CN1268035C - 接收和/或发射电磁信号的设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种接收和/或发射信号的设备，至少包括两个槽型天线(10，11)和连接装置，所述连接装置将所述槽型天线中的至少一个与用于处理接收和/或发射信号的装置相连。所述连接装置由公共馈线(12)组成，所述公共馈线通过与所述槽型天线的槽交叉、并端接电子部件，与所述槽型天线的所述槽电磁耦合，通过控制信号控制所述电子部件，以便在所述公共馈线的末端模拟短路或开路，从而，在所述电子部件处于导通状态时，从所述设备发出的辐射方向图与所述电子部件处于关断状态时，从所述设备发出的辐射方向图不同。本发明应用于无线链接领域。

Description

接收和/或发射电磁信号的设备

技术领域

本发明涉及一种接收和/或发射信号的设备，该设备可以用在无线传输领域，尤其可以用在如室内环境、体育馆、电视演播室或音乐厅、运动场、火车站等封闭或半封闭环境中发射的情况中。

背景技术

在已知的高容量无线发射系统中，发射机发出的信号沿着多个不同的路线到达接收机。当在接收机处将这些信号组合时，通过不同长度的路由传播的多个射线之间的相位差产生干涉图像，很有可能引起信号的渐弱(fadeout)或严重的退化。这样，如图1所示，图1示出了在频率5.8GHz，在封闭环境中的无线链接中的某点附近所测量的功率的空间分布，收到的信号功率在分数波长量级的较短距离上变化了几十分贝。此外，渐弱的位置作为如新物体的出现和经过的行人等周围环境的改变的函数，随着时间发生改变。这些归因于多路径的渐弱可以引起信号质量和系统性能的极大退化。

为了弥补于多路径相关的渐弱问题，目前使用定向天线，通过其辐射图的空间选择性，使其能够减少接收机接收的射线数目，从而削弱了多路径效应。在这种情况下，需要与信号处理电路相关的几个定向天线，以确保360°的空间覆盖范围。以本申请人名义递交的法国专利申请No.9813855也提出了一种小型多波束天线，使其能够增加阵列的谱效率。但是，对于多数室内或便携式设备，这些解决方案仍然是体积较大而且昂贵的。

为了克服渐弱，通常使用最多的技术是利用空间分集(spacediversity)的技术。如图2所示，这项技术尤其使用了如两个贴片型(patch type)天线(1，2)等与开关3相关联的一对具有较宽空间覆盖范围的天线。两个天线之间的间隔必须大于等于λ₀/2，其中λ₀是与天线的工作频率相对应的波长。利用这种类型的设备，可以看出两个天线同时处于渐弱的几率非常小。在Kamilo Feher博士的WirelessDigital Communication一书，第七章：Diversity Techniques for Mobile-Wireless Radio Systems，尤其是344页的图7.8中给出了证明结果。通过假设每个贴片(patch)所接收的电平完全独立而进行的纯几率计算，也可以证明这一点。可以这样说，在这种情况下，如果天线所接收的信号具有小于其可检测阈值的电平的几率为p(例如1％)，则对于两个天线来说，此电平低于阈值的几率就是p²(因此为0.01％)。如果两个信号并非完全不相关的，则p_div满足0.01％＜p_div＜1％，其中p_div是在分集(diversity)情况下，所接收到的电平低于可检测阈值的几率。

因此，通过监控电路(未示出)检查所接收的信号，依靠开关3，可以选择与表现出最高电平的天线相连的分支。如图2所示，天线开关3与开关4相连，当开关4将两个贴片天线1或2与Tx5电路相连时，能够使贴片天线1或2工作在发射模式，或者当开关4将两个贴片天线1或2与Rx6电路相连时，能够使贴片天线1或2工作在接收模式。

特别为了解决致密性(compactness)问题，专利US 5,714,961提出通过利用以不同模式工作的两个环形槽来获得辐射分集，借助于馈线网络来控制槽的辐射方向图。

发明内容

本发明的目的在于提出一种上述解决方案的替代解决方案，其优势在于更大的致密性、更低的成本以及实现起来更为容易。

因此，本发明的主题是一种接收和/或发射电磁信号的设备，至少包括两个槽型天线(slot type antenna)和连接装置，所述连接装置将所述槽型天线中的至少一个与用于处理接收和/或发射信号的装置相连，其特征在于所述连接装置由公共馈线组成，所述公共馈线通过与所述槽型天线的槽交叉、并端接电子部件，与所述槽型天线的所述槽电磁耦合，通过控制信号控制所述电子部件，以便在所述公共馈线的末端模拟短路或开路，从而，在所述电子部件处于导通状态时，从所述设备发出的辐射方向图与所述电子部件处于关断状态时，从所述设备发出的辐射方向图不同。

按照第一实施例，所述槽型天线至少由一个位于另一个内部的两个谐振槽组成，所述槽之一工作在基谐模式，而另一槽工作在高阶模式。在这种情况下，所述槽可以是环形、正方形或矩形的，或者可以具有任何其他兼容的形状。此外，所述槽可以装备有能够辐射圆偏振波的装置。利用这种类型的设备，当电子部件处于导通状态时，获得的辐射方向图是外侧槽的辐射方向图，然而，在电子部件处于关断状态时，获得的辐射方向图来自于内侧槽的辐射方向图和外侧槽的辐射方向图的组合。在电子部件处于关断状态的情况下，通过调整馈线的宽度以及两个槽中心之间的间隙获得对每种模式的贡献的幅度和相位调整。

按照另一实施例，所述槽型天线由围绕中心点均匀分布的多个Vivaldi型天线组成。

按照本发明的特征，在与利用信号的装置相对的一侧，所述馈线与诸如二极管、用作二极管的晶体管、MEMs(代表微机电系统)等电子部件相连，所述电子部件根据其偏压状态，能够在公共馈线的末端模拟短路(以正电压施加正向偏压时)或开路(没有偏压：V＝0)：电子部件和与公共馈线电磁耦合的所述第一槽之间的公共馈线长度以及与公共馈线电磁耦合的第一槽和第二槽之间的长度等于λ_m/4的奇数倍，其中 ${\mathrm{\λ}}_m={\mathrm{\λ}}_0/\sqrt{\mathrm{\ϵreff}},$ λ₀是真空中的波长，εreff是所述公共馈线的等价相对介电常数，此外，随后连续的槽之间的公共馈线长度等于λ_m/2的倍数。

按照实施例，所述馈线是以微带技术或共面技术形成的线路。此外，利用信号的装置包括控制装置，所述控制装置将大于等于所述部件的关断电压的电压发送到所述馈线上，作为所收到的信号电平的函数。

附图说明

通过阅读对多种实施例的描述，并参照附图，本发明的其他特征和优点将变得更加清楚，其中：

已经描述过的图1代表室内环境中天线功率的空间变化。

已经描述过的图2是空间分集式发射/接收设备的示意性平面图。

图3是依照本发明从上面表现发射/接收设备的拓扑的示意图。

图4A和4B表示基谐模式和第一高阶模式中的环形槽辐射。

图5A到5E分别是用于解释本发明工作方式的、与图3相同的示意图及等价电路图。

图6是依照本发明第二实施例的发射/接收设备的示意图。

图7A和7B是表示其形状分别与图6和图3的形状相同、但用于圆偏振工作方式的槽的示意图。

图8依照本发明示意性地表示了发射/接收设备的另一实施例。

图9A和9B分别是由Vivaldi型天线构成的槽对天线馈电的情况下，依照本发明的发射/接收设备的示意图及其等价电路图。

图10是依照本发明与利用装置相连的发射/接收设备的视图。

为了简化描述，在图中，相同的元件标有相同的参考数字。

具体实施方式

在图3中示意性示出的是依照本发明的发射/接收波的设备的第一实施例。在这种情况下，波发射/接收装置是槽型天线。更具体地，波发射/接收装置由一个位于另一个内部的两个环形槽型天线10、11构成。以所需的尺寸形成两个环形槽型天线10和11，使得内侧环形11工作在如图4B所示的基谐模式，而外侧环形槽10工作在如图4A所示的第一高阶模式。与每种模式相对应的、图4A和图4B所示的辐射方向图不同，因而，每个天线通过其辐射方向图所接收的射线的组合得到的功率电平不同。在空间分集的情况下，可以看到通过两个方向图的两种不同组合所收到的电平不可能同时对应两个渐弱。具体地，天线所接收的电平与通过其辐射方向图所接收的多个“射线”的场的矢量合成(幅度和相位矢量和)成正比。由于射线通常沿不同的路由传播，其幅度和相位通常互不相同，从而，其矢量合成可能提供接近于0的信号，即渐弱，或相反，可以相长组合，即给出信号峰。由于通过多路径所接收的方向图的组合不同，得到的信号同时对应渐弱的机会很小。因而，如上所述，可以通过简单的几率计算加以证明。利用这种安排，从而在可以从一个槽简单地切换到另一槽的条件下，能够以与现有的空间分集所获得的有效性等价的有效性克服与多路径相关的渐弱。为了完成此任务，如图3所示，及如参照图5A和5B所解释的那样，两个环形槽10和11电磁耦合于与利用信号的装置(未示出)相连的公共馈线。在本实施例中，馈线12由跨越两个槽10和11的微带线组成。

依照本发明，微带线12的末端与二极管13相连，在所示的实施例中，二极管13的另一端接地。二极管13可以是PIN型二极管(即，所采用的来自H.P.的HS-LP 489 B二极管)。此外，如图3所示，在二极管13的接线端之一与第一环形槽11之间的馈线长度11等于λ_m/4或λ_m/4的奇数倍，其中， ${\mathrm{\λ}}_m={\mathrm{\λ}}_0/\sqrt{\mathrm{\ϵreff}},$ λ₀是真空中的波长，εreff是馈线的等价相对介电常数。同样，如图3所示，二极管13的连接点与第二环形槽10之间的馈线长度12大约等于λ_m/2，或更一般地等于λ_m/2的倍数，λ_m为上面所给出的数值。现在将参照图5A到5D，对依照本发明的设备的工作方式进行描述。当二极管13处于导通状态时，即当通过线路施加直流偏压+V时，如图5A所示，线路12相对于激励装置的末端处于短路面中。按照上述所给出的线路的尺寸，在微带线12和第一天线10之间的截面等价于开路面，而微带线12与第二槽11之间的截面对应于短路面。在这些条件下，如图5C的等价图所示，只激励了外侧环形槽型天线11，而天线方向图是第一高阶模式的天线方向图，即如图4A所示。当在谐振附近工作时，通过B.Knorr首次提出的微带线和槽线之间的公知的简单转换等价图，获得图5C的等价图。电路由表示为Zfund、与环形槽10相对应的基谐模式的阻抗组成。阻抗与比例为N：1的阻抗变换器相连。阻抗变换器的另一分支与对应于特征阻抗Z_12c和电长度(electrical length)θ_12c的线路末端12c和特征阻抗Z_12b和电长度θ_12c的微带线12b的电阻(对应于线路12末端的短路)串联。此线路与比例为1∶N的另一阻抗变换器相连，此阻抗变换器与环形槽12的等价电路Z_hig相连。由特征阻抗Z_12a和电长度θ_12a的微带线12a的长度将部件12与以符号发生器G表示的激励电路相连。二极管的短路CC通过四分之一波长的线路12c对应于开路CO。也是四分之一波长的线路12b同样对应于短路CC。因而，得到图5C′所示的等价图，对应于只激励了工作在高阶模式的槽的利用一个槽的操作。

如图5B所示，当二极管13处于关断状态时，即G处于零偏压，与二极管相连的线路端处于开路面CO。在这些条件下，如图5D的等价图所示，激励了两个槽，由于此时二极管的开路CO通过四分之一波线12c对应于短路CC。天线方向图得自于由小槽10产生的基谐模式和由大槽11产生的高阶模式。通过激励线路12，在天线的输入处每个模式所对应阻抗的相对值可以调整每个模式的幅度权重。通过中心之间的间隔，即如图5E所示的两个槽的长度12b，可以调整相位权重。

此外，为了在二极管工作在导通模式时，天线设备能够只激励外侧槽的高阶模式，长度12b必须大约等于λ_m/4的奇数倍。

上述的解决方案使其可以获得比图2所示的装置更为紧凑的信号发射/接收设备。此外，在这种情况下，使用简单的二极管代替了具有三个接线端的开关，从而使其能够降低设备的成本以及开关损耗，并且使用了单一的公共馈线，从而简化的系统的实现。

现在，将参照图6到图10，对可以用在本发明的框架中的槽型发射/接收天线的多种其他实施例进行描述。例如，如图6所示，槽馈天线(slot-fed antenna)由一个位于另一个内部的两个正方形槽20、21组成，由与二极管23串联的微带馈线22对槽20、21馈电，二极管23的另一端与以符号24表示的地平面相连。相对于方槽20和21，以能够线偏振工作的方式放置馈线22。图7A和7B所示的是与图3和图6类似的槽型天线。但是，以能够以圆偏振工作的方式修改了这些天线。例如，在图7A中，槽30和31由一个位于另一个内部的两个正方形构成，由微带线32按照正方形的一条对角线对槽30和31馈电，此馈线端接于二极管33，二极管33串联在线路32的一端与地平面34之间。在图7B的情况下，槽由一个位于另一个内部的两个环形槽40、41构成，以公知的方式装配环形槽，以产生圆偏振，即以对角线相对的凹口40′、40″、41′、41″。

依照本发明，由根据上述所给出的尺寸横跨两个槽40和41的馈线42激励环形槽40和41，线路42的末端与二极管43相连，二极管43串联在线路42和地平面44之间。图8所示的是以共面技术实现的两个槽型天线和公共馈线。在这种情况下，通过共面线51来实现环形槽的激励。然后，将二极管52安排在馈线51的金属元件51′和在其上实现了形成天线的环形槽50₁和50₂的衬底的金属部分50′之间。

图9A和9B涉及在由槽型天线构成的波接收和/或发射装置由Vivaldi型天线构成的情况下，依照本发明的设备的另一实施例。在这种情况下，Vivaldi型天线围绕以图中的O表示的中心点均匀分布，以获得相当大的空间覆盖范围。

图9A所示的是由相互垂直放置的四个Vivaldi天线构成的波接收和/或发射装置，以符号槽60、61、62、63表示这些已知形状的天线。本领域的技术人员公知Vivaldi天线的结构，在本发明的框架中将不对其进行详细地描述。依照本发明，通过如以微带线技术等实现的单一的馈线64激励这四个Vivaldi天线60、61、62、63。此馈线以如下方式横越四个Vivaldi天线的槽：

i)从与二极管相连的一端算起，位于前两个槽(槽63和槽62)之间的线路间隔的长度等于λ_m/4，更一般地大约等于λ_m/4的奇数倍。

ii)在两个连续的槽之间(即，在图9所示的情况下，槽62和61之间以及槽61和60之间)的所有其他线路间隔的长度都等于λ_m/2，更一般地大约等于λ_m/2的倍数。

依照本发明，二极管65连接在馈线64的末端与地平面66之间。最后一个Vivaldi天线63与二极管65之间的距离为λ_m/4或λ_m/4的奇数倍。利用接收和/或发射多波束信号的设备的这种具体布局，如图9B的等价图所示，当二极管65处于导通状态，即其偏压为正时，天线的合成方向图对应于波束(2)、(3)、(4)。此等价图对应于Knorr所述的4微带线/槽线变化的等价图，由与图9A所示的线路长度相对应的电长度及与位于激励微带线的末端的二极管的阻抗相对应的电长度相分隔。当二极管处于关断状态(V＝0)时，合成方向图对应于四个波束：(1)、(2)、(3)、(4)。

已经利用二极管作为电子部件对本发明进行了描述。但是，可以用晶体管、MEM(微机电系统)或任何等价的公知系统来代替二极管。同样，槽型天线可以具有除了所示出的形状以外任何兼容的多边形形状。

现在，将参照图10对可以用在本发明的框架中的用于发射和接收信号的电路的实施例进行描述。在这种情况下，馈线12通过开关103将信号利用电路100与天线设备10、11相连。电路100包括：发射电路101，与开关103的输入相连，用于将到天线系统的信号转换为高频；以及接收电路102，与开关101的接线端相连，用于将天线设备10、11所接收的信号转换为中频。以公知的方式，每个电路101、102分别包括混频器1011、1021和用在所述用于频率转换的混频器的输入的同一本地振荡器104。上行电路101在输入处包括调制电路1012，用于输入基带信号，其输出与用于滤除像频的滤波器1013的输入相连。滤波器的输出与混频器1011的输入相连。从混频器输出的信号已经被转换为高频，并驱动功率放大器1014的输入，功率放大器1014的输出与带通滤波器1015的输入相连，带通滤波器1015的通带中心位于发射频率周围。电路102在输入处包括低噪声放大器1026，其输入与开关103的输出相连，输出与用于滤除可转换的信号的像频的滤波器1027相连。滤波器的输出与混频器1021的输入相连，混频器1021借助于中频振荡器104，在其输出提供转换过的信号。在通过其通带的中心位于中频周围的带通滤波器1028的滤波之后，将这些信号发送给解调电路1029，解调电路1029能够对所述的基带信号进行解调。然后，在电路的输出，将信号提供给处理电路。此外，由微处理器105测量接收电路收到的信号，并记录在寄存器1051中。以预定的时间间隔有规律地进行此测量，所述时间间隔足够短，不可能发生任何信息损失。当信号的电平低于预先录下的阈值时，微控制器通过馈线发出电压V，使其能够依照本发明，以激励特定的槽的方式导通或关断二极管。在本实施例中，按照先检波的辐射分集方法进行选择最优波束的方法，通过确定信号电平最高的波束，在信号利用装置的上游做出对波束的选择。也可以采用其他方法，尤其是在最优波束的选择方面，采用后检波的辐射分集方法，通过选择表现出误码率最小的通路，在电路100的下游做出对波束的选择。在这种情况下，解调器包括用于计算误码率(BER)的电路。对于本领域的技术人员很明显的是本发明并不局限于上述的

实施例和变化形式。

Claims (9)

1、一种接收和/或发射信号的设备，至少包括两个槽型天线(10，11，20，21；30，31；40，41/501，502，60，61，62，63)和连接装置，所述连接装置将所述槽型天线中的至少一个与用于处理接收和/或发射信号的装置相连，

其中所述连接装置由公共馈线(12，22，51，32，42，64)组成，所述公共馈线通过与所述槽型天线的槽交叉、并端接电子部件，与所述槽型天线的所述槽电磁耦合，通过控制信号控制所述电子部件，以便在所述公共馈线的末端模拟短路或开路，从而，在所述电子部件处于导通状态时，从所述设备发出的辐射方向图与所述电子部件处于关断状态时，从所述设备发出的辐射方向图不同。

2、按照权利要求1所述的设备，其特征在于所述槽型天线至少由一个位于另一个内部的两个谐振槽(10，11，20，21)组成，所述槽之一工作在基谐模式，而另一槽工作在高阶模式。

3、按照权利要求2所述的设备，其特征在于选择所述馈线(12)的宽度以及两个槽(11，10)中心之间的间隙，从而做出对所述部件处于关断状态时的多个工作模式的幅度和相位调整。

4、按照权利要求2所述的设备，其特征在于所述槽可以是环形、正方形、矩形或多边形的。

5、按照权利要求2所述的设备，其特征在于所述槽装备有能够辐射圆偏振波的装置。

6、按照权利要求1所述的设备，其特征在于所述槽型天线由围绕中心点均匀分布的多个Vivaldi型天线组成。

7、按照权利要求1所述的设备，其特征在于另一方面，所述电子部件和与公共馈线电磁耦合的所述第一槽之间的公共馈线长度，以及与公共馈线电磁耦合的第一槽和第二槽之间的长度，在工作频率的中心，等于λ_m/4的奇数倍，而随后连续的槽之间的公共馈线长度等于λ_m/2的倍数，其中 ${\mathrm{\λ}}_m={\mathrm{\λ}}_0/\sqrt{\mathrm{\ϵreff}},$ λ₀是真空中的波长，εreff是所述公共馈线的等价相对介电常数。

8、按照权利要求7所述的设备，其特征在于所述馈线是以微带技术或共面技术形成的线路。

9、按照权利要求1所述的设备，其特征在于所述电子部件由二极管、晶体管、微机电系统之一构成。

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