CN1270295C

CN1270295C - Pll电路

Info

Publication number: CN1270295C
Application number: CNB2004100053170A
Authority: CN
Inventors: 清濑雅司; 白石卓也
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2003-02-12
Filing date: 2004-02-05
Publication date: 2006-08-16
Anticipated expiration: 2024-02-05
Also published as: KR20040073352A; US6933790B2; US20040183576A1; TW200416709A; KR100585899B1; JP2004265569A; CN1534627A

Abstract

本发明提供一种PLL电路。当光盘(1)为DVD-R/RW时，在第1回路(A)中，使电压控制振荡器(110)的振荡时钟的分频时钟和抖动信号频率同步。还有，在第2回路(A)中，使电压控制振荡器(110)的振荡时钟的分频时钟和LPP信号相位同步。另一方面，当光盘(1)为DVD+R/RW时，在第1回路(A)中，使电压控制振荡器(110)的振荡时钟的分频时钟和抖动信号频率同步。还有，在第2回路(B)中，把恒定电压施加在电压控制振荡器(110)的控制电压输入连接端(b)上。可很好地抑制生成与槽脊前置坑信号被叠加在抖动信号上之后的第1基准信号和由抖动信号组成的第2基准信号的其中一方同步的时钟的PLL电路的电路规模的增大。

Description

PLL电路

技术领域

本发明涉及一种PLL电路，取入在槽脊前置坑信号被叠加在抖动信号上之后的第1基准信号和由抖动信号组成的第2基准信号的其中一方并生成与第1基准信号和第2基准信号的其中一方同步的时钟。

背景技术

近年，光盘等盘介质作为记录介质普及开来。在这样的状况下，把被记录在盘介质上的数据的格式作为通用格式，同时，形成于盘介质上的盘位置信息的记录方式互不相同的盘也在市场上流通。

例如，DVD-R(Digital Versatile Disc-Recordable)及DVD-RW(Digital Versatile Disc-Rewritable)、DVD+R(Digital Versatile Disc+Recordable)及DVD+RW(Digital Versatile Disc+Rewritable)就是那些盘介质。这些DVD-R及DVD-RW(以下记为DVD-R/RW)和DVD+R及DVD+RW(以下记为DVD+R/RW)是指用于记录遵照图13所示的相互通用的格式的数据的格式化了的盘介质。

图13所示的数据是成为往上述各盘介质记录的对象的DVD数据，8位数据被调制为16位数据，而且还带有同步信号等。具体来说，是由32位的同步信号(图中标记为“槽”)和1456位的经调制了的数据组成。也就是说，728位的数据经8-16调制后变成1456位数据，这些经调制了的1456位数据在各数据的最前头被加了32位的同步信号(槽)并由此生成1帧记录数据。在DVD中，26个这样的1帧记录数据被作为1个扇区处理。此图13表示DVD中的1个扇区的记录数据的构造。

这样的记录带有规定格式的DVD数据的上述各盘介质分别用如下记录方式记录其盘位置信息。

上述DVD-R/RW具备有由形成于盘的平坦面(槽脊)的被称为凹槽的沟构成的记录轨。此凹槽微微蛇行(摆动)着被形成，具有规定周期的抖动信号由此蛇行取出。此抖动信号是以相当于上述数据格式的2帧的数据记录区对应16周期的比率形成的(图14(a))。

还有，除了摆动之外，在此盘介质中记录轨上还以规定的间隔设有包含被称为槽脊前置坑(LPP)的盘位置信息的区域。具体来说，此LPP被设在每个与上述数据格式的2帧对应的数据的记录区上。然后，这个从LPP取出的LPP信号借助于被设在与上述数据格式的各16扇区相当的记录区上的LPP的集合表示其盘位置信息。

另一方面，DVD+R/RW也具备有由形成于盘的平坦面(槽脊)的被称为凹槽的沟构成的记录轨。还有，此凹槽也微微蛇行(摆动)着被形成，具有规定周期的抖动信号由此蛇行取出。

但是，此抖动信号是在相当于上述数据格式的2帧的数据记录区中以93周期形成的(图14(b))。还有，在DVD+R/RW中并没有形成包含上述盘位置信息的LPP。取而代之，上述凹槽被形成为使得对上述规定的周期对上述抖动信号实施与被称作ADIP(ADdress In Pregroove)的盘位置信息对应的相位调制。具体来说，在上述数据格式的每2帧数据的记录区对此抖动信号进行1次相位调制。然后，借助于从与上述数据格式的各4扇区相当的记录区得到的ADIP表示该盘位置信息。

当在这些各盘介质上记录数据时，最好在旋转控制盘介质的同时根据与盘介质的旋转动作相对应的基准时钟通过使激光照射在被旋转控制的盘介质上进行数据的记录动作。这样，通过使用与被旋转控制的盘介质的旋转动作相对应的基准时钟可以可靠地进行数据的记录控制，例如，可以使被记录在盘介质上的1位的数据记录区保持恒定等。

这个与被旋转控制的盘介质的旋转动作相对应的基准时钟可以通过再生上述抖动信号和LPP信号并用PLL电路生成和这些抖动信号和LPP信号同步的脉冲信号获得。作为这样的PLL电路的一例有比如下述专利文献1所示的例子。在这样的PLL电路中，通过电压控制振荡器对被振荡控制的时钟和抖动信号或LPP信号进行相位比较，通过把和这2个信号的频率差相应的电压反馈到电压控制振荡器使得从该电压控制振荡器振荡输出的时钟和抖动信号及LPP信号同步。

【专利文献1】

特开2002-230915号公报

发明内容

(发明要解决的问题)

但是，如上所述，作为盘介质的DVD-R/RW和DVD+R/RW其盘位置信息的记录方式不同，因此，对它们记录数据的装置对DVD-R/RW和DVD+R/RW具备各不相同的电路。此时，输出与上述被旋转控制的盘介质的旋转动作相对应的基准时钟的时钟生成电路因其电路规模大而对这些DVD-R/RW和DVD+R/RW具备各不相同的电路。数据记录控制装置的电路规模变大的问题变得特别显著。

本发明就是鉴于上述情况而成的，其目的在于：很好地抑制生成与槽脊前置坑信号被叠加在抖动信号上之后的第1基准信号和由抖动信号组成的第2基准信号的其中一方同步的时钟的PLL电路的电路规模的增大。

(解决问题的手段)

此发明是一种PLL电路，其取入第1基准信号和第2基准信号的其中一方并生成和上述第1基准信号及第2基准信号的其中一方同步的时钟，所述第1基准信号是将槽脊前置坑信号叠加在具有第1周期的第1抖动信号上的信号，所述第2基准信号由具有比上述第1周期短的第2周期的第2抖动信号组成，其特征在于，具备有：电压控制振荡器，其输出和控制电压相对应的振荡时钟；第1回路，其根据上述第1抖动信号及上述第2抖动信号的其中一方与上述振荡时钟的比较结果，控制上述电压控制振荡器的振荡时钟的频率及相位的至少一方；和第2回路，其根据上述槽脊前置坑信号与上述振荡时钟的比较结果，控制上述电压控制振荡器的振荡时钟的频率及相位的至少一方；在给出上述第1基准信号时，为了进行粗调而使上述第1回路工作后，为了进行微调而使第2回路工作并控制上述振荡时钟，在给出上述第2基准信号时，使上述第1回路工作，并视上述第2回路为无效，借助于上述第1回路控制上述振荡时钟，由此很好地抑制电路规模的增大。

(发明效果)

根据本申请，可以很好地抑制生成与槽脊前置坑信号被叠加在抖动信号上的第1基准信号和由抖动信号组成的第2基准信号的其中一方同步的时钟的PLL电路的电路规模的增大。

附图说明

图1是表示与本发明相关的PLL电路的一实施方式的构成的方框图。

图2是表示在同实施方式中的电压控制振荡器的构成的电路图。

图3是表示在同实施方式中的电压控制振荡器的特性的图。

图4是表示在同实施方式中的电压控制振荡器的特性的图。

图5是表示在同实施方式中的电压控制振荡器的特性的图。

图6是表示在同实施方式中的电压控制振荡器的特性的图。

图7是表示抖动信号及LPP信号的特性的时间图。

图8是表示同实施方式的充电泵的构成的图。

图9是表示同实施方式的上升沿比较部及充电泵单元的构成的电路图。

图10是表示在同实施方式中和抖动信号频率同步了的时钟的生成式样的脉冲波形图。

图11是表示同实施方式的相位比较电路及充电泵单元的构成的电路图。

图12是表示和在同实施方式中的LPP信号相位同步了的时钟的生成式样的时间图。

图13是表示在DVD中经调制了的数据的格式的图。

图14是表示DVD-R及DVD+R的抖动信号的时间图。

图中符号说明：

1：光盘；10：光学头；20：RF放大器；100：时钟生成装置；105：分频器；110：电压控制振荡器；112、114：电流源；115：增益控制电路；115a：寄存器；116：控制电压产生电路；118：环形振荡器；120a、120b：比较部；130a、130b：充电泵；131a：增益切换电路；132a：输出部；133a：偏置电路；140：加法器；142：低通滤波器；150：相位比较电路；160：充电泵；172：指令部；174：LPP输出部；176：分频器；180、182：监控电路；184：电压产生电路；185：切换电路；186：控制电路。

具体实施方式

以下参照附图对把与本发明相关的PLL电路应用于以DVD-R/RW和DVD+R/RW为盘介质并为了在其上记录数据而进行控制的数据记录控制装置的PLL电路的一实施方式进行说明。

图1是表示上述数据记录控制装置的构成的方框图。

作为上述数据记录控制装置的记录对象的盘介质的光盘1为可写入(记录)数据的盘介质的DVD-R/RW或DVD+R/RW。

另一方面，上述数据记录控制装置具备有光学头10和RF放大器20及时钟生成装置100。这里，光学头10为把激光照射向光盘1并接收被照射到光盘1上的激光的反射光的电路。还有，RF放大器20为从在光学头10中被接收的反射光生成2值的数字信号并生成上述抖动信号和LPP信号的电路。

然后，与本实施方式相关的时钟生成装置100为根据这样的抖动信号和LPP信号并根据上述光盘1是DVD-R/RW还是DVD+R/RW分别生成适合于记录动作的时钟的PLL电路。

为了说明的方便起见，以下假设DVD-R/RW为光盘1，并对此时钟生成装置100的构成进行说明。

在作为光盘1的DVD-R/RW中螺旋状地形成有起该盘内的引导槽作用的预刻沟槽，同时邻近于螺旋状地形成的预刻沟槽形成有槽脊前置坑(以下称为LPP)。其中，上述预刻沟槽被形成为在光盘1上呈蛇行之状。带有此蛇行(摆动)成分的信号具有“140.6kHz”的频率。另一方面，上述LPP是以规定间隔沿着螺旋状地形成于光盘1上的预刻沟槽形成的。此间隔被设定为可以在上述抖动信号的大约16脉冲中得到1脉冲比率的信号的间隔。根据此LPP的再生所得到的信号为LPP信号。

然后，在上述时钟生成装置100中生成以LPP信号的频率的分频比“1/2976”分频的时钟，换言之生成在各LPP信号的脉冲之间有2976个脉冲的时钟。由此，时钟成为具有“26.16MHz”频率的信号。

详细来说，在上述时钟生成装置100中，在进行了使振荡时钟几乎和抖动信号频率同步的处理后，进行根据LPP信号调节该时钟的相位的处理，通过这样的2级处理，生成和这样的LPP信号相位同步的时钟。具体来说，在抖动信号和振荡时钟之间的频率差小到限定在规定范围内的程度后，对基于LPP信号的振荡时钟进行相位控制。这是根据：因LPP信号的频度比抖动信号的频度低或在数据记录时在盘介质上所形成的LPP缺失，导致难以生成和此LPP信号同步的时钟。因此，在本实施方式中，在根据抖动信号对时钟进行了粗调后，再根据LPP信号进行微调，由此生成和LPP信号相位同步的时钟。

进行了这样控制的上述时钟生成装置100如图所示那样具备有使其输出的时钟的基于分频器105的分频时钟和抖动信号频率同步的第1回路A、使同输出的时钟的分频时钟和LPP信号相位同步的第2回路B这2个锁相回路。然后，这些第1回路A和第2回路B共享输出在该时钟生成装置100中所生成的上述时钟的电压控制振荡器110。此电压控制振荡器110具备有2个控制电压输入连接端a、b，与上述分频时钟和抖动信号之间的频率差相对应的电压、与同分频时钟和LPP信号之间的相位差相对应的电压分别被施加在这些各控制电压输入连接端上。

这里，对由上述第1回路A和第2回路B共享的电压控制振荡器110进行说明。

图2为表示电压控制振荡器110的构成的电路图。

如图2所示，此电压控制振荡器110备有第1电流源112、第2电流源114、增益控制电路115、控制电压产生电路116及环形振荡器118。

这里，第1电流源112是在用与从控制电压输入连接端a输入的控制电压对应的控制电流驱动环形振荡器118时进行增益调节的部分。详细来说，此第1电流源112具备有多个由p沟道晶体管Tip组成的输出侧电流通路以及与其串联的开关SWi，这些通路和开关在电源电压VDD的电源和第1电流源112的输出之间互相并联着。这里，开关SWi为借助于上述增益控制电路115控制电源及输出间的导通及断路的电路。由此，互相并联的输出侧电流通路的使用级数被设定。

还有，第1电流源112具备有由在电源电压VDD及接地间串联的N沟道晶体管Tan及p沟道晶体管Tap组成的输入侧电流通路。然后，根据通过控制电压输入连接端a被施加在上述N沟道晶体管Tan的栅极上控控制电压的大小决定流过与其串联的p沟道晶体管Tap的电流量，并决定栅极的电压。然后，在和p沟道晶体管Tap进行了电流反射镜连接的p沟道晶体管Tip的栅极上施加有和p沟道晶体管Tap的栅极电压同样的电压。还有，在和此p沟道晶体管Tip并联的p沟道晶体管Tip的栅极上也施加有同样的电压，由此决定流过源极及漏极间的电流量。因此，根据被施加在控制电压输入连接端a的控制电压的大小，从第1电流源112输出的电流量被控制。

还有，第2电流源114也是具有和上述第1电流源112同样构成的电路。

第2电流源114备有由串联连接在电源电压VDD与接地间的N沟道晶体管Tbn及P沟道晶体管Tbp构成的输入侧电流通路。而且，根据经控制电压输入端子b而被施加在上述N沟道晶体管Tbn的栅极上的控制电压的大小，决定流经与其串联连接的P沟道晶体管Tbp的电流量，以决定栅极的电压。并且，在与P沟道晶体管Tbp电流反射镜连接的P沟道晶体管Tkp的栅极上，施加与P沟道晶体管Tbp的栅极电压相同的电压。进而，在与该P沟道晶体管Tkp并联连接的P沟道晶体管Tkp的栅极上也施加相同的电压，以决定流经源极与漏极之间的电流量。因此，根据施加在控制电压输入端子b上的控制电压的大小，可以控制从第2电流源114输出的电流量。

这样，第2电流源114是在用与从控制电压输入连接端b输入的控制电压对应的控制电流驱动环形振荡器118时进行增益调节的部分。根据被施加在控制电压输入连接端b的控制电压的大小，其输出的电流量被控制。

增益控制电路115为根据被存放在寄存器115a中的模式数据转换控制第1电流源112和第2电流源114的电路。也就是说，增益控制电路115有选择地开闭第1电流源112的开关SWi及第2电流源114的开关SWk改变第1及第2电流源112、114的输出电流相对于施加往各控制电压输入连接端a、b的电压的变化的变化情况。

控制电压产生电路116是把从第1电流源112及第2电流源114输出的电流信号转换为电压信号的电路。此控制电压产生电路116是由N沟道晶体管T1n、T2n和p沟道晶体管T3p及T4p组成的2级电流反射镜电路构成的。然后，把和p沟道晶体管T4p及2级电流反射镜电路串联的N沟道晶体管T5n的栅极偏压输出到环形振荡器118。

环形振荡器118是被构成为可供电地被连接在电源电压VDD和接地之间的反相器IV奇数级被串联的电路。然后，被供给这些各反相器IV的电流量根据被施加在上述控制电压输入连接端a及控制电压输入连接端b的控制电压而被控制。详细来说，在上述电源电压VDD和各反相器IV之间各自连接有p沟道晶体管Tjp，还有，在各反相器IV和接地点之间各自连接有N沟道晶体管Tjn。然后，对应于上述第1电流源112及第2电流源114的输出电流的电压通过控制电压产生电路116被施加在控制流入这些反相器IV的电流量的晶体管Tjp、Tjn上。

以下对电压控制振荡器110的特性进行说明。

图3是表示被施加往上述控制电压输入连接端a的控制电压和电压控制振荡器110的振荡频率之间关系的图。在图3中，曲线f1为当被施加在上述控制电压输入连接端b上的电压为“0”时的曲线。如图3所示，被施加往上述控制电压输入连接端a的控制电压越大，振荡频率升得越高。

还有，曲线f2～f4为在往控制电压输入连接端b施加电源电压VDD时当用于设在前面的图2中的第2电流源114中的输出侧电流通路的级数分别为“1”个～“3”个时的曲线。如图3所示，当被施加往控制电压输入连接端a的控制电压为恒定时，第2电流源114中的上述输出侧电流通路的使用级数越多，振荡频率升得越高。

然后，在施加往控制电压输入连接端a的控制电压一定的条件下，在先前的图2所示的第2电流源114中被设成有源的输出侧电流通路的级数越多，在把施加往控制电压输入连接端b的电压设成可变时的振荡频率的带宽就变得越宽(ΔA＜ΔB＜ΔC)。

因此，如果把在先前的图2所示的第2电流源114中被设成有源的输出侧电流通路的级数固定为规定个数“n”，则在把施加往控制电压输入连接端a及控制电压输入连接端b的电压设成可变时的电压控制振荡器110的振荡频带就变成图4中斜线所示的频带。

还有，在把被施加到控制电压输入连接端b上的电压设成“0”的条件下，如果改变了在先前的图2所示的第1电流源112中被设成有源的输出侧电流通路的级数，则施加往控制电压输入连接端a的电压和振荡频率之间的关系就变成如图5所示那样。这里，被用于第1电流源112中的输出侧电流通路的级数依照曲线f1’、曲线f1、曲线f1”的次序增多。如图5所示，被用于第1电流源112中的上述输出侧电流通路的级数越多，振荡频率的上升程度随施加在控制电压输入连接端a的电压的变化就越大。

还有，这些在图3～图5中图解式例示的性质在颠倒控制电压输入连接端a和控制电压输入连接端b的作用上时也一样。

在具备有这样的2个控制电压输入连接端a和控制电压输入连接端b的电压控制振荡器110中，在本实施方式中分别把先前图1所示的低通滤波器142的输出电压Va施加在控制电压输入连接端a上、把同图1所示的低通滤波器170的输出电压Vb施加在控制电压输入连接端b上。由此，通过控制电压输入连接端a使电压控制振荡器110的振荡时钟(正确地说是其分频时钟)和抖动信号频率同步，同时，通过控制电压输入连接端b使上述时钟(正确地说是其分频时钟)和LPP信号相位同步。也就是说，如图6(a)所示那样在控制电压输入连接端a这边进行振荡频率的粗调，同时，如图6(b)所示那样在控制电压输入连接端b这边进行振荡频率的微调。

下面进一步说明对此电压控制振荡器110的振荡频率进行基于第1回路A的粗调及基于第2回路B的微调的电路。

这里，首先对上述第1回路A进一步进行说明。

在此第1回路A中，分别比较电压控制振荡器110的振荡时钟的分频时钟和抖动信号的上升沿及下降沿，根据此比较结果控制电压控制振荡器110。象这样使用上升沿及下降沿双方是基于以下理由。

如图7所示，借助于激光读取的和上述盘介质的摆动的相对应的信号(图7(a))借助于上述RF放大器20被2值化并成为抖动信号(图7(b))。此抖动信号因其占空比可变，在根据上述分频时钟和抖动信号之间的相位差控制上述电压控制振荡器110时，该控制有可能受此占空比变化的影响。

但是，如图7(d)所示，抖动信号尽管其脉冲宽度Wh发生变化，各脉冲中心间的周期Tw和相位保持不变。因此，根据此脉冲中心的周期Tw及相位和上述分频时钟的脉冲中心的周期及相位控制该电压控制振荡器110，由此可以避免受占空比变化的影响。

具体来说，在先前的图1所示的第1回路A中，首先，在上升沿比较部120a及下降沿比较部120b中，抖动信号和分频时钟的上升沿及下降沿被比较。然后，基于这些比较结果的信号在充电泵130a及充电泵130b上被转换为规定的输出。这些输出的经转换了的信号在加法器140上被合成，并在低通滤波器142上被平滑后作为控制电压被施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端a上。通过此控制电压被控制的电压控制振荡器110的振荡时钟的频率在经上述分频器105分频后被输入上述上升沿比较部120a及下降沿比较部120b。这样，电压控制振荡器110的振荡时钟(的分频时钟)被控制成和抖动信号频率同步。还有，此分频器105的分频比为“1/186”，由此，电压控制振荡器110的输出信号被控制为“26.16MHz”。

这里，如图8所示，充电泵130a被构成为可以对增益进行可变控制。也就是说，充电泵130a具备有输出和上述上升沿比较部120a的输出信号相应的电流的多个充电泵单元CP和有选择地驱动同充电泵单元CP之中的几个的增益切换电路131a。然后，被驱动的充电泵单元CP的级数借助于此增益切换电路131a被转换，由此可以转换充电泵130a的增益即充电泵130a的输出电流量相对于相位比较输出的程度。

图9表示上升沿比较部120a及充电泵单元CP的电路构成。如图9所示，充电泵单元CP具备有输出和从上述上升沿比较部120a输出的信号对应的信号的输出部132a、调节该输出部132a的输出的偏置电路133a。这里，输出部132a在抖动信号的脉冲的上升时刻比上述分频时钟的脉冲的上升时刻还要快的情况下在从该抖动信号上升了的时刻到分频时钟上升的时刻为止的期间输出(充电动作)高电平的信号。还有，在上述分频时钟的脉冲的上升时刻比抖动信号的脉冲的上升时刻要快的情况下在从分频时钟上升了的时刻到该抖动信号上升的时刻为止的期间输出(放电动作)低电平的信号。

还有，在充电泵130a中被设定为当进行上述充电动作及放电动作的时间相等时这些充电电流和放电电流相等。

另一方面，在上升沿比较部120a中，在从上述被输入的抖动信号及分频时钟的脉冲的某一方上升开始到另一方上升为止的时间通过充电泵130a进行用于输出规定的输出信号的控制。首先，抖动信号及分频时钟分别被输入另外的触发器(F/F)，然后，和被输入的脉冲的上升沿同步并从这些触发器输出“H”电平信号。还有，在被输入2个触发器的脉冲双方都上升后，通过使这2个触发器复位，从充电泵130a输出上述信号被中断。

还有，先前的图1所示的下降沿比较部120b及充电泵130b具有分别和上升沿比较部120a及充电泵130a同样的构成。于是，如图1所示，在下降沿比较部120b中，被输入到上升沿比较部120a的信号通过反相器被反相并被输入，下降沿由此被检测出。

图10表示被输入到上升沿比较部120a及下降沿比较部120b的信号和加法器140的输出之间的关系。如图10所示，在分频时钟的上升沿及下降沿(图10(b))和抖动信号的脉冲的上升沿及下降沿相等的情况(图10(a)的β)下，来自加法器140的输出几乎为“0”。

与此相对，在抖动信号的脉冲宽度比分频时钟的脉冲宽度窄的情况(图10(a)的α)下，在从分频时钟上升开始到抖动信号的脉冲上升为止的时间内，低电平的信号从上述加法器140被输出(被进行放电动作)(图10(c)的α)。还有，在从抖动信号的脉冲下降开始到分频时钟下降为止的时间内，高电平的信号从上述加法器140被输出(被进行充电动作)(图10(c)的α)。于是，从这些分频时钟上升开始到抖动信号的脉冲上升为止的时间和从抖动信号的脉冲下降开始到分频时钟下降为止的时间相等，因此，这些放电电流和充电电流变得相等。

另一方面，在抖动信号的脉冲宽度比分频时钟的脉冲宽度宽的情况(图10(a)的γ)下，在从抖动信号的脉冲上升开始到分频时钟上升为止的时间内，高电平的信号从上述加法器140被输出(被进行充电动作)(图10(c)的γ)。还有，在从分频时钟下降开始到抖动信号的脉冲下降为止的时间内，低电平的信号从上述加法器140被输出(被进行放电动作)(图10(c)的γ)。于是，从这些抖动信号的脉冲上升开始到分频时钟上升为止的时间和从分频时钟下降开始到抖动信号的脉冲下降为止的时间相等，因此，这些充电电流和放电电流变得相等。

这样，在脉冲中心相等的情况下，在充电泵130a及130b中，充电电流和放电电流变得相等。因此，被控制为使得抖动信号和分频时钟的脉冲的中心一致，而和抖动信号的脉冲及分频时钟的脉冲的各脉冲宽度的差异无关。

下面对使得上述电压控制振荡器110的振荡时钟的分频时钟和LPP信号相位同步的电路的先前的图1所示的第2回路B进一步进行说明。

在此第2回路B中，首先，通过预测应该是LPP信号被检测出来的时间来进行区分输入到电压控制振荡器110的LPP信号和噪声的处理。也就是说，在指令部172中，在记录开始时LPP信号刚开始被检测出来的时刻被存储，同时对比如时钟生成装置100所输出的时钟进行计数等动作，以估计从LPP信号被检测到开始到下一个LPP信号被检测出为止的时间。然后，在指令部172中，和应该是LPP信号被检测出来的时间同步着在每规定周期输出窗脉冲。此窗脉冲的脉冲宽度具有覆盖所有LPP信号有可能被检测出的时间的时间宽度。另一方面，在输出部174中，在此窗脉冲被输入的时间内，只有在LPP信号被检测出来时该LPP信号才被输出。由此可以避免把照射错当成LPP信号检测出来。

从这个LPP输出部174被输出的LPP信号在相位比较电路150上和电压控制振荡器110的振荡时钟经分频器176分频后的分频时钟被进行相位比较。基于此比较结果的信号在充电泵160上被转换成规定的输出电平后在低通滤波器170上被平滑。然后，低通滤波器170输出的控制电压信号被施加在上述电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上。

虽然上述分频器176的分频比为“1/2976”，但生成输出和上述LPP信号相比偏离了规定相位的时钟。于是，在相位比较电路150中，只有在LPP信号从LPP输出部174被输出时，才输出基于该LPP信号和由分频器176分频的分频时钟的比较结果的信号。因此，在相位比较电路150中，把以分频比“1/2976”对电压控制振荡器110的振荡时钟进行了分频的分频时钟和LPP信号进行比较。由此，电压控制振荡器110的振荡时钟的频率被控制为“26.16MHz”。

详细来说，这些LPP信号和分频时钟的比较被控制为通过上述分频器176从电压控制振荡器110被输入相位比较电路150的脉冲的上升沿和被输入相位比较电路150的LPP信号的脉冲的中心一致。此外，用于进行这样控制的LPP输出部174和相位比较电路150等具有如图11所示那样的构成。还有，在图11中被连接在相位比较电路150的输出侧的充电泵单元CP是装备在上述充电泵160内的单元。此充电泵160和先前的图8所示的充电泵130a具有同样的构成。

这里，把先前的图1所示的窗脉冲、LPP信号、从分频器176输出的分频时钟及充电泵160的输出的关系表示于图12。

也就是说，在窗脉冲没被输入到上述LPP输出部174的期间(图12(a))，即便混入了噪声(图12(b))，该噪声也不会被输出到相位比较电路150。与此相对，在窗脉冲(图12(a))被输入到LPP输出部174时，LPP信号一旦被输入(图12(b))，该LPP信号就会被输出到上述相位比较电路150。由此，在上述充电泵160中，在从LPP信号被输入到相位比较电路150开始到分频时钟(图12(c))的脉冲上升为止的期间输出高电平的信号(图12(d))。于是，在LPP信号的脉冲被输入的期间且在分频时钟的脉冲上升(图12(c))的期间，上述充电泵160输出低电平的信号。

此外，此充电泵160被设定为当进行充电动作和放电动作的时间相等时这些充电电流和放电电流也变得相等。由此，当分频时钟的上升沿到达LPP信号的中心时，充电时间和放电时间变得相等，因此，这些充电电流和放电电流变得相等。这样，根据充电泵160的输出信号，电压控制振荡器110被控制为分频器176的分频时钟脉冲的上升沿和LPP信号的脉冲的中心一致。

特别是电压控制振荡器110的振荡时钟借助于基于此第2回路B的微调几乎和抖动信号频率同步，同时和LPP信号相位同步。因此，即便先前图7(c)所示的LPP信号和图7(b)所示的抖动信号的中心如图7(d)所示那样变动，电压控制振荡器110的振荡时钟也会被控制成和LPP信号相位同步。

接着，对在使得几乎和抖动信号频率同步后用第1回路A及第2回路B进行使得和LPP信号相位同步的粗调及微调的2级处理的电路进行说明。

如图1所示，在本实施例中，作为用于进行上述粗调及微调的电路具备有第1监控电路180、第2监控电路182及控制电路186。

这里，第1监控电路180为取入抖动信号和经分频器105分频的分频时钟并监视基于第1回路A的这些抖动信号是否已经和分频时钟频率同步的电路。

还有，第2监控电路182为取入LPP信号和经分频器176分频的分频时钟并监视基于第2回路B的这些LPP信号和分频时钟的状态的电路。

还有，控制电路186是为了根据来自这些第1监控电路180、第2监控电路182的信号进行上述粗调及微调而控制第1监控电路180、第2监控电路182的电路。

下面对在具有这样构成的数据记录控制装置中当光盘1为DVD+R/RW时用于进行数据的记录动作的电路进行说明。

在作为此光盘1的DVD+R/RW中螺旋状地形成有起该盘内的引导槽作用的预刻沟槽。此预刻沟槽被形成为在光盘1上呈蛇行之状。带有此蛇行(摆动)成分的信号具有“817.5kHz”的频率。于是，在上述时钟生成装置100中输出抖动信号的频率被以分频比“1/32”分频后的时钟。

也就是说，在本实施方式中，在光盘1为DVD+R/RW的情况下，用上述第1回路A使电压控制振荡器110的输出时钟和DVD+R/RW的抖动信号同步。详细来说，把分频器105的分频比设定为“1/32”，由此，根据“817.5kHz”的抖动信号把电压控制振荡器110的振荡时钟的频率控制为“26.16MHz”。于是，此时，在上述第2回路B中，通过把一定电压施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上形成开环控制。

为了进行这样的控制，在本实施方式中具备有把一定电压往上述第2回路B的低通滤波器170输出的电压产生电路184和使该电压产生电路184及低通滤波器170之间导通及断路的切换电路185。这里，电压产生电路184为产生规定直流电压的电路。还有，切换电路185为被上述控制电路186控制的电路。

这里，分别对当光盘1为DVD-R/RW时以及为DVD+R/RW时以基于上述控制电路186的控制为中心说明与在时钟生成装置100中的时钟的生成相关的控制。

在这一系列处理中，首先，在该时钟生成装置100的外部，表示光盘1是DVD-R/RW还是DVD+R/RW的模式信号从统管数据记录控制装置的各部分控制的微型计算机等被输入控制电路186。还有，模式数据从此微型计算机等被写入先前的图2所示的电压控制振荡器110的增益控制电路115内的寄存器115a中。在电压控制振荡器110中，第1电流源112及第2电流源114的输出侧电流通路的使用级数根据此模式数据被设定成根据光盘1是DVD-R/RW还是DVD+R/RW形成适合于相应情况的增益(驱动能力)。

还有，在图1所示的控制电路186中，把充电泵130a、130b设定到适合于光盘1的驱动能力。基于此控制电路186的各充电泵130a、130b的驱动能力的设定是通过对先前的图8所示的增益切换电路或与此相当的电路输出指令信号来进行的。

还有，在控制电路186中，在切换切换电路185使之把电压产生电路184的输出电压施加在低通滤波器170上、同时把充电泵160设成非驱动状态。也就是说，在具有和先前的图8所示的构成同样构成的充电泵160中，通过不把使能信号施加到所有的充电泵单元CP把所有这些设成非驱动状态。

通过这一系列处理完成在时钟生成装置100中的初始设定。以下对在这样的初始设定后进行的振荡时钟的生成方式在光盘1为DVD-R/RW的情况下和为DVD+R/RW的情况下分别进行说明。

(光盘1为DVD-R/RW的情形)

首先，当抖动信号被输入该时钟生成装置100时，在上述第1回路A中取得电压控制振荡器110的振荡时钟(实际上是经分频器105分频后的分频时钟)和抖动信号的频率同步。此时，在第2回路B中充电泵160被设成非驱动状态，来自上述电压产生电路184的直流电压即恒定电压被施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上。因此，在此时刻，第2回路B变成开环控制，被设成无效。

然后，在第1回路A中，在通过第1监控电路180检测到电压控制振荡器110的振荡时钟的分频时钟和抖动信号之间的频率差落在规定范围内时，在控制电路186中使第2回路B有效地动作，使之转换为闭环控制。也就是说，把充电泵160内的规定个数的充电泵单元CP设成驱动状态，同时，把切换电路185转换成来自电压产生电路184的电压不被施加到上述低通滤波器170。由此，与电压控制振荡器110的振荡时钟(实际上是经分频器176分频后的分频时钟)和LPP信号之间的相位差相对应的电压被施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上。

还有，在控制电路186中，在进行此转换的同时还进行使上述充电泵130a、130b的驱动能力下降的控制。这是因为在抖动信号和振荡时钟之间的频率差减小后使第1回路A这一方的权重比第2回路B这一方的轻。也就是说，在相对于抖动信号的周期基本结束之后变得不容易受第1回路A这一方的影响，可以对基于第2回路B的振荡时钟适当地进行微调。

还有，在如上所述那样进行基于第1回路A的粗调的期间，把来自电压产生电路184的电压施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上，由此，可以实现向基于第2回路B的微调的转换的平稳化。也就是说，通过使充电泵160从非驱动状态向驱动状态转换可以避免因被施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上的电压值的急剧变化所引起的振荡频率的急剧变化。

还有，基于电压产生电路184的向控制电压输入连接端b的施加电压最好被设定为和假设在借助于第2回路B取得了电压控制振荡器110的振荡时钟和LPP信号之间的相位同步时被施加在控制电压输入连接端b上的电压大致相等。由此可以尽可能抑制因把充电泵160从非驱动状态向驱动状态转换所引起的被施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上的电压值的变化。

还有，基于电压产生电路184的向控制电压输入连接端b的施加电压最好取为被施加在控制电压输入连接端b上的电压的最大值和最小值的大约中间值。

(光盘1为DVD+R/RW的情形)

首先，当抖动信号被输入该时钟生成装置100时，在上述第1回路A中取得电压控制振荡器110的振荡时钟(实际上是经分频器105分频后的分频时钟)和抖动信号的频率同步。另一方面，在第2回路B中充电泵160被设成非驱动状态，来自上述电压产生电路184的直流电压即恒定电压被施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上。这样，当光盘1为DVD+R/RW时，第2回路B成为开环控制。

还有，在此光盘1为DVD+R/RW的情况下，和光盘1为DVD-R/RW的情形相比，使第1回路A的增益不同。也就是说，对这些抖动信号而言，在其频率等上存在差异，因此，可以借助于不同的增益进行比较适当的控制。例如，DVD-R/RW的抖动信号和DVD+R/RW的抖动信号相比其频率较低，因此，在上述第1回路A的频率差落在规定范围内的增益最好是在DVD-R/RW的情形的比在DVD+R/RW的情形的高。

此增益调节可以借助于上述电压控制振荡器110和充电泵130a、130b的增益(驱动能力)的调节进行。

还有，在电压产生电路184中，也可以设成产生多个不同的电压。由此可以根据光盘1是DVD-R/RW还是DVD+R/RW进行更适当的控制。

根据以上所说明的实施方式可以得到以下的效果。

(1)当光盘1是DVD-R/RW时，用第1回路A及第2回路B生成记录时钟，同时，在光盘1为DVD+R/RW的情况下，用第1回路A生成了记录时钟。由此，可以根据光盘1分别生成相应的适合的时钟。

(2)在光盘1为DVD+R/RW的情况下，把恒定电压加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上。由此，即便在光盘1为DVD+R/RW的情况下，使用适用于光盘1为DVD-R/RW的情形的时钟生成装置也可以适当地生成时钟。而且，通过调节施加在电压控制振荡器110的控制电压输入连接端b上的电压可以使得在光盘1为DVD+R/RW的情况下生成时钟时的控制参数增加，进而可以提高在同时钟生成时的自由度。

(3)在光盘1为DVD-R/RW时和在光盘1为DVD+R/RW时，使电压控制振荡器110的驱动能力或充电泵130a的驱动能力不同。由此，即便这些抖动信号的频率等存在差异，在生成时钟时也可以分别进行适当的反馈控制。

(4)在光盘1为DVD-R/RW时和在光盘1为DVD+R/RW时，使分频器105或分频器176的分频比不同。详细来说，在光盘1为DVD-R/RW时，把分频器105或分频器176的分频比设定成比在光盘1为DVD+R/RW时的小。由此，可以从各抖动信号生成适当的记录时钟。

(5)由第1回路A及第2回路B共享电压控制振荡器110。由此可以减低电路规模。

(6)电压控制振荡器110具备有第1电流源112和第2电流源114，借助于这样的构成可以把该电压控制振荡器110的特性设成可变。

(7)把第1回路A所具备的充电泵130a、130b的增益设成可变的，同时，在从粗调向微调转换时使此增益降低。由此可以正确地进行基于第2回路B的微调。

(8)用指令部172预测LPP信号被检测出的时间，只在此被预测的时间才被允许在相位比较电路150上的处理，因此，可以避免把噪声错认为LPP信号。

(9)通过分别比较电压控制振荡器110的振荡时钟的分频时钟和抖动信号这两个脉冲的上升沿及下降沿可以控制电压控制振荡器110，使之排除被再生的抖动信号的占空比变化的影响。

还有，上述实施方式还可以在进行如下那样变更后实施。

·作为被输入上述第1回路A的信号并不限于抖动信号，也可以是其分频信号。

·作为被输入上述第2回路B的信号并不限于LPP信号，也可以是其分频信号。

·电压控制振荡器110的构成并不限于图2所示的构成。例如，作为控制往环形振荡器118的各反相器IV的馈电量的电流控制元件并不限于由N沟道晶体管及p沟道晶体管组成的元件。

·把电压控制振荡器110的增益作为基于寄存器115a的初始设定，但并不限于此，也可以在时钟生成装置的动作过程中作为可变的构成。这样的构成在把时钟生成装置应用于角速度一定的数据记录装置的情况下特别有效。

·作为上升沿比较部120a及下降沿比较部120b、相位比较电路150、充电泵130a、130b、160的构成并不限于先前的图8及图9及图11所示的构成。

·在生成和抖动信号频率同步的时钟的第1回路A中的抖动信号和电压控制振荡器110的振荡时钟的比较方式并不限于比较双方的上升沿及下降沿。例如，也可以只用上升沿生成和抖动信号几乎同步的信号。

·在例如没有把噪声错当成LPP信号检测出的情况下，在先前的图1所示的指令部172中也可以省略生成窗脉冲的处理。

·并不限于由第1回路A和第2回路B共享电压控制振荡器的构成。也就是说，也可以设成由第1回路A和第2回路B具备各不相同的电压控制振荡器。要是在这样的情况下，通过以基于上述实施例的方式转换往第2回路B的控制电压输入连接端的电压可以抑制在把第2回路B从开环控制转换到闭环控制时的电压控制振荡器的振荡频率的变化。

·分频器105、176的分频比并不限于上述实施方式所例示的值。例如，作为控制记录动作的实际的时钟，即便对摆动的1周期要求“186”脉冲，也可以把比如分频比设定为“372”。通过进行这样的设定可以严格地遵照在进行数据的记录控制时的各种各样的要求。

·数据记录控制装置的构成并不限于图1所例示的构成。

Claims

1.一种PLL电路，其取入第1基准信号和第2基准信号的其中一方并生成和上述第1基准信号及第2基准信号的其中一方同步的时钟，所述第1基准信号是将槽脊前置坑信号叠加在具有第1周期的第1抖动信号上的信号，所述第2基准信号由具有比上述第1周期短的第2周期的第2抖动信号组成，其特征在于，具备有：

电压控制振荡器，其输出和控制电压相对应的振荡时钟；

第1回路，其根据上述第1抖动信号及上述第2抖动信号的其中一方与上述振荡时钟的比较结果，控制上述电压控制振荡器的振荡时钟的频率及相位的至少一方；和

第2回路，其根据上述槽脊前置坑信号与上述振荡时钟的比较结果，控制上述电压控制振荡器的振荡时钟的频率及相位的至少一方；

在给出上述第1基准信号时，为了进行粗调而使上述第1回路工作后，为了进行微调而使第2回路工作并控制上述振荡时钟，

在给出上述第2基准信号时，使上述第1回路工作，并视上述第2回路为无效，借助于上述第1回路控制上述振荡时钟。

2.根据权利要求1所述的PLL电路，其特征在于：

上述第2回路

在被给予上述第1基准信号时把与上述第1基准信号和上述振荡时钟之间的相位差相应的电压施加给上述电压控制振荡器、

在被给予上述第2基准信号时把恒定的电压施加给上述电压控制振荡器。

3.根据权利要求1或2所述的PLL电路，其特征在于：

上述第1回路具备有：

根据上述第1抖动信号和上述振荡时钟之间的相位差及上述第2抖动信号和上述振荡时钟之间的相位差的其中一个输出相应的信号的相位比较电路、

根据上述相位比较电路的输出控制电流的充电泵；

上述充电泵具有可切换驱动能力的结构。

4.根据权利要求1或2所述的PLL电路，其特征在于：

还具备有：对上述第1抖动信号、上述第2抖动信号及上述振荡时钟中的至少1个进行分频的分频器，

通过在被给予上述第1基准信号时和在被给予上述第2基准信号时改变上述分频器的分频比。

5.根据权利要求1或2所述的PLL电路，其特征在于：

上述电压控制振荡器

被设定为上述振荡时钟的频率及相位的至少一方相对于上述控制电压的变化而变化的程度为可变的。

6.根据权利要求1或2所述的PLL电路，其特征在于：

上述电压控制振荡器具有：

与上述第1和第2回路对应的2个输入连接端、和

根据施加往这2个输入连接端的电压振荡输出的环形振荡器，

上述第1回路根据上述第1抖动信号和上述振荡时钟之间的相位差及上述第2抖动信号和上述振荡时钟之间的相位差的其中一个把相应的电压施加给上述电压控制振荡器的一方的输入连接端，

上述第2回路根据上述槽脊前置坑信号和上述振荡时钟之间的相位差把相应的电压施加给上述电压控制振荡器的另一方的输入连接端。