CN1251713A - 代码同步器及方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于码分多址访问(CDMA)通信系统的引导采集器,它包括快速Hadamard变换(FHT)器(20)及前置Hadamard处理器(22)。FHT器根据度量确定一组可能的伪随机数(PN)负载中的每个PN负载的质量,前置Hadamard处理器为每组PN负载产生一个矢量u。矢量u定义具有该组可能的PN负载的接收的引导信号的质量度量,前置Hadamard处理器把该矢量u提供给FHT器。

Description

代码同步器及方法

技术领域

本发明一般涉及数字通信系统，具体地说涉及数字通信信号采集的方法及设备。

背景技术

数字通信系统传输及接收其中具有数字信息的信号。一般，这种信号包括要传输的数据，外加确保准确通信所必需的附加部分，例如同步信号(使接收器与发射器同步)及纠错码(确保接收的信号不被破坏，及至少部分校正被损坏的任何数据)。

具有多种类型的数字通信系统。一种常见系统是扩频系统。常规的直接序列扩频信号可被看作是把窄带信息承载信号和无信息宽带(及固定包络)“扩展”信号相混合的结果。如果B_i及B_p分别表示信息承载信号及扩展信号的带宽，则接收器可获得的“处理增益”为G＝B_i/B_p。接收器使输入信号与本地产生的扩展信号版本同步，并使接收的信号与本地产生的扩展信号混合，从而，从接收的信号中除去扩展信号，把该信号压缩为“信息带宽”B_i。

扩展信号通常是某种类型的编码序列，例如伪随机码。美国空间研究计划(United Stares Space Program)最初利用Type 1 Reed-Muller代码进行外层空间通信。在码分多址访问(CDMA)系统中，代码是Reed-Muller代码的变种。

在CDMA系统的IS-95标准中，每个用户具有单独的Walsh代码，每个基站具有引导信号。基站的引导信号都基于单一的伪随机码序列，但是每个引导信号具有唯一的相位。当向用户传输信号时，相关基站的引导信号与用户的Walsh代码结合，产生用于该用户的扩展信号。

伪随机码序列由伪随机数(PN)发生器产生，参见图1，图1中示出其中一个伪随机数(PN)发生器10。PN发生器10由移位寄存器形成，该移位寄存器具有一系列借助加法器14连接在一起的m个触发器12，其中m一般为15。存储在第i个触发器中的二进制位的值为a_i，t，为简便起见，标记为a_i。任意时刻t的a_i集是PN发生器10在时刻t时的“负载”。

每个时刻t，PN发生器10的输出c_t是时刻t时的a₀值，二进制位值1或0。在每个循环的结尾，输出c_t通过相应的开关16被回送入各个加法器14，从而产生新的a_i值及新的c_t值。

开关16，也称为分接头，具有预定的状态h_k，或者关闭(h_k＝1)，或者打开(h_k＝0)。最初的开关h₀始终关闭，直接向第m-1触发器12提供输出c_t。伪随机码序列p[t]由PN符号组成，每个PN符号的持续时间被称为“碎片(chip)”。伪随机码序列的每个符号由等式1定义： $p\left[t\right]={(-1)}^{c_t}---\left(1\right)$

为了使本地的扩展信号版本与原始版本同步，传送装置另外传送含有代码序列的引导信号。为简便起见，我们假定传输的信号被二进制移相键控(BPSK)调制。

随后，本地装置使其本地代码发生器与引导信号同步，之后，本地装置可对接收的信息承载信号进行解扩展。引导信号也被用于跟踪传输通道中的变化。

在递降转换为基带信号，并且在匹配的过滤器的输出端以每个碎片一个样本的速率被采样之后，接收的信号由R[t]t＝…，-2，-1，0，1，2，…表示。接收的信号由引导信号及用户数据信号组成，两者均由传送装置传输，由热噪声引起的及由信号引起的干扰项由相邻的传送装置传输。

为了获得初始同步，只有引导信号pilot[t]是所关心的。对于BPSK信号，引导信号可由等式2表示： $\mathrm{pilot}\left[t\right]=\underset{l=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l{p}^0\left[t\right]e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_1)}---\left(2\right)$

其中p⁰[t]是PN序列，

是第l个信号反射的通道增益(称为“手指”)，F表示手指的数目，ω₀表示基带递降转换之后的剩余频率漂移。现在，只考虑最显著的手指(具有最大α_l的手指)，并用αe^jφ表示它。另外，用n[t]表示所有其它手指、用户数据信号及其它干扰的作用。则R[t]由等式3表示： $R\left[t\right]=\mathrm{\α}{p}^0\left[t\right]e^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\φ})}+n\left[t\right]---\left(3\right)$

采集问题是在已知一些测量记录R[t]t＝1，2，…，N的情况下，如何有效地获得PN序列的相位(即，PN发生器10的当前负载)。

在书CDMA：Principles of Spread Spectrum Communication，A.J.Viterbi，Addison-Wesley，1995，尤其在第3.4.3节，第58-59页中，描述了采集问题的解决方案。该书作为参考文献包含于此。

直接的方法是枚举PN序列的所有可能的2^M-1相位(存在2^M可能的初始负载，不过由于零负载产生一个全零序列，因此零负载非法)，并选择相对于某些准则最佳的一个相位。由于可能的PN负载的数目巨大，这一方法的计算量大，所需时间长。

在书CDMA：Principles of Spread Spectrum Communication中讨论的这种方法，可能的改进是通过利用两阶段(双暂停(dual-dwell))搜索过程获得该相位，其中第一阶段枚举所有可能的PN相位，并且只把具有高于某一预定门限的度量(metric)值的那些相位传给第二阶段。在第二阶段，更彻底地检测(即利用计算量更大的准则)每个相位假设，以便确定相位是否是真正的PN相位。两阶段过程比直接方法速度更快，不过仍需相当大量的时间。

当接收的样本R[t]中不存在频率漂移(即ω₀＝0)时，在白Gaussian噪声假定下，其绝对值需要被最大化的最佳度量是最大似然度量，如下式所示： $\mathrm{metric}=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}R\left[t\right]p\left[t\right]---\left(4\right)$

其中R[1]，R[2]，…，R[N]是以每个碎片一个样本的速率采样得到的采样数据块，p[t]是一个可能的PN序列。在双暂停过程中，第一阶段中块的大小N较小，在第二阶段中块的大小N较大。

如果数据可能具有频率漂移，则度量应对频率漂移不敏感。在M.H.Zarrabizadeh及E.S.Souza的文章“Analysis of a Differentially CoherentDS-SS Parallel Acquisition Receiver”，IEEE Proceedings of the 45^th VehicularTechnology Conference，Vol.2，pp.271-275，1995中，提出了下述差分度量(该文章作为参考包含于此)： $\mathrm{metric}=\underset{l=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}z\left[l\right]z[l-1]---\left(5\right)$ 其中 $z\left[l\right]=\underset{t=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\Σ}}}R[l{N}_c+t]p[l{N}_c+t]$

N_c是用于相干加法的碎片数(例如，在IS-95 CDMA标准中，每个符号的碎片数是64)，N_s是用于产生最终的度量的z[]变量的数目。例如对于第一阶段(暂停)，N_s较小(例如为5)，对于第二阶段，N_s较大(例如为10)。

下面的文献及专利概括地讨论了当使用BPSK信号传输时，对PN负载及纠错码进行软解码的变换域方法。下述文献及专利作为参考包含于此。

V.V.Losev及V.D.Dvornikov，“Determination of the Phase of a PseudorandomSequence From its Segment Using Fast Transforms”，Radio Engineering andElectronic Physics，Vol.26，No.8，pp.61-66，Aug.1981；

M.Cohn及A.Lempel，“On Fast M-Sequence Transforms”，IEEE Transactionson Information Theory，pp.135-137，1977；

V.V.Losev及V.D.Dvornikov，“Recognition of Address Sequences Using FastTransformations”，Radio Engineering and Electronic Physics，Vol.28，No.8，pp.62-69，Aug.1983；

S.Z.Budisin，“Fast PN Sequence Correlation by Using FWT”，IEEEProceedings of the Mediterranean Electrotechnical Conference(MELECON)，Lisbon，Protugal，April 1989，pp.513-515；

Y.Be′ery及J.Snyders，“Optimal Soft Decision Block Decoders Based onFast Hadamard Transform”，IEEE Transactions on Information Theory，Vol.32，1986，pp.355-364；以及

Rice的美国专利5,463,657号。

本发明的概述

本发明的一个目的是提供一种用于与引导信号同步，尤其是用于CDMA系统的新的快速方法及装置。

本发明的另一目的是提供一种用于与其中具有频率漂移的引导信号同步的方法及装置。

本发明的又一目的是提供一种当存在频率漂移时，对纠错码进行软解码的方法及装置。

鉴于此，根据本发明的一个最佳实施例，为码分多址访问(CDMA)通信系统提供了一种引导采集器，它包括快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器及前置哈达马(pre-Hadamard)处理器。FHT器根据度量确定一组可能的伪随机数(PN)负载中的每个伪随机数负载的质量，前置哈达马(Hadamard)处理器为每组PN负载产生一个矢量u。矢量u定义具有该组可能的PN负载的接收引导信号的质度量量，前置哈达马(pre-Hadamard)处理器把该矢量u提供给快速哈达马变换(FHT)器。

此外，根据本发明的一个最佳实施例，本发明的装置包括一个用于产生一系列可能的局部PN负载s^E的可能的局部PN负载发生器，其中每个可能的局部PN负载s^E定义一组可能的PN负载。

另外，根据本发明的一个最佳实施例，本发明的装置包括一个双暂停器件，用于从本地PN负载选择器选择的PN负载中，选出度量值高于预定门限的PN负载，为选出的每个PN负载确定第二度量，并从选出的PN负载中选择第二度量值最佳的PN负载。

此外，根据本发明的一个最佳实施例，前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括本地PN发生器及u矢量发生器，执行下述步骤：

给本地PN发生器装载初始PN负载；

在接收的引导信号的各个数据点循环，并且每个循环：

使一个可能的局部负载s^E与接收的引导信号的数据点，以及与本地PN发生器产生的PN负载结合，从而更新u矢量；

步进本地PN发生器，产生另一PN负载；以及

把作为结果得到的u矢量提供给快速哈达马变换(FHT)器。

或者，对于其中具有频率漂移的接收信号，前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括本地PN发生器及u矢量发生器，执行如下所述的一组类似步骤：

在多个漂移循环值内循环，循环步骤包括如下步骤：a)每个循环值，给本地PN发生器装载不同的初始PN负载，b)从接收的引导信号产生对漂移不敏感的输入信号；

在输入信号的各个数据点循环，循环的第二步骤包括如下步骤：a)使一个可能的局部负载s^E与输入信号的数据点，以及与本地PN发生器产生的PN负载结合，从而更新u矢量，b)步进本地PN发生器，产生另一PN负载。

剩余步骤与非频率漂移情况的步骤相同。

此外，根据本发明的一个最佳实施例，本发明的装置可包括一个双暂停器件，用于对产生高于预定门限的度量的那些PN负载执行进一步的度量计算。

本发明可应用于其中存在频率漂移的所有数字通信系统(不只是CDMA)，另外如下所述及如权利要求中要求的那样，可对于用纠错码编码的信号实现本发明。对于后者，本地PN发生器由生成矩阵代替。

附图的简要说明

结合附图及附录，从下面的详细说明，将对本发明有更充分地理解及认识，其中：

图1是现有技术的伪随机数(PN)发生器的示意图；

图2是根据本发明的一个最佳实施例构成及工作的引导采集器的方框图；

图3是构成图2所示引导采集器一部分的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器的示意图；

图4是对于不具有频率漂移的信号，图3所示前置哈达马(pre-Hadamard)处理器的操作方法的流程图；

图5是对于具有频率漂移的信号，图3所示前置哈达马(pre-Hadamard)处理器的操作方法的流程图；

图6是根据本发明的另一最佳实施例构成及工作的解码器的方框图，它用于利用纠错码的数据编码；

图7是构成图6所示装置的一部分的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器的示意图；

图8是图7所示前置哈达马(pre-Hadamard)处理器的操作方法的流程图；

附录A提供了图2、3及4的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器处理不具有频率漂移的四进制移相键控(QPSK)信号的数学基础；

附录B提供了图5所示前置哈达马(pre-Hadamard)处理器处理具有未知频率漂移的四进制移相键控(QPSK)信号的数学基础；

附录C提供了图2、3及4所示前置哈达马(pre-Hadamard)处理器处理不具有频率漂移的二进制移相键控(BPSK)信号的数学基础；

附录D提供了图5所示前置哈达马(pre-Hadamard)处理器处理具有未知频率漂移的二进制移相键控(BPSK)信号的数学基础。

实现本发明的最佳方式

本发明的引导采集器考察每个可能的伪随机数(PN)负载s(即一组触发器值a_i)，并为该PN负载确定度量值，metric[s]。随后本发明再考察该组metrics[s]，并选择与“最佳”(例如绝对值最大的)的metric[s]相联系的PN负载。选择的PN负载是传送装置上PN发生器的检测到的当前PN负载，借助它，数据被编码。

对于具有四进制移相键控(QPSK)信号的CDMA系统，传送的信号是复数，这样，PN序列也是复数：p⁰[t]＝p_I ⁰[t]+jp_Q ⁰[t]。复数PN序列由两个PN发生器产生，一个用于产生同相序列p_I ⁰[t]，另一个用于产生四进制序列p_Q ⁰[t]。对于这样的CDMA系统，用于获得p_I ⁰[t]的度量可能是等式： $\mathrm{metric}\left[s\right]=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}R\left[t\right]p_I\left[t\right]=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}R\left[t\right]{(-1)}^{c_t}---\left(6\right)$

其中c_t是同相PN发生器的输出，p_I[t]是复数QPSK PN序列的同相部分，并且是同相PN负载s的函数。如下所述，p_Q ⁰[t]从估计的同相PN负载s获得。

应认识到，只有当接收的数据R[t]中没有频率漂移时，上面给出的等式6的metric[s]才是有效的。

还应认识到，虽然是就CDMA QPSK信号而论来描述本发明的，但是本发明也可应用于其它的数字通信系统。

注意：可如下述等式7那样描述metrics[s]，借助快速Hadamard变换(FHT)，产生行矢量的值metrics[s](s的每个可能值的一个元素)；

    metrics[s]＝u·H_m    (7)

其中H_m是Hadamard矩阵，u是快速Hadamard变换的输入矢量。用于CDMAQPSK输入引导信号的附录A中，详细推导出了metrics[s]与Hadamard矩阵及来自接收样本的输入矢量u的结构之间的联系。在D.F.Elliot及K.R.Rao的书Fast Transforms，Algorithms，Analysis，Application，Academic Press，New York，1982中，讨论了快速Hadamard变换。该书作为参考包含于此。

现在参见图2、3及4，图2以方框图的形式图解说明了本发明的引导采集器，图3详细示出可用在图2所示引导采集器中的前置Hadamard处理器，图4以流程图的形式示出图3所示前置Hadamard处理器的操作方法。

采集器包括快速Hadamard变换(FHT)器20、前置Hadamard处理器22、局部可能的PN负载s^E发生器24、本地PN负载选择器26及全局PN负载选择器28。局部可能的PN负载s^E发生器24通常是一个计数器，它提供计数值作为局部PN负载s^E。

如下文更详细的描述，在已知接收数据R[t]及构成前置Hadamard处理器22一部分的PN处理器19(图3)的初始负载h的情况下，前置Hadamard处理器22产生所有负载s的Hadamard输入矢量u，所有的负载s具有共同的当前局部可能的负载s^E。定义为(h_M-1，…h₀)的初始负载h是通过把分接头16的值提供给相应的触发器12而产生的，其中a₀接收h_M-1的值，等。

FHT器20对Hadamard输入信号u进行快速Hadamard变换，由此为所有负载s产生矢量metrics[s]，所有的负载s具有共同的当前局部可能的负载s^E。本地PN负载选择器26选择与|metrics[s]|的最大组分相关的PN负载s₁。对所有局部可能的负载s^E重复这一过程，全局PN负载选择器28从本地PN负载选择器产生的那些负载s₁中，选择具有最大|metric[s]|值的检测PN负载s。

IS-95 CDMA系统具有两个相互连接的本地PN发生器，一个同相PN发生器及一个四进制PN发生器，同相PN发生器影响四进制PN发生器的序列。反之则不成立。为使两个本地PN发生器与传送PN发生器同步，利用它们的初始负载初始化该本地PN发生器，并使两个本地PN发生器一起步进，直至同相PN发生器获得选择的负载s。四进制PN发生器将会获得其恰当的负载。

如图3所示，前置Hadamard处理器22包括类似于图1所示PN发生器10的本地伪随机数发生器19、Hadamard矢量u寄存器30、加法器32、标量倍增器34及XOR-AND器件36。

根据在背景技术中讨论的Be′ery和Snyders的文章，及附录A中详细描述的内容，PN发生器19被分成两部分，长度为m-Q的外部部分E，它包括分别具有值a₀到a_m-Q-1的m-Q个触发器12，及长度为Q的内部部分I，它包括分别具有值a_m-Q到a_m-1的Q个触发器12。内部部分产生内部矢量g_t ^I，外部部分产生外部矢量g_t ^E，矢量g由等式8定义： $g_t^I=(a_{m-1}\·\·\·a_{m-Q})---\left(8\right)$ $g_t^E=(a_{m-Q-1}\·\·\·a_0)$

a_i是时刻t时触发器12中的值。

要认识到，矢量g_t＝(g_t ^I，g_t ^E)是本地PN发生器19的一种可能的状态，而PN负载s是利用其产生接收的引导信号的PN负载。此外，要认识到，PN发生器19的输出c_t是PN负载s及g_t的函数，如下式所示：

    c_t＝<s，g_t>    (9)

其中<，>表示XOR-AND操作，XOR由表示：

<x，y>＝(x₀ AND y₀)(x₁ AND y₁)…(x_n-1 AND y_n-1)

内部矢量g_t ^I的值定义Hadamard矢量u寄存器30内的一个地址，寄存器30含有2^Q个存储单元。箭头40从内部矢量g_t ^I指向它所确定的地址42。前置Hadamard处理器22除去存储在地址42中的值，并把该值提供给加法器32。

结合可能的局部PN负载s^E，利用外部矢量g_t ^E确定数据点R[t]的符号。注意：a)局部PN负载s^E和外部矢量g_t ^E一样，具有相同的长度m-Q，b)外部矢量g_t ^E，及局部PN负载s^E是1及0的二进制矢量。具体地说，执行的操作是： $\mathrm{sign}={(-1)}^{\&lang;s^E,g_t^E\&rang;}---\left(10\right)$

标量倍增器34使数据点R[t]乘以sign的值，所得结果在加法器32中与从地址42中取出的Hadamard输入矢量u的分量相加。随后，把加法器32的输出放回地址42中。

如图4所示，前置Hadamard处理器22为R[t]的N个值中的每个值重复上述操作。一开始(步骤50及51)，前置Hadamard处理器22把Hadamard矢量u寄存器30归零，并给PN发生器19加载上其初始状态矢量h。在步骤52，前置Hadamard处理器22在R[t]的N个值内循环，循环中对于R[t]的每个值，确定u的相关分量的新值(步骤54)，之后，步进PN发生器19(步骤56)，产生内部矢量g_t ^I及外部矢量g_t ^E的新值。

一旦循环52完成，则u矢量已经产生，于是可把u矢量发送给FHT器20(步骤58)以确定metrics[s]的值。通过把Hadamard矢量u及PN发生器19重置为它们的初始状态，这一过程又从步骤50再次开始。

要认识到，FHT器20对每个局部PN负载s^E只操作一次，而前置Hadamard处理器22对每个局部PN负载s^E重复其操作N次。局部PN负载s^E的数目是2^m-Q，其中Q被选择来在前置Hadamard处理器22执行的操作次数与FHT器20执行的操作次数之间取得平衡。

还要认识到，FHT器20进行的快速Hadamard变换只执行一系列加法运算。从而，本发明的引导采集器只进行加法运算(由于XOR-AND器件36只进行XOR-AND运算，标量倍增器34只产生符号变化，因此不存在实数乘法)。由于加法运算的数目较少，与现有技术相比，本发明的引导采集器执行引导同步操作更快。具体有多快则取决于Q的选择。

例如，接收的信号R[t]中可能有N＝640个样本，PN发生器的长度m可能为15，拆分值Q可能为12。

较快速的采集对CDMA系统特别有用，例如用于蜂窝电话，这方面需要尽可能快地实现初始同步。

要认识到，只有当接收的数据R[t]中不存在频率漂移时，上面在等式6中给出的metric[s]的等式才是有效的。但是不存在频率漂移的情况很少。如附录B中所述，基带递降转换并不完美，一些残余频率漂移将始终存在(通常是由于发射器与接收器之间的时钟频率不匹配引起的)。

一种可能的解决方案是枚举所有可能的频率漂移，并为每个这种假设从接收的数据中除去漂移。随后，上面提出的方法可应用于变换后的数据。另一种可能性是利用对频率漂移不敏感的度量。一种这样的度量是多差分度量，下面给出了用于QPSK信号的多差分度量(附录D中给出了用于BPSK信号的度量)： $\mathrm{metric}\left[s\right]=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_t\left[t\right]p_I^l\left[t\right]---\left(11\right)$

其中 ${\hat{R}}_l\left[t\right]=\mathrm{Re}\left\{R\right[t]R*[t-l\left]\right\}$

差分的数目L是一个小的预定数。为简便起见，L小于或等于m，不过也可以是其它值。

如附录B中导出的那样，以一种类似于确定非频率漂移度量的方式确定多差分度量，这样，图2所示引导采集器可用于确定与最佳多差分度量相关的PN负载。不过，对于这一多差分实施例，图2所示前置Hadamard处理器22按照图5进行操作，下面参见图5。

类似于图4，图5图解说明了每个局部PN负载s^E，前置Hadamard处理器22的操作。一开始(步骤70)，前置Hadamard处理器把Hadamard矢量u寄存器30归零。在寄存器30的操作之后，前置Hadamard处理器22开始在可能的l值内的循环。对于l的每个值，前置Hadamard处理器22产生第l个输入数据负载

作为每个等式11(步骤74)。前置Hadamard处理器22还产生PN发生器19的第l个负载h_l(步骤76)，并将其载入PN发生器19(步骤78)。第l个负载h_l由等式12定义：

      h_l＝hz_l

其中h是PN发生器19的初始负载，表示XOR运算。

随后，前置Hadamard处理器22按照先前的实施例那样在循环80中确定u寄存器30的值，下述情况除外：

i)使PN发生器19加载其第l个负载h_l，而不是h；和

ii)输入数据序列 代替先前的输入数据序列R。

特别是，更新u寄存器30(步骤82)，之后，步进PN发生器19。

在循环72及80都完成之后，把存储在寄存器30中的矢量u提供给FHT器20(步骤86)。引导采集器的剩余操作与前面所述的相同。前置Hadamard处理器22对每个局部负载s^E重复其操作，本地选择器26选择每个局部负载s^E的最佳解答，全局选择器28选择最佳总负载s。

例如，在接收的信号R[t]中可能存在N＝2560个样本，PN发生器的长度m可能为15，拆分值Q可能为12，差分数目L可能为8。

要认识到，本发明的引导采集器可用于存在及不存在频率漂移的系统，唯一的差别是PN发生器的初始负载及差分或非差分输入数据。注意：所有使用PN生成代码的数字通信系统，例如CDMA系统，其它的扩频系统，以及不考虑被传送数据的格式(QPSK、BPSK等)把纠错码加入被传送数据中的系统，通常其中都具有一些频率漂移，这样，图5所示第二实施例一般都适用。

本发明的引导采集器可如下所述在双暂停方案内操作。在第一阶段(暂停)，图2所示引导采集器检测所有产生高于某一预定门限的度量值(具有或不具有频率漂移)的PN负载。在第二暂停，另一装置(图中未示出)计算由等式4(无频率漂移)或等式5(有频率漂移)定义的现有度量，这里，信号p[t]均由信号p^*[t]代替，以便处理QPSK信号。

门限用如下方法确定。设度量(已知数据测量结果)的a-后验方差在随机负载下为σ²(每个度量具有其自身的σ²值)。在每个暂停，只把大于t·σ(即|metric(s)|＞t·σ)的假定传给下一阶段(或者把该假定传给第二暂停，或者该假定被选择作为成功的同步)。例如，在频率漂移情况下，对于第一暂停，t可被设定为t＝4.0(利用等式11的度量)，对于第二暂停，t可被设定为t＝5.5(利用等式5的度量)。

注意：不同度量的a-后验方差由下式给出： ${\mathrm{\&sigma;}}^2=2\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\right|R\left[t\right]\left|\right|}^2$ 用于等式4定义的度量 ${\mathrm{\&sigma;}}^2=4\underset{l=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\underset{t=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\right|R[l{N}_c+t]\left|\right|}^2\underset{t=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\right|R[(l-1)N_c+t]\left|\right|}^2\right)$ 用于等式5定义的度量 ${\mathrm{\&sigma;}}^2=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\right|R\left[t\right]\left|\right|}^2$ 用于等式6定义的度量 ${\mathrm{\&sigma;}}^2=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\right|{\hat{R}}_l\left[t\right]\left|\right|}^2$ 用于等式11定义的度量

如上所述，CDMA的IS-95规范定义了一个由两个PN发生器产生的复数PN负载，p⁰[t]＝p_I ⁰[t]+jp_Q ⁰[t]。第一个PN发生器产生p_I ⁰[t]。第二个PN发生器产生p_Q ⁰[t]。两个PN发生器均在传送开始时被初始化。

为了使PN序列的周期从2¹⁵-1增大到2¹⁵，及为了平衡这些序列中0和1的数目，采用下面的非线性机制。无论什么时候，在第一序列中检测到0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，1，在两个序列的输出中均插入一个附加的0位。但是，在存在这一非线性的情况下，本发明不会崩溃(collapse)，相反，只是稍微退化。

要认识到，本发明并不限于上述所描述的，存在许多修改，这些修改都落入本发明的范围内。例如，尽管已经就CDMS系统而论描述了本发明，但是也可在其它数字通信系统中实现本发明。特别是，本发明包含了在存在频率漂移，而不论是否结合引导信号的情况下的所有代码同步的实现。

现在参见图6、7及8，图中图解说明了利用纠错码被编码的报文的解码器，所述纠错码利用了本发明的设想。对于这一实施例，设s表示报文，设p[t]为报文s(长度为m)的编码版本，p[t]是要传送的序列。再一次，接收的及采样的信号为R[t]。

为了对报文s编码，利用了具有列g_t的生成矩阵G，这里： $G=[g_1^T\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;g_t^T\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;]$

值c_t是报文s和第t个生成矢量g_t(长度为m)的函数，并且如下所示根据值c_t产生序列p[t]：

c_t＝<s，g_t> $p\left[t\right]={(-1)}^{c_t}={(-1)}^{\&lang;s,g_t\&rang;}$

这样，尽管要传送的序列p[t]由不同的组分构成，但是它具有与先前的实施例中相同的结构(见等式6及9)。

要被最大化的度量必须对频率漂移不敏感。对于BPSK调制，度量是： $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_l\left[t\right]p^l\left(t\right)$

其中，如附录D中所示， ${\hat{R}}_l\left[t\right]=\mathrm{Re}\left\{R\right[t\left]R^{*}\right[t-l\left]\right\}--l>0$

如附录D中一样，我们假定l≤m，我们得到 ${\hat{R}}_l\left[t\right]={\mathrm{\&alpha;}}^2\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{0}l}\right\}+\mathrm{\&eta;}\left[t\right]\&ap;{\mathrm{\&alpha;}}^2\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}\right\}+\mathrm{\&eta;}\left[t\right]$

这里η[t]表示噪声项的作用。现在，对于BPSK调制，

     Re{p⁰[t](p⁰[t-l])^*}＝p⁰[t]p⁰[t-l]

及 $p^0\left[t\right]={(-1)}^{<s,g_l>}---p^0[t-l]={(-1)}^{\&lang;s,g_{t-l}\&rang;}$

从而： $p^0\left[t\right]p^0[t-l]={(-1)}^{\&lang;s,g_t\&CirclePlus;g_{t-l}\&rang;}$

图6图解说明了本发明用于利用纠错码被编码的数据的解码器。它与引导采集器具有相似的结构，这样，相同的元件由相同的附图标记表示。

解码器包括FHT器20、前置Hadamard处理器90、局部可能的s^E发生器24、操作类似于本地PN负载选择器的本地报文选择器100以及操作类似于全局PN负载选择器28的全局报文选择器102。

类似于先前实施例的引导采集器，在已知接收的数据R[t]的情况下，前置Hadamard处理器90为所有报文s产生Hadamard输入矢量u，所有报文s具有共同的当前局部可能的报文s^E。

FHT器20对Hadamard输入信号u进行快速Hadamard变换，并由此产生所有报文s的矢量metrics[s]，所有报文s具有共同的当前局部可能的报文s^E。本地报文选择器100选择与|metrics[s]|的最大组分相关的报文s₁。对所有局部可能的负载s^E重复这一过程，全局报文选择器102从本地报文选择器产生的那些报文s₁中选择具有最大|metric[s]|值的检测报文s。

图7图解说明了前置Hadamard处理器90，它和图3所示前置Hadamard处理器22的相似之处在于包括Hadamard矢量u寄存器30、加法器32、标量倍增器34及XOR-AND器件36。但是，前置Hadamard处理器90还包括存储生成矩阵G的生成矢量的存储器104，以及XOR器件106，用该器件106代替前置Hadamard处理器22的本地PN发生器19。存储器104及XOR器件106一起分别产生内部矢量g_t，l ^I及外部矢量g_t，l ^E，内部矢量g_t，l ^I及外部矢量g_t，l ^E都是Hadamard矢量u寄存器30及XOR-AND器件36所需的。

具体地说，XOR器件106根据存储在存储器104中的两个矢量g_t及g_t-l产生组合生成矢量g_t，l。g_t-l矢量是远离g_t矢量的l矢量，这里l的定义如下文。

与前面的实施例一样，组合生成矢量g_t，l被分成内部矢量g_t，l ^I及外部矢量g_t，l ^E，内部矢量g_t，l ^I含有组合矢量g_t，l的Q个分量，外部矢量g_t，l ^E含有组合矢量g_t，l的m-Q个分量。XOR-AND器件36，如前文在等式10中描述的那样，使外部矢量g_t，l ^E与局部可能的报文s^E结合，倍增器34使XOR-AND器件36的结果与前文定义的移位接收的数据 相结合。

与上述的实施例一样，内部矢量g_t，l ^I用于定义寄存器30内的一个地址。这由指向该地址42的箭头40表示。前置Hadamard处理器90取出存储在地址42中的值，并把该值提供给加法器32。

图8图解说明了前置Hadamard处理器90的操作。除了PN发生器上的操作由生成矩阵G上的操作代替之外，图8中的操作类似于图5中所示的操作。具体地说，一开始，前置Hadamard处理器90把Hadamard矢量u寄存器30归零(步骤70)。寄存器30的准备工作完成之后，前置Hadamard处理器90开始在l的可能值内的循环72。对于l的每个值，前置Hadamard处理器90产生第l个输入数据负载

(步骤74)，并且利用当前的l值，产生组合生成矢量g_t，l(步骤110)。

在已知组合生成矢量g_t，l的情况下，随后，前置Hadamard处理器90，如前文讨论的那样，在循环80中确定u寄存器30的值，并更新u寄存器30。

在循环72及80均完成之后，把存储在寄存器30中的矢量u提供给FHT器20(步骤86)。

本领域的技术人员要认识到，本发明并不限于上面特别表示及说明的内容。相反，本发明的范围只由附录之后的权利要求所限定。

附录A

假定所有传送信号被QPSK调制，并设R[t] t＝…，-2，-1，0，1，2，…表示基带递降转换，匹配过滤及采样之后的接收复数CDMA信号。R[t]由下述组分构成：

1.由基站传送的引导信号。

2.由基站传送的用户数据信号。

3.干扰项，包括热噪声及相邻基站传送的信号。

为了获得初始同步，我们只关心引导信号，pilot[t]，它可表示为： $\mathrm{pilot}\left[t\right]=\underset{l=1}{\overset{F}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_l{p}^0\left[t\right]e^{j({\mathrm{\&omega;}}_{0}t+{\mathrm{\&phi;}}_l)}$

这里p⁰[t]是由同相PN序列p_I ⁰[t]及四进制PN序列p_Q ⁰[t]组成的复数PN序列(p⁰[t]＝p_I ⁰[t]+jp_Q ⁰[t])，

是第l个手指的复数通道增益，F表示手指的数目，ω₀表示基带递降转换之后的残余频率漂移。现在，只考虑最显著的手指(具有最大α_l的手指)，并用n[t]表示所有其它手指的作用，用户数据信号(上述组分2)及其它干扰(上述组分3)的作用。则R[t]由等式13表示： $R\left[t\right]=\mathrm{\&alpha;}{p}^0\left[t\right]e^{j({\mathrm{\&omega;}}_{0}t+\mathrm{\&phi;})}+n\left[t\right]---\left(13\right)$

我们假定n[t]是方差为σ²的零平均值白噪声项。

问题是在已知一些测量记录R[t]t＝1，2，…，N的情况下如何有效地获得两个PN序列的相位(即，PN发生器的当前负载)。在没有频率漂移的情况下，用于获得同相PN负载的度量是： $\mathrm{metric}=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left[t\right]p_I\left[t\right]---\left(14\right)$

为了对于所有可能的PN序列p_I[t]有效地计算等式14，我们使用块代码软解码方法，如下所述。令c_t为时刻t时，PN发生器或者线性反馈移位(LFSR)产生的输出位。假定LFSR(黄金分割(Fibonacci)形式)具有m个单元，并且转换矩阵由下式给出：

这样，a^(t)＝a^(t-1)M，这里a^(t)＝(a₀ ^(t)a₁ ^(t)…a_m-1 ^(t))是时刻t时，移位寄存器的状态。

现在，设时刻t时LFSR的状态为s＝(s₀，s₁，…，s_m-1)。已知数据测量结果R[1]，R[2]，…，R[N]，我们需要获得s。注意： $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left[t\right]p_I\left[t\right]=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left[t\right]{(-1)}^{c_t}$

这里c_t＝sM^th^T＝sg_t ^T≡<s，g_t>，g_t＝h(M^t)^T并且h＝(h_m-1，h_m-2…，h₀)(h₀≡1)。注意：当由h初始化时，g_t是t时钟后，伽罗瓦(Galois)形式LFSR的状态。伽罗瓦(Galois)形式LFSR具有转换矩阵M^T，即a^(t)＝a^(t-1)M^T。

现在，已知矢量y＝(y₀，y₁，…，y_m-1)，我们定义 $b\left(y\right)\&equiv;\underset{j=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_j{2}^j$

因此， $y=b^{-1}\left(\underset{j=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_j{2}^j\right)$

令A_j＝{t：b(g_t)＝j}及

因此， $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{j=0}{\overset{2^m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{{\&lang;s,b^{-1}\left(j\right)\&rang;}_{u_j}}$

结果是

(metric(b^-1(0))，…，metric(b^-1(2^m-1)))＝u·H_m

这里，H_m是Hadamard矩阵，由

定义。该算法中的关键点是可利用下面的递推式有效地计算出H_m， $H_m=\left[\begin{array}{cc}{H}_{m-1}& H_{m-1}\\ H_{m-1}& -H_{m-1}\end{array}\right]$

因此，对于任意2^m维矢量u，只要u被划分成均为2^m-1维的两个子矢量u₁、u₂，即u＝(u₁，u₂)，我们就得到

      u·H_m＝(u₁H_m-1+u₂H_m-1，u₁H_m-1-u₂H_m-1)    (15)

就是说，可从u₁，u₂的Hadamard变换(HT)得到u的Hadamard变换(HT)。此外，可在每个维数更小的Hadamard变换(HT)上递归引用等式15，以产生快速Hadamard变换(FHT)算法。

可按如下方法在计算时间及存储器需求两方面改进该系统。设g_t及s被如下分割： $g_t=\left(g_t^I{g}_t^E\right)$ s_t＝(s^Is^E)

这里g_t ^I及s^I为Q维，g_t ^E及s^E为m-Q维(I表示内部空间，E表示外部空间)。因此， $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{\&lang;s^I,g_t^I\&rang;}{(-1)}^{\&lang;s^E,g_t^E\&rang;}R\left[t\right]$

设， $A_j=\{t:b\left(g_t^I\right)=j\}---j=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;2^Q-1$

i＝b(s^E)

以及 $u_j^{\left(i\right)}=\underset{t\&Element;A_1}{\mathrm{\&Sigma;}}{(-1)}^{\&lang;s^E,g_t^E\&rang;}R\left[t\right]---\left(16\right)$

则， $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{j=0}{\overset{2^Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{\&lang;s^l,b^{-1}\left(j\right)\&rang;}{u}_j^{\left(i\right)}$

为了有效地计算metric(s)，我们枚举出s^E的所有可能的s^E值。对于s^E的每个值，我们首先利用等式16计算u_j ⁽ⁱ⁾  j＝0，1，…，2^Q-1，随后应用快速Hadamard变换。PN的估计负载是使‖metric(s)‖²达到最大的s＝(s^Is^E)的值。

附录B

在大多数传输系统中，接收的样本都存在未知的频率漂移(即，ω₀非零)。对于这种情况，建议的度量是： $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_l\left[t\right]p_I^l\left[t\right]---\left(17\right)$

这里， ${\hat{R}}_l\left[t\right]=\mathrm{Re}\left\{R\right[t\left]R^{*}\right[t-l\left]\right\}---l>0$

为简便起见，我们假定l≤m。重新引用等式3，我们得到 ${\hat{R}}_l\left[t\right]={\mathrm{\&alpha;}}^2\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{0}l}\right\}+\mathrm{\&eta;}\left[t\right]\&ap;{\mathrm{\&alpha;}}^2\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}\right\}+\mathrm{\&eta;}\left[t\right]$

这里η[t]表示噪声项的作用。此式近似是由于频率漂移一般较小，以致对于较小的1，ω₀l＜＜1。

现在， $\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}\right\}=p_I^0\left[t\right]p_I^0[t-l]+p_Q^0\left[t\right]p_Q^0[t-l]$

另外， $p_I^0\left[t\right]={(-1)}^{s{M}^t{h}^T}---p_I^0[t-l]={(-1)}^{s{M}^t{z}_I^T}$

这里

令h_l＝hz_l，则

。对于

度量被最大化。因此，除了PN的初始负载是h₁而不是h之外，附录A中提出的算法也可应用于

。我们把这一算法称为差分算法。现在我们提出多差分算法，它是差分算法的扩展，并且前面在参见图5的说明中已作了描述。建议的度量是： $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_l\left[t\right]p_I^l\left[t\right]---\left(19\right)$

对于

该度量被最优化。表示

。则 $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_l\left[t\right]{(-1)}^{\&lang;s,g_{t,l}\&rang;}$

我们通过利用这样一种算法继续进行下去，该算法类似于前一情况(无频率漂移)中我们使用的算法。令g_t，l及s如下被划分： $g_{t,l}=\left(g_{t,l}^I{g}_{t,l}^E\right)$ s＝(s^Is^E)

这里g_t，l ^I及s^I为Q维，g_t，l ^E及s^E为m-Q维(I表示内部空间，E表示外部空间)。因此， $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{\&lang;s^I,g_{t,l}^I\&rang;}{(-1)}^{\&lang;s^e,g_{t,l}^E\&rang;}R\left[t\right]$

设 $A_j=\{t:b\left(g_{t,l}^I\right)=j\}---j=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;2^Q-1$

i＝b(s^E)

及 $u_j^{\left(i\right)}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{t\&Element;A_j}{\mathrm{\&Sigma;}}{(-1)}^{\&lang;s^E,g_{t,l}^E\&rang;}R\left[t\right]$

则 $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{j=0}{\overset{2^Q-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^{\&lang;s^I,b^1\left(j\right)\&rang;}{u}_j^{\left(i\right)}$

为了有效地计算metric(s)，我们枚举出s^E的所有可能的值。对于s^E的每个值，我们首先利用等式21计算u_j ⁽ⁱ⁾  j＝0，1，…，2^Q-1，随后应用快速Hadamard变换。PN的估计负载是使‖metric(s)‖²达到最大的s＝(s^Is^E)的值。基本上，除了为产生{u_j ⁽ⁱ⁾}，PN发生器10需要被重新加载及前进L次(L＜m)，以便对于l＝1，2，…，L，产生L序列：

 g_t，l    t＝1，2，…，N外，图3描述了这一算法。s^E的每个值，只需应用一次快速Hadamard变换例行程序。多差分系统的优点(和差分系统相比)是需要的数据的量较小。

附录C

BPSK调制使用引起一个不同度量的单个二进制序列。但是，如下面将讨论的一样，推导是类似的。

在没有频率漂移的情况下，引导信号具有下述形式(在背景技术中以等式2的形式提供)： $\mathrm{pilot}\left[t\right]=\underset{l=1}{\overset{F}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_1{p}^0\left[t\right]e^{j({\mathrm{\&omega;}}_{0}t+{\mathrm{\&phi;}}_1)}---\left(21\right)$

如前，只考虑最显著的手指，并用n[t]表示所有其它手指的作用，用户数据信号及其它干扰的作用。则R[t]由等式3表示(这里重复)： $R\left[t\right]=\mathrm{\&alpha;}{p}^0\left[t\right]e^{j({\mathrm{\&omega;}}_{0}t+\mathrm{\&phi;})}+n\left[t\right]---\left(22\right)$

对于BPSK调制，p[t]及p⁰[t]都是实数，不是复数，这样，度量在等式4中提供(这里重复)： $\mathrm{metric}=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\left[t\right]p\left(t\right)---\left(23\right)$

推导的剩余部分与附录A中提供的推导(等式14之后)相同，这里对于这一实施例，用p[t]代替附录A的p₁[t]。

附录D

对于具有频率漂移的BPSK调制，度量类似于等式19的度量，如下所示： $\mathrm{metric}\left(s\right)=\underset{t=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_l\left[t\right]p^l\left[t\right]$

这里，和附录B中一样 ${\hat{R}}_l\left[t\right]=\mathrm{Re}\left\{R\right[t\left]R^{*}\right[t-l\left]\right\}---l>0$

如附录B中一样，我们假定l≤m，我们得到 ${\hat{R}}_l\left[t\right]={\mathrm{\&alpha;}}^2\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}{e}^{j{\mathrm{\&omega;}}_{0}l}\right\}+\mathrm{\&eta;}\left[t\right]\&ap;{\mathrm{\&alpha;}}^2\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}\right\}+\mathrm{\&eta;}\left[t\right]$

这里η[t]表示噪声项的作用。现在对于BPSK调制， $\mathrm{Re}\left\{p^0\right[t\left]{\left(p^0\right[t-l\left]\right)}^{*}\right\}=p^0\left[t\right]p^0[t-l]$

及 $p^0\left[t\right]={(-1)}^{s{M}^t{h}^T}---p^0[t-l]={(-1)}^{s{M}^t{z}_l^T}$

这里z_l由等式18定义。

对于

度量被最大化。

推导的剩余部分与附录B中提供的推导(等式18之后)相同，这里，对于这一实施例，用p[t]代替附录B中的p₁[t]。

Claims (29)

1.一种用于码分多址访问(CDMA)通信系统的引导采集器，该引导采集器包括：

a.一个快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器，用于根据度量确定一组可能的伪随机数(PN)负载中每个PN负载的质量；以及

b.前置哈达马(pre-Hadamard)处理器，用于对每组PN负载产生一个矢量u，所述的矢量u定义具有所述的一组可能的PN负载的接收引导信号的质量度量，所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器把所述的矢量u提供给所述的快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器。

2.按照权利要求1所述的引导同步器，其特征在于：所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括一个本地PN发生器。

3.按照权利要求2所述的引导同步器，其特征在于：它还包括用于产生一系列局部可能的PN负载s^E的局部可能的PN负载发生器，其中，每个局部可能的PN负载s^E定义一组所述的可能的PN负载。

4.按照权利要求1至3中任何一个所述的引导同步器，其特征在于：它还包括用于选择这样一个PN负载的本地PN负载选择器，对于该PN负载，所述的哈达马(Hadamard)变换(FHT)产生最佳度量。

5.按照权利要求4所述的引导同步器，其特征在于：它还包括用于从所述的本地PN负载选择器选择出的PN负载中，选择具有最佳度量的PN负载的全局PN负载选择器。

6.按照权利要求4所述的引导同步器，其特征在于：它还包括一个双暂停器件，它用于从所述的本地PN负载选择器选择出的PN负载中，选择度量值高于预定门限的PN负载，为每个所述的选择的PN负载确定第二度量，及从选择的PN负载中选择出对于所述的第二度量具有最佳值的PN负载。

7.按照权利要求3所述的引导同步器，其特征在于：所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括u矢量发生装置，该装置包括：

a.初始化装置，给所述的本地PN发生器加载初始PN负载；及

b.循环装置，处理所述的接收的引导信号的每个数据点，所述的循环装置包括：

i)组合装置，它使一个局部可能的负载s^E与所述的接收的引导信号的数据点，以及与所述的本地PN发生器产生的PN负载结合，从而更新所述的u矢量；和

ii)PN步进装置，用于步进所述的本地PN发生器。

8.按照权利要求3所述的引导同步器，其特征在于：所述的接收的引导信号其中具有频率漂移，所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括u矢量发生装置，它包括：

a.漂移循环装置，处理多个循环值，用于对每个循环值，给所述的本地PN发生器加载一个不同的初始PN负载，并从所述的接收的引导信号产生对漂移不敏感的输入信号；及

b.数据点循环装置，处理所述的输入信号的每个数据点，所述的循环装置包括：

i)组合装置，使一个局部可能的负载s^E与所述的接收的引导信号的一个数据点，及与由所述的本地PN发生器产生的一个PN负载结合，从而更新所述的u矢量；和

ii)PN步进装置，用于步进所述的本地PN发生器。

9.一种用于使与其中具有频率漂移的接收编码信号同步的代码同步器，该代码同步器包括：

a.一个快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器，用于根据度量确定一组可能的伪随机数(PN)负载中每个PN负载的质量；以及

b.前置哈达马(pre-Hadamard)处理器，用于对每组PN负载产生一个矢量u，所述的矢量u定义具有所述的一组可能的PN负载的所述的接收的编码信号的质量度量，所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器把所述的矢量u提供给所述的快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器。

10.按照权利要求9所述的代码同步器，其特征在于：所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括一个本地PN发生器。

11.按照权利要求10所述的代码同步器，其特征在于：它还包括用于产生一系列局部可能的PN负载s^E的局部可能的PN负载发生器，其中，每个局部可能的PN负载s^E定义一组所述的可能的PN负载。

12.按照权利要求10或11所述的代码同步器，其特征在于：它还包括用于选择这样一个PN负载的本地PN负载选择器，对于该PN负载，所述的哈达马(Hadamard)变换(FHT)产生最佳度量。

13.按照权利要求12所述的代码同步器，其特征在于：它还包括用于从所述的本地PN负载选择器选择出的PN负载中，选择具有最佳度量的PN负载的全局PN负载选择器。

14.按照权利要求12所述的代码同步器，其特征在于：它还包括一个双暂停器件，它用于从所述的本地PN负载选择器选择出的PN负载中，选择度量值高于预定门限的PN负载，为每个所述的选择的PN负载确定第二度量，及从选择的PN负载中选择出对于所述的第二度量具有最佳值的PN负载。

15.按照权利要求11所述的代码同步器，其特征在于；所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括u矢量发生装置，该装置包括：

a.漂移循环装置，处理多个循环值，用于对每个循环值，给所述的本地PN发生器加载一个不同的初始PN负载，并从所述的接收的引导信号产生对漂移不敏感的输入信号；及

b.数据点循环装置，处理所述的输入信号的每个数据点，所述的循环装置包括：

i)组合装置，使一个局部可能的负载s^E与所述的接收的引导信号的一个数据点，及与由所述的本地PN发生器产生的一个PN负载结合，从而更新所述的u矢量；和

ii)PN步进装置，用于步进所述的本地PN发生器。

16.一种用于对其中具有频率漂移的信号解码的纠错码解码器，该解码器包括：

a.一个快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器，用于根据度量确定一组可能的报文中每个报文的质量；以及

b.前置哈达马(pre-Hadamard)处理器，用于对每组可能的PN负载产生一个矢量u，所述的矢量u定义具有所述的一组可能的报文的所述的接收的编码信号的质量度量，所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器把所述的矢量u提供给所述的快速哈达马(Hadamard)变换(FHT)器。

17.按照权利要求16所述的解码器，其特征在于：它还包括用于产生一系列局部可能的报文s^E的局部可能的报文发生器，其中，每个局部可能的报文s^E定义一组所述的可能的报文。

18.按照权利要求16或17所述的解码器，其特征在于：它还包括用于选择这样一个报文的本地报文选择器，对于该报文，所述的哈达马(Hadamard)变换(FHT)产生最佳度量。

19.按照权利要求18所述的解码器，其特征在于：它还包括用于从所述的本地报文选择器选择出的报文中，选择具有最佳度量的报文的全局报文选择器。

20.按照权利要求18所述的解码器，其特征在于：它还包括一个双暂停器件，它用于从所述的本地报文选择器选择出的报文中，选择度量值高于预定门限的报文，为每个所述的选择的报文确定第二度量，及从选择的报文中选择出对于所述的第二度量具有最佳值的报文。

21.按照权利要求16所述的解码器，其特征在于；所述的前置哈达马(pre-Hadamard)处理器包括u矢量发生装置，该装置包括：

a.漂移循环装置，处理多个循环值1，用于产生一个由有间隔1的两个生成矢量构成的组合生成矢量；以及

b.数据点循环装置，处理所述的输入信号的每个数据点，用于使一个局部可能的报文s^E与所述的输入信号的一个数据点，及与所述的组合生成矢量的外部部分结合，从而更新由所述的组合生成矢量的内部部分确定的所述的u矢量的元素。

22.一种使与码分多址访问(CDMA)通信系统的引导信号同步的方法，该方法包括如下步骤：

a.每组可能的PN负载：

i)给本地PN发生器加载初始PN负载；

ii)在所述的接收的引导信号的每个数据点上循环，所述的循环步骤包括如下步骤：

  a)使一个局部可能的负载s^E与所述的接收的引导信号的一个数据点，及与由所述的本地PN发生器产生的一个PN负载结合，从而更新u矢量；以及

  b)步进所述的本地PN发生器，产生另一PN负载；

iii)对所述的u矢量进行快速哈达马(Hadamard)变换，以根据度量确定所述的一组可能的PN负载中的每个PN负载的质量；

iv)选择对于其度量具有最佳值的PN负载；

b.对所有各组PN负载重复步骤i-iv；和

c.从步骤iv中选择的PN负载中选择出具有最佳度量的PN负载。

23.一种使与码分多址访问(CDMA)通信系统的引导信号同步的方法，该引导信号其中存在频率漂移，该方法包括如下步骤：

a.每组可能的PN负载：

i)在多个漂移循环值内循环，循环步骤包括如下步骤：

  a)每个循环值，给本地PN发生器加载一个不同的初始PN负载；及

  b)根据接收的引导信号产生一个对漂移不敏感的输入信号；

ii)在所述的输入信号的每个数据点上循环，所述的第二循环步骤包括如下步骤：

  a)使一个局部可能的负载s^E与所述的输入信号的一个数据点，及与由所述的本地PN发生器产生的一个PN负载结合，从而更新u矢量；

以及

  b)步进所述的本地PN发生器，产生另一PN负载；

iii)对所述的u矢量进行快速哈达马(Hadamard)变换，以根据度量确定所述的一组可能的PN负载中的每个PN负载的质量；

iv)选择对于其度量具有最佳值的PN负载；

b.对所有各组PN负载重复步骤i-iv；和

c.从步骤iv中选择的PN负载中选择出具有最佳度量的PN负载。

24.一种用于使与接收的编码信号同步的方法，该编码信号其中具有频率漂移，该方法包括如下步骤：

a.每组可能的PN负载：

i)在多个漂移循环值内循环，循环步骤包括如下步骤：

  a)每个循环值，给本地PN发生器加载一个不同的初始PN负载；及

  b)根据接收的引导信号产生一个对漂移不敏感的输入信号；

ii)在所述的输入信号的每个数据点上循环，所述的第二循环步骤包括如下步骤：

  a)使一个局部可能的负载s^E与所述的输入信号的一个数据点，及与由所述的本地PN发生器产生的一个PN负载结合，从而更新u矢量；以及

  b)步进所述的本地PN发生器，产生另一PN负载；

iii)对所述的u矢量进行快速哈达马(Hadamard)变换，以根据度量确定所述的一组可能的PN负载中的每个PN负载的质量；

iv)选择对于其度量具有最佳值的PN负载；

b.对所有各组PN负载重复步骤i-iv；和

c.从步骤iv中选择的PN负载中选择出具有最佳度量的PN负载。

25.一种用于对其中具有报文，并利用纠错码编码的信号解码的方法，该信号其中具有频率漂移，该方法包括如下步骤：

a.每组可能的报文：

i)在多个漂移循环值1内循环，循环步骤包括如下步骤：

  a)产生一个由有间隔1的两个生成矢量构成的组合生成矢量；及

  b)根据接收的引导信号产生一个对漂移不敏感的输入信号；

ii)在所述的输入信号的每个数据点上循环，所述的第二循环步骤包括

如下步骤：

  a)使一个局部可能的报文s^E与所述的输入信号的一个数据点，及与所述的组合生成矢量的外部部分结合，从而更新由所述的组合生成矢量的内部部分确定的所述的u矢量的一个元素；

iii)对所述的u矢量进行快速哈达马(Hadamard)变换，以根据度量确定所述的一组可能的报文中的每个报文的质量；

iv)选择对于其度量具有最佳值的报文；

b.对所有各组报文重复步骤i-iv；和

c.从步骤iv中选择的报文中选择出具有最佳度量的报文。

26.按照权利要求1至21中任何一个所述的设备，基本上如上文中所述。

27.按照权利要求1至21中任何一个所述的设备，基本上如任一附图中图解说明的一样。

28.按照权利要求22至25中任何一个所述的方法，基本上如上文中所述。

29.按照权利要求22至25中任何一个所述的方法，基本上如任一附图中图解说明的一样。

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