道的结构。通过将两个声道的电极互相偏移距离p₁，便有可能以上面说明的相同方法在寄生耦合现象中得到补偿，因为有可能将连接在总线E+上的电极放置成使它们面对连接在总线E-上的电极。在这一配置中，中央声道成为与端声道之一对齐的。

按照本发明的另一变型，通过参数化谐振器中建立的纵模的数目，有可能制成等效于两个并联的谐振器的结构。

实际上，谐振器通常是放置在两个反射器阵列之间的换能器。取决于阵列与换能器的周期并取决于阵列与换能器之间的距离，存在着若干纵模。模的耦合取决于换能器的权重在谐振腔中的模的振幅上的重叠的积分。通常，存在着对称与反对称模。有可能加权换能器以便获得与对称及反对称模的希望的耦合。

图8示出有可能激励对称纵模与反对称纵模两者的示范性谐振器。

P_r表示阵列1与2的组元的节距。P_t表示换能器的电极的节距。△表示换能器与阵列之间的间隔。换能器相对于定中在换能器上的Z轴不对称。

取决于周期P_r与P_t、距离△与换能器的周期数，谐振腔具有对应于腔中的能量的不同纵向分布的若干谐振频率。通常适当地选择激励，即换能器的电极序列，便有可能激励对称纵模与反对称纵模。换能器的权重可细分成两部分。权重的对称部分(参照Z轴)激励对称纵模面反对称部分(参照Z轴)激励反对称纵模。对称(反对称)模的振幅上的权重的对称(或反对称)部分的重叠的积分与对称(反对称)模的耦合相关。

图8中所示的换能器既不完全对称又不完全反对称并启动对称模与反对称模两者的激励，以便重构模间耦合并从而与两个并联的谐振器等效。

按照本发明的另一变型，声表面波滤波器包括DART(分布式相位单向换能器)型换能器，在文献中也称作SPUDT(单相单向换能器)。

在公布的专利申请号2702899中描述的这一类型的换能器是通过在换能器中介入称作转导单元的单元及称作反射单元的单元及通过将单元互相定位成使发送的波在有用的方向上与反射的波重新调整成同相而在其它方向上放置在反相中而得出的。对于普通的基板，转导中心与反射中心之间的距离必须是3λ／8以便相位是正确的。更一般地，可将DART认为是分布式电极的换能器。将这些电极设计成使得在换能器内存在着转导功能与反射功能并使换能器具有最佳方向。在专利申请公布号2702899中揭示在DART中制成谐振腔是有利的，谐振腔是通过改变反射函数的符号制成的。

在非加权的DART的情况中，即包括常数的反射与转导函数及足够长使其整体反射系数接近1的DART，在反射器的阻带的起始与结束频率上存在两种模。如果反射与转导之间的相位差对应于有用方向上的发送波与反射波的重新调整，即通常如果转导中心与反射中心之间的距离为3λ／8，则相等地激励这两种模并且换能器的电导在频率上是对称的。作为示例，图9示出在109．3MHz上具有长度200λ的DART换能器的导纳。所选择的金属化的厚度为0．7μm并且每一波长使用具有宽度3λ／8的一个反射器。该换能器是“理想的”，即电导中心与反射中心之间的距离为3λ／8。

图10与11示出当转导中心与反射中心之间的距离从3λ／8-0．05λ改变到3λ／8+0．05λ时电导与电纳值经受的变化。可以看出仍然存在相同的两种模但它们的相对重要性按照距离变化。此外，当改变偏移的符号时，模得到相同的电导，但对称性不同。在四极滤波器的情况中，在电桥的臂中使用它们的耦合是大约2的比的模通常是有用的。例如，按照本发明的滤波器在其臂之一中可包括使用-0．025λ的偏移的DART而在另一臂中则包括使用+0．025λ的偏移的DART。为了具有四种不同的谐振频率，给予使用-0．025λ偏移换能器大约250KHz的向下移频。图12示出为电调谐滤波器得出的转移函数。

按照使用DART的另一实例，通过在一条臂中使用单模谐振器及在另一臂中使用双模谐振器，可得到三极滤波器。用在本实例中的双模谐振器为具有3λ／8的转导／反射距离的非加权的DART。该DART具有400波长的长度。所选择的金属化的厚度为0．35μm而每一波长使用宽度为3λ／8的反射器。中心频率为109．8MHz。图13示出其两种模在阻带的输入端与输出端上的DART的导纳。对于电桥的另一臂，选择使用具有相同的长度(并从而相同的静电容)及在中心频率上谐振的DART。图14示出包含在该电桥的另一臂中的非加权的DART的导纳。这是通过在换能器的中心上插入反射函数的符号改变而获得的。这时存在单谐振模。

为该三极点滤波器得出的转移函数给出在图15中。

87MHz上的示范石英滤波器

这是带有极点数N等于4的极小封装(7mm×5mm)中的通带大约为300Khz的滤波器。

为了达到封装的低空间要求，所使用的谐振器没有反射器阵列并因此缩小到每一波长带有两个电极的简单换能器。该装置具有图18中所示的类型。换能器的长度为264个周期(即近似地4．75mm的长度)。如果忽略损失，臂的导纳值粗略地给出为： $\mathrm{Ys}\left(f\right)=j(\frac{a_{1}f}{f^2-f_1^2}+\frac{a_{3}f}{f^2-f_3^2})+\mathrm{jCw}$ $\mathrm{Ya}\left(f\right)=j(\frac{a_{2}f}{f^2-f_1^2}+\frac{a_{4}f}{f^2-f_4^2})+\mathrm{jCw}$ 选择

f₂-f₁=250kHz

f₃-f₂～60kHz    a₂=a₁，a₃=a₄=a₁／2

f₁-f₄～60kHz

作为频率的函数得出的电导值与电纳值的特征分别示出在图16与17中。

为了得到对这一谐振器所要求的导纳值，选择了提供在第一对称横模与第一反对称横模的谐振频率之间310KHz之差的孔与金属化厚度，给出0．8μm的金属化厚度及大约300μm的换能器孔。

为谐振器选择了图7的结构。

从而，对于这两个谐振器，具有下述特征：

第一谐振器(等效于两个并联的谐振器)：

w₁’=210μm

w₂’=90μm

第二谐振器(等效于两个并联的谐振器)：

w₁’=232．5μm

w₂’=67．5μm

确定这两个谐振器的周期以便精确地互相链接频率。这便是说，它们是近似地：

对于第一谐振器，周期为17．95μm

对于第二谐振器，周期为17．94μm

图18示出表示用两臂中的第一谐振器及另外两臂中的第二谐振器制成的电桥的装置。

为了空间要求的原因，两个输入端E+是用线路而不是轨道并联的。

滤波器设计成用并联导线的4，000Ω的阻抗值工作。其转移函数示出在图19中。

Claims (15)

1．一种N极点声表面波滤波器，N为大于等于3的数，并包括一组谐振器，其特征在于：

-电耦合这些谐振器以构成四臂电桥；

-两条臂包括N₁个并联的谐振器的两个相同的子组件E₁与E₃；

-两条臂包括N₂个并联的谐振器的两个相同的子组件E₂与E₄；

-其中N₁+N₂=N；

-子组件E₁的总静电容乘以子组件E₃的总静电容之积基本上等于子组件E₂的总静电容乘以子组件E₄的总静电容之积，以便平衡该电桥。

2．按照权利要求1的声表面波滤波器，其特征在于N为偶数且N₁=N₂=N／2。

3．按照权利要求1的声表面波滤波器，其特征在于N为奇数且N₁=(N-1)／2及N₂=(N+1)／2。

4．按照权利要求1至3之一的声表面波滤波器，其特征在于至少一条臂包括具有等效于谐振器的子组件的并联的导纳的单一表面波器件。

5．按照权利要求1至4之一的声表面波滤波器，其特征在于至少一条臂包括等效于若干并联的谐振器的结构，所述结构包括构成谐振器的转导部分的交指型电极的两个网络，所述网络连接在带有不同极性的两条总线上，在这两条总线之间插入有m条声道，第i条声道在电极长度w_i且1≤i≤m上具有电极节距p_i。

6．按照权利要求5的声表面波滤波器，其特征在于第i条声道在转导部分的各侧包括两个反射阵列。

7．按照权利要求5或6之一的声表面波滤波器，其特征在于两条相邻的声道是用金属化m_i互相连接的，将分开节距p_i的电极连接到分开节距p_i+1的电极上。

8．按照权利要求5至7之一的声表面波滤波器，其特征在于至少一条臂包括等效于两个并联的谐振器的结构及所述结构包括具有电极节距p₁与电极长度w₁的上声道与下声道、具有电极节距p₂与电极长度w₂的中央声道，连接在上声道的第一总线上的电极阵列的电极是与连接在下声道的第二总线上的电极阵列的电极对齐的。

9．按照权利要求5至7之一的声表面波滤波器，其特征在于节距值p₁与p₂是相等的，该结构包括两条声道，各电极阵列的电极在两条声道之间偏移距离p₁。

10．按照权利要求1至3之一的声表面波滤波器，其特征在于至少一条臂包括等效于至少两个并联的谐振器的结构，所述结构包括两个交指型电极阵列，所述阵列连接在不同极性的第一总线与第二总线上从而定义具有平行于电极的中心轴(Z)的换能器，所述换能器包括相对于中心轴对称定位并连接在第一总线上的电极及包括相对于中心轴对称定位并连接在相反极性的第二总线上的电极，从而激励对称纵模及反对称纵模。

11．按照权利要求10的声表面波滤波器，其特征在于该换能器是插入两个反射器阵列之间的。

12．按照权利要求1至4之一的声表面波滤波器，其特征在于至少一条臂包括带有转导单元介入反射单元之间的DART型谐振器。

13．按照权利要求12的声表面波滤波器，其特征在于该DART型谐振器包括谐振腔。

14．按照权利要求12或13的声表面波滤波器，其特征在于极点数是偶数及在于转导单元的转导中心与邻接所述转导单元的反射单元的反射中心之间的距离在(3±d)λ／8+kλ／2的范围中，其中λ为对应于该滤波器的中心频率的波长，d小于1而k为整数。

15．一种声表面波滤波器，其特征在于它包括若干组谐振器的串联，其中至少一组谐振器对应于权利要求1至14之一。

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