CN1238095A - 自适应稀疏均衡器滤波器 - Google Patents

自适应稀疏均衡器滤波器 Download PDF

Info

Publication number
CN1238095A
CN1238095A CN97199853A CN97199853A CN1238095A CN 1238095 A CN1238095 A CN 1238095A CN 97199853 A CN97199853 A CN 97199853A CN 97199853 A CN97199853 A CN 97199853A CN 1238095 A CN1238095 A CN 1238095A
Authority
CN
China
Prior art keywords
joint location
filter
multiplier
joint
cycle
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN97199853A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1202653C (zh
Inventor
C·Y·鲁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Vantiva SA
Original Assignee
Thomson Consumer Electronics SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson Consumer Electronics SA filed Critical Thomson Consumer Electronics SA
Publication of CN1238095A publication Critical patent/CN1238095A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1202653C publication Critical patent/CN1202653C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03987—Equalisation for sparse channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H04N5/211—Ghost signal cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03484—Tapped delay lines time-recursive
    • H04L2025/0349—Tapped delay lines time-recursive as a feedback filter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Abstract

一个包括前向(302)和反馈(304)有限冲击响应(FIR)滤波器的稀疏数字自适应均衡器显示出改善的最小均方操作。一个交换器(404)将多个乘法器(414－1到414－5)中的一个分配给该滤波器的接头位置的任何一个。每个乘法器初始地分配了一个具有预定加权系数的预定接头位置。在完成等于给定数量的数据抽样周期的连续时间周期之后，对于每个滤波器确定(a)与分配给非零值接头位置的乘法器有关的第一组系数，和(b)与分配给零值接头位置的乘法器有关的第二组系数。在刚完成的一个时间周期中与第一组系数相关的乘法器在下一个时间周期中保持它们的接头位置。在刚完成的一个时间周期中与第二3组系数相关的乘法器在下一个时间周期中再分配给新的接头位置。

Description

自适应稀疏均衡器滤波器
本发明涉及稀疏自适应冲击响应(IIR)均衡器滤波器和稀疏判决反馈均衡器(DFE)滤波器，诸如可被用于在陆地电视通信信道中的去叠影(多径均衡)，更具体地说，涉及这样一种滤波器，它是二维的，最小均方(LMS)，稀疏(TLLS)自适应的，它响应一个多径接收信号而确定滤波器的每一个稀疏非零值接头(tap)的特殊接头位置和特殊加权因子，这导致了首先实现了叠影的最大删除和超时保持。
可以参照Ciciora等人所著的，发表于IEEE Transactions onConsumer Electronics,Vol.CE 25,1979年二月的文章“在电视系统中叠影删除的指南手册”。在该文章的第42和43页描述了用于去叠影的基于LMS的自适应滤波器的结构和操作过程。
基于LMS的自适应滤波器广泛用于数字通信系统中的信道均衡。基于LMS的自适应滤波器的一个期望特性是其加权系数因子的适当值的推导不需要先前计算的训练信号。然而，在基于LMS的自适应滤波器中实现的数学操作元素的数量是与均衡滤波器接头的数量成线性比例的，可能需要大量的接头。例如，在数字陆地TV广播应用中，多径传播可能达到2ms，导致所要求的均衡器接头的总数为200的数量级，或在一些情形中更多。与实值数据抽样的前进流一起使用的基于数字均衡器滤波器的一个LMS要求包括每一个抽样周期T而每个接头两个乘法(此处T为0.2us(每秒5兆抽样)或对于所接收的数字NTSC电视信号的情形更少)。这导致了每秒巨大数量的乘法操作，这导致了对于基于大LMS的自适应均衡器滤波器的相应的IC实现成本。这也是阻止基于自适应均衡器滤波器的大LMS用于许多商业应用的一个原因。
在去叠影滤波器的情形中，只有200或更多滤波器接头的一小部分为非零值。这使得具有仅仅响应这些非零值的接头位置的稀疏滤波器可以使用。响应于这些非零值滤波器接头的各个加权因子系数可以这样选择，使得可以得到最大去除叠影的效果。问题是确定(1)哪些接头位置在任何时候为非零值滤波器接头和(2)各个加权因子系数的所要求的值。现有技术中的通用方法为提供各个加权因子系数的所要求的值，使用响应于前面通过一个计算机程序利用以前信息所得到的训练信号的一个自适应数字滤波器。举例来说，这样一种训练信号计算机程序可以在1991,11月11日授权给Dieterich等人的U.S.专利5,065,242中可知。此外，在1995,2月7日授权给Knutson等人的U.S.专利5,388,062中要求一个用于可编程构成的去叠影滤波器的训练信号计算机程序，选择性地进行再构建滤波器的有效接头位置，和可编程地提供仅仅响应于非零值接头位置的可选择的加权因子系数值。
在许多应用中，包括电视，通信信道受到稀疏分离回声的破坏。在此情形中，接收机自适应滤波器，在自适应设置时间后，将具有一些非零值接头和一些零值接头。只有那些非零值接头才对信道回声消除有贡献。然而，在缓慢时变信道条件下，回声的延迟是与时间有关的，这样在回声跟踪模式中，随时间的继续，非零值接头位置可能需要再定位。
可以参照Yip和Etter所著的“用于缓慢时变回声路径的自适应多回声消除器”，发表在IEEE Transactions on Communications,1990年十月。基本的Yip-Etter方法为，在有多于1个的回声需要消除时，，用于时变回声的滤波器跟踪性能将通过使用多个较小滤波器的一个分离滤波器而改善，其中每个滤波器是设计用于消除多个回声中的一个。在性能上的改善归功于去除了传统大去叠影滤波器的零值接头。Yip-Etter方法的问题是对于回声位置和回声期间估计要求复数运算。因此，Yip-Etter方法很难降低IC成本。
有鉴于此，需要实时连续操作以无需训练信号进行第一确定传统大去叠影滤波器的零值接头并有效地删除该零值接头的相对较便宜的去叠影滤波器。此外，需要这样一种便宜的滤波器，可以删除所有的多径回声，而没有上述的Yip-Etter方法的问题。
本发明直接导出一个根据稀疏数字自适应IIR或DFE滤波器的LMS算法改善操作性能的均衡器滤波器，其中自适应滤波器包括一个FIR滤波器，它包含L+1个接头位置，其中包含第一输入端的一个接头位置，M个乘法器，其中M＜L+1，用于分派M个乘法器中的任何一个给L+1个接头位置中的任何一个的交换装置，其中“L”由其公式(1)-(3)确定。
M个乘法器中的每一个初始地分派给L+1个接头位置的一个分离的预选位置，而每一个分派的乘法器初始地提供有预选的加权因子w。然后，在具有等于数字数据抽样周期T的一个给定复数D的期间的每一个连续时间周期完成之后，确定(a)与多径复用器有关的第一组分离的加权系数w，并将它分派给所述L+1个接头位置中的某一个，其绝对值超出一个给定最小正阈值和(b)与多径复用器有关的第二组分离的加权系数w，并将它分派给所述L+1个接头位置中的某一个，其绝对值不超出一个给定最小正阈值。在连续时间周期的刚结束的一个周期中与第一组的分离加权系数有关的乘法器在连续时间周期的下一个周期保持它们到L+1个接头位置的某一个的分派，而在连续时间周期的刚结束的一个周期中与第二组的分离加权系数有关的乘法器在连续时间周期的下一个周期再分派到不同于L+1个接头位置的某一个的一个接头位置。
附图简述
图1为现有技术的基于LMS的自适应IIR均衡器滤波器的优选实施例的框图；
图2为现有技术的基于LMS的自适应DFE均衡器滤波器的优选实施例的框图；
图3为基于TLLS的自适应均衡器滤波器的总体系统的功能框图；
图4为构成基于TLLS的自适应均衡器滤波器的本发明的优选实施例的框图；
图5为可能具体用于图3的前向和反馈TLLS FIR滤波器的一般TLLS FIR滤波器的框图。
图1所示的现有技术的基于LMS的自适应IIR均衡器滤波器包括LMS前向FIR滤波器102,LMS反馈FIR滤波器104，加法器106，加法器108和限幅器110。一个前进的抽样流的每一个连续发生的数字数据抽样x(n)施加于LMS前向FIR滤波器102的输入端。LMS前向FIR滤波器102的输出端所得到的前进的数字数据抽样施加于加法器106的第一输入端和LMS反馈FIR滤波器104的输出端所得到的前进的数字数据抽样施加于加法器106的第二输入端。在加法器106的输出端所得到的前进数字数据抽样y(n)(它构成自适应均衡器IIR滤波器的删除)施加于LMS反馈滤波器104的输入端，加法器108的负输入端和限幅器110的输入端。限幅器110，它将施加于输入端的每一个数字数据抽样的最低有效位的给定数目切除，将每一个数字数据抽样剩余的更有效位(图1中的y’(n))送到加法器108的正输入端。加法器108得到作为一个输出的数字误差信号流e(n)，其中每一个误差信号施加于每个FIR滤波器102和104的误差输入端(如图1所示)。
图2所示的现有技术的基于LMS的自适应DFE均衡器滤波器100b的优选实施例也包括LMS前向FIR滤波器102,LMS反馈FIR滤波器104，加法器106，加法器108和限幅器110。如图2所示，限幅器110的输出(图1中的y’(n))(而非加法器106输出端的前进数字数据抽样y(n))送到LMS反馈滤波器104的输入端。这是图2所示的基于LMS的自适应DFE均衡器滤波器和图1所示的基于LMS的自适应IIR均衡器滤波器的唯一差别。
如现有技术所知道的，每一个数据抽样为一个多比特二进制数，其中最大有效位指示该数的极性(即，正或负)，而剩余位指示该数的幅度。由限幅器110的输出端送到加法器108的正输入端的每个数字数据抽样的更有效位可仅仅包括该最大有效位(即极性-指示位)或可包括该最大有效位和至少次最大有效位(即，最有效的幅度-指示位)。在另一情形中，由数字误差抽样e(n)流的每一个所表示的该数目的极性与它由此被导出的数据抽样的极性相反，而它的幅度等于或小于它由此被导出的数据抽样的幅度。
传统LMS自适应滤波器的算法可以由其输入/输出公式和其接头值更新公式导出。该其输入/输出公式如下 y n = Σ i L w n , i x n - 1 (1)=wn,oxn+wn,lxn-1+…+wn,1xn-L    (2)
其中系数I和n分别为接头位置和时间；而其接头位置更新公式为
wn+1,i=wn,i+μenxn,i    i=0,1,…L,    (3)
其中en为在时刻=n时，滤波器输出y(n)和所期望的输出dn的差值所确定的误差项，从而
en=dn-yn.    (4)
由上述公式，可以很清楚，在每一个抽样周期中，在每个L滤波器接头位置的x值要求乘以在该乘以周期中其加权系数wn的值的根据公式2的第一乘法运算，接下来是乘以在该乘以周期中其误差项en的值的根据公式3的第一乘法运算。
在用于NTSC电视信号的传统数字LMS去叠影滤波器的理想例子中，该滤波器如图1或图2所示，LMS前向FIR滤波器102可以具有100个滤波器位置和LMS反馈FIR滤波器104可以具有150滤波器位置，而每一个抽样周期仅仅具有0.2us。从而，每秒所需的乘法运算数目为12.5亿次(或对于250个接头位置的一个为每秒5兆)。用于NTSC电视信号的数字去叠影滤波器只采用实数字数据抽样和实加权系数，而每一个抽样周期应具有小于0.2us的期间以容纳高清晰度电视信号的更宽视频带宽。这意味着在每一个抽样周期，每个接头位置需要8个(而不是2个)乘法运算，这导致了对于250个接头位置，每秒的乘法运算总数远远大于12.5亿次(或对于250个接头位置的一个远远大于每秒5兆)。
如上所知的，基于LMS的自适应均衡器的每个LMS FIR滤波器部件(诸如FIR滤波器102和104)的每一个接头位置被提供有初始加权系数值，它出现在时间ZERO。在去叠影滤波器的情形中，每个FIR滤波器的预选接头位置(例如中间接头位置)提供有一个等于+1的初始加权系数值，从而响应于电视主信号，而每个FIR滤波器的所有接头位置(例如中间接头位置)提供有一个具有正最小幅值的初始加权系数值。根据上述LMS公式1和3作为去叠影滤波器从时刻ZERO运行的图2所示的基于LMS的自适应DFE均衡器滤波器和图1所示的基于LMS的自适应IIR均衡器滤波器将在大量抽样周期之后产生一个误差项en的最小化和会聚到一个稳定值的每一个接头位置的加权系数的会聚。具有非零幅值(即，高于最低绝对值的阈值的一个值)的会聚的加权系数与分别响应于电视主信号和如果在所接收的电视信号中有，也响应每个叠影的最少接头位置。该最少的接头位置与具有零值的会聚加权系数有关，因为它们对滤波器输出yn没有贡献，所以是不需要的。问题是，每个FIR滤波器102和104的总的大量接头位置的在任何时候恰好为零值的特殊接头位置的标识保持为未确定，只在上述通用LMS算法的操作之后才被确定，而这需要大量的乘法运算。
参照图3，图3为基于TLLS的自适应均衡器滤波器的总体系统部件的功能框图，它解决了使用通用LMS算法所带来的上述问题。如上所示，基于TLLS的自适应均衡器滤波器的总体系统包括TLLS均衡器滤波器200，功率系数监视器202，接头控制逻辑单元204。一个前进的数字数据抽样x(n)流施加到TLLS均衡器滤波器200的第一输入端；一个使用者确定的初始接头-控制信号Tcf+b(0)的集合施加于TLLS均衡器滤波器200的各个第二输入端和施加于接头控制逻辑电路204的各个第一输入端；一个来自接头控制逻辑电路204的自适应接头控制信号Tcf+b(0)的集合施加于TLLS均衡器滤波器200的各个第三输入端，一个来自TLLS均衡器滤波器200的加权的系数值wf+b(n)的集合施加于功率系数监视器202的各个输入端，一个来自功率系数监视器202的加权系数功率系数Pf+b系数施加于接头控制逻辑电路204的各个第二输入端，而一个前进的数字数据抽样y(n)流构成来自TLLS均衡器滤波器200的输出。
如图3所示，TLLS均衡器滤波器200可以是具有图1所示的基于LMS自适应均衡器IIR滤波器100a类似的结构的TLLS均衡器滤波器IIR滤波器200a。更具体地，图3所示的结构与图1所示结构的差别仅仅在于图3中前向和反馈LMS FIR滤波器102和104被前向和反馈LMS FIR滤波器302和304所取代。换句话说，TLLS均衡器滤波器200a在结构和功能上与基于LMS的自适应均衡器IIR滤波器100a相同。此外，TLLS均衡器滤波器200可以采用具有与图2所示的基于LMS的自适应均衡器IIR滤波器100b相同结构的TLLS均衡器滤波器DFE滤波器200b的结构形式，除了前向和反馈LMS FIR滤波器102和104被前向和反馈LMS FIR滤波器302和304所取代。
如图4所示，前向TLLS FIR滤波器302具有作为附加输入的集合Tcf+b(0)和Tcf+b(n)的子集Tcf(0)和Tcf(n)并具有给出附加输出的集合wcf+b(n)的子集wcf(n)。类似地，反馈TLLS FIR滤波器304具有作为附加输入的集合Tcf+b(0)和Tcf+b(n)的子集Tcf(0)和Tcf(n)并具有给出附加输出的集合wcf+b(n)的子集wcf(n)。
图5为可能具体用于图3的前向和反馈TLLS FIR滤波器400的一般TLLS FIR滤波器的框图，它可以具体用于图4的前向和反馈TLLSFIR滤波器302和304。TLLS FIR滤波器400包括L-接头数字移位寄存器402,M-乘法器分派交换装置404和加法器406。一个具有抽样周期T的数字数据抽样x(n)流施加于移位寄存器402的输入端而移位寄存器一般以等于1/T的速率移动。L+1接头位置由L-接头数字移位寄存器402确定，包括在移位寄存器402的输入端的一个附加接头0。交换装置404可以根据一个在时刻ZERO施加于其上的Tc(0)接头控制信号的集合，和其后根据施加于其上的Tc(n)自适应接头控制信号的集合，初始地将M个乘法器的每一个分派给L+1接头位置的任何一个。所分派的乘法器的相应输出作为输入施加于加法器406，而加法器406导出等于施加给它的所分派的乘法器的相应输出和的值(该加法器406输出构成来自TLLS FIR滤波器400的输出)。
一般地，本发明仅仅要求乘法器M的数量，它是由使用者确定，小于移位寄存器接头位置L+1(即M＜L+1)。然而，当在稀疏去叠影均衡器滤波器中采用TLLS FIR滤波器400时，比例M/N通常为不大于50％，而一般远远小于50％。在下面对本发明的详述中，假设在稀疏去叠影均衡器滤波器中采用TLLS FIR滤波器400，其中接头位置L/2相应于所接收的电视主信号408而在时刻ZERO没有任何关于所接收电视信号是否包括叠影的信息，无论接头位置a1T相应于所接收电视信号中的单个预叠影位置410和接头位置a2T相应于所接收电视信号中的单个预叠影位置412的未知因素。
根据本发明的原理，在时刻ZERO，使用者确定的Tc(0)控制信号的集合为这样，即交换装置404分派一个具有+1加权系数的M乘法器给主信号接头位置L/2和分派剩余的M乘法器，其中每个具有最小正加权系数，给基本基本上与主信号接头位置L/2对称放置的接头位置，并尽可能地，依预定顺序，以一个允许L+1接头位置的整个范围可以由M乘法器最大会聚的量相互分开(其中主信号接头位置L/2为1号)：
(M-1)-……5-3-1-2-4……-M，
这里-代表相邻乘法器之间的间隔。从而，举例，在M/L=50％时，在相邻乘法器之间有一个未分派的接头位置；在M/L=33％时，在相邻乘法器之间有两个未分派的接头位置；在M/L=25％时，在相邻乘法器之间有三个未分派的接头位置。
从而对于第一连续周期，允许TLLS FIR滤波器400以根据上述公式1和3的LMS方式运行，其中每一个间隔为DT，其中D为预定的相对大数(例如3000)，这使得DT周期间隔足够长允许所有初始分派接头位置的加权系数的会聚。在第一周期的结束，所有初始分派接头位置的加权系数送给功率系数监视器202。功率监视器202实施通过将送给它的每一个加权系数平方而测量这些接头位置的每一个的功率的第一功能(即，Pi=|wn,i|2)，并对每个Pi执行将一个二进制ONE分派给幅值超出给定最小阈值(它由一个非零值加权系数代表)的每一个Pi的功能和将一个二进制ZERO分派给幅值未超过给定最小阈值(它由一个零值加权系数代表)的每一个Pi的功能。
所有计算的加权系数所得到的功率系数作为P-系数输入送给接头控制逻辑单元204，该单元响应于此，而读取每一个功率系数，然后根据下面的规则执行逻辑功能以导出自适应接头控制信号输出：
1．在刚完成的DT周期中分派给那些与二进制ONE功率系数有关的乘法器的接头位置(即，非零值接头位置)在下一个DT周期中保持分派该相同的乘法器。
2．在刚完成的DT周期中分派给那些与二进制ZERO功率系数有关的乘法器的接头位置(即，零值接头位置)在下一个DT周期中不分派任何乘法器，而这些乘法器可以依据下列准则再分派该其他接头位置：
(1)在刚完成的DT周期中未分派的接头位置变为第一候选组的成员，具有在下一个DT周期中分派一个可用乘法器的更高优选权，仅当在刚完成的DT周期中它的至少一个中间相邻的接头位置分派有一个具有与二进制ONE功率系数相关的乘法器时。
(2)在刚完成的DT周期中未分派的接头位置变为第一候选组的成员，具有在下一个DT周期中分派一个可用乘法器的更低优选权，仅当在刚完成的DT周期中它的两个中间相邻的接头位置都未分派有乘法器时。
(3)任何不满足准则(1)和(2)的接头位置不是在下一个DT周期中分派一个可用乘法器的候选者。(从而，准则(3)包括在刚完成的DT周期中分派有具有二进制ZERO功率系数相关的乘法器的任何接头位置)。
(4)作为第一候选组的成员的接头位置依一个给定的重要性顺序分派可用的乘法器，其中任何更接近于中间接头位置L/2的候选接头位置比其他远离中间接头位置L/2的候选接头位置更重要，直至所有作为第一候选组的成员的接头位置都已分派可用的乘法器或所有可用乘法器都已被分派。
(5)如果在所有作为第一候选组的成员的接头位置都已分派可用的乘法器，仍保持任何可用乘法器，则依相同的给定的重要性顺序将可用乘法器分派给作为第二候选组的成员的接头位置，直至所有作为第二候选组的成员的接头位置都已分派可用的乘法器或所有可用乘法器都已被分派。
接头控制逻辑单元在每个连续DT周期的结束执行上述逻辑功能，这导致了由M乘法器进行的有效搜索以首先发现，然后，一旦发现，在前进的连续DT周期内就保持非零值接头位置(即那些与二进制ONE功率系数相关的接头位置)，与每个发现的非零值接头位置保持的时间相同。同时，在每一个前进的连续DT周期内，通过在每一个连续DT周期中采用那些在刚好一个DT周期之前变为可用的M乘法器来继续对附加的非零值接头位置进行搜索。
返回图5，在许多DT周期之后，搜索将发现非零值接头位置LT/2,a1T和a2T(如图2中实线所示)，它们构成加法器406的输出，而分派给这三个非零值接头位置的乘法器414-1到414-3将在后面的DT周期中保持自己。然而，与零值接头位置相关的M-3乘法器(例如与接头位置0和100相关的乘法器414-4和414-5，图5中虚线所示)在搜索中的每一后续DT周期中保持。因此，如果超时，对应于每个或上述两个叠影的非零值接头位置应改变位置，或出现另一个叠影，连续的搜索将很快发现它们。
显然，实践中统计表明，乘法器对接头位置的M/L+1比例越大，平均而言，用于发现所有存在的叠影的搜索所需的DT周期就越少。然而，M/L+1比例越大，将由于要求越多的乘法器而导致成本的增加。因此，最佳M/L+1比例依赖于TLLS自适应滤波器所使用的具体环境。
虽然只描述了一个TLLS自适应滤波器的优选实施例时，它由输出加权前向TLLS FIR滤波器和一个输出加权反馈TLLS FIR滤波器实现，本发明覆盖所有由一个或多个输入加权TLLS FIR滤波器，或仅仅由一个前向TLLS FIR滤波器或仅仅一个反馈TLLS FIR滤波器实现的TLLS自适应滤波器。

Claims (23)

1．在一个均衡器滤波器系统中，包括一个稀疏数字自适应滤波器(200)和用于控制所述自适应滤波器(200&204)操作的装置，其中(1)所述自适应滤波器包括一个数字多接头无限冲击响应(FIR)滤波器(302或304和图4)，响应一个施加到第一输入端的具有抽样周期T的连续抽样x(n)；(2)所述和用于控制所述自适应滤波器(200&204)操作的装置包括用于响应来自所述自适应滤波器(306&308)的每一连续输出抽样而导出最小均方(LMS)差项e(n)，并将最小均方差项e(n)施加到所述FIR滤波器的第二输入端以根据LMS算法来影响所述FIR滤波器的操作的装置；和(3)所述多接头FIR滤波器包括为数量的L+1接头位置，其中包括在其(402)第一输入端的接头位置，为数量的M乘法器(M乘法器的414-1到414-5)，其中M＜L+1，和用于将所述M乘法器的任何一个分派给所述L+1个接头位置(404)的任何一个；其特征在于所述用于控制所述自适应滤波器操作的装置还包括：
第二装置，用于初始地将所述M乘法器的任何一个分派给所述L+1个接头位置中一个分离的预选接头位置和初始地将其预选加权系数w(Tc(0))提供给每一分派的乘法器；
第三装置，响应每一连续时间周期的完成，用于确定(a)与乘法器有关的第一组分离的加权系数w，并将它分派给所述L+1个接头位置中的某一个，其绝对值超出一个给定最小正阈值和(b)与乘法器有关的第二组分离的加权系数w，并将它分派给所述L+1个接头位置中的某一个，其绝对值不超出一个给定最小正阈值，其中每一个连续时间周期具有一个等于抽样周期T(202)的给定多数目D的期间；
第四装置，在所述连续时间周期的一个刚完成的周期中响应所述第一组的分离加权系数w，用于在所述连续时间周期(204&Tc(n))的下一个周期中保持将与所述第一组的分离加权系数w有关的乘法器分派到所述L+1接头位置的所述某一个的装置；
第五装置，在所述连续时间周期的一个刚完成的周期中响应所述第二组的分离加权系数w，用于在所述连续时间周期(204&Tc(n))的下一个周期中保持将与所述第二组的分离加权系数w有关的乘法器分派到所述L+1接头位置的所述某一个。
2．权利要求1所述的均衡器滤波器系统，其中：
所述第五装置在将多径复用器再分派给所述接头位置而非所述L+1个接头位置中的某一个是根据预定的优选级规则。
3．权利要求2所述的均衡器滤波器系统，其中：所述的优选级规律包括如下规律：
所述接头位置的任何一个而非所述L+1接头位置的所述某一个具有被分派在所述连续时间周期的下一个周期中使用的一个乘法器的更高优选级，只有在至少其一个中间相邻接头位置为在所述连续时间周期的刚完成周期中的所述第一组的一个时；
所述接头位置的任何一个而非所述L+1接头位置的所述某一个具有被分派给所述连续时间周期的下一个周期中使用的一个乘法器的更低优选级，只有在至少其中间相邻接头位置都不是在所述连续时间周期的刚完成周期中的所述第一组或第二组的一个时；
不具有更高或更低优选级的所述接头位置的任何一个而非所述L+1接头位置的所述某一个可被分派给在所述连续时间周期的下一个周期中使用的一个乘法器。
4．权利要求3所述的均衡器滤波器系统，其中：所述的优选级规律包括如下规律：
更高的优选级接头位置被以预定的重要性顺序分派给乘法器，其中比另一个更高优选级接头位置更接近于预定接头位置的更高优选级接头位置比所述另一个更高优选级接头位置更重要，直到所有更高优选级接头位置都已分派给乘法器或所有可用乘法器都已分派；和
如果在所有更高优选级接头位置都已分派给乘法器仍有乘法器可用，则更低的优选级接头位置被以预定的重要性顺序分派给乘法器，其中比另一个更低优选级接头位置更接近于预定接头位置的更低优选级接头位置比所述另一个更低优选级接头位置更重要，直到所有更低优选级接头位置都已分派给乘法器或所有可用乘法器都已分派。
5．权利要求4所述的均衡器滤波器系统，其中：
所述预选接头位置为所述FIR滤波器(图4，接头L/2)的中间接头位置。
6．权利要求1所述的均衡器滤波器系统，其中：所述稀疏数字自适应滤波器适应于用作经由陆地通信信道接收的电视信号的去叠影滤波器；和其中：
所述第二装置初始地将所述M个乘法器(414-2)分派给所述L+1个接头位置的一个特殊预选位置并初始地将一个具有值+1的加权系数w(wL/2)提供给分派给所述L+1接头位置的所述特殊预选位置的一个乘法器(414-2)，并初始地将剩余的M-1个乘法器(例如，414-1&414-5)分派给所述L+1个接头位置的另外预选位置并初始地将一个具有最小正值的加权系数(例如w1&w5)剩余M-1个乘法器的每一个，从而所述L+1个接头位置的所述特殊预选位置相应于电视主信号。
7．权利要求6所述的均衡器滤波器系统，其中：
所述第五装置根据预定优选级规则将乘法器再分派给所述接头位置，而不是所述L+1个接头位置的某一个。
8．权利要求7所述的均衡器滤波器系统，其中所述优选级规则包括以下规则：
所述接头位置的任何一个而非所述L+1接头位置的所述某一个具有被分派在所述连续时间周期的下一个周期中使用的一个乘法器的更高优选级，只有在至少其一个中间相邻接头位置为在所述连续时间周期的刚完成周期中的所述第一组的一个时；
所述接头位置的任何一个而非所述L+1接头位置的所述某一个具有被分派给所述连续时间周期的下一个周期中使用的一个乘法器的更低优选级，只有在至少其中间相邻接头位置都不是在所述连续时间周期的刚完成周期中的所述第一组或第二组的一个时；
不具有更高或更低优选级的所述接头位置的任何一个而非所述L+1接头位置的所述某一个可被分派给在所述连续时间周期的下一个周期中使用的一个乘法器。
9．权利要求8所述的均衡器滤波器系统，其中诉述预定优选级规则包括下面附加规则：
首先，更高优选级的接头位置以一个预定的重要性顺序分派乘法器，其中比另一个更高优选级接头位置更靠近特殊预选接头位置的任何更高优选级接头位置比所述另一个更高优选级接头位置更重要，直至所有更高优选级的接头位置都已分派可用的乘法器或所有可用乘法器都已被分派。
其次，如果在所有更高优选级的接头位置都已分派可用的乘法器，仍保持任何可用乘法器，则的重要性顺序将可用乘法器分派给更高优选级的接头位置，其中比另一个更低优选级接头位置更靠近特殊预选接头位置的任何更低优选级接头位置比所述另一个更低优选级d接头位置更重要，直至所有更低优选级的接头位置都已分派可用的乘法器或所有可用乘法器都已被分派。
10．权利要求9所述的均衡器滤波器系统，其中：
所述特殊预选接头位置为所述FIR滤波器的中间接头位置L/2(图4，接头L/2)。
11．权利要求1所述的均衡器滤波器系统，其中：
乘法器的数目M与接头位置的数目L+1的比值不大于50％。
12．权利要求1所述的均衡器滤波器，其中：所述第三装置包括一个功率系数监视器(202)，它包括：
第六装置，用于计算所述与乘法器有关的分离加权因子w的每一个的平方，然后分派给所述L+1个接头位置的所述某一个；和
第七装置，用于将一个二进制ONE功率系数分派给每一个具有超过所述给定最小正阈值的绝对值的分离平方加权系数和用于将用于将一个二进制ZERO功率系数分派给每一个具有未超过所述给定最小正阈值的绝对值的分离平方加权系数；
从而所述第一组包括那些已分派有一个二进制ONE功率系数的分离平方加权系数w的每一个，而所述第二组包括那些已分派有一个二进制ZERO功率系数的分离平方加权系数w的每一个。
13．权利要求12的均衡器滤波器，其中所述系统包括(A)一个接头控制单元(204)，其合并了所述第四和第五装置，和(B)第八装置，用于将所述第二装置初始地分派的所述L+1个接头位置的所述分离预选位置的每一个的标识提供给所述接头-控制单元，其中：
所述第四装置根据所述连续时间周期的所述刚完成的一个周期的所述二进制ONE功率系数来确定在所述连续时间周期的下一个周期中，所述乘法器的哪一个将保持它们的接头位置分派；
所述第五装置根据所述连续时间周期的所述刚完成的一个周期的所述二进制ZERO功率系数来确定在所述连续时间周期的下一个周期中，所述乘法器的哪一个将再分派，根据再所述连续时间周期的第一完成周期中所述L+1个接头位置的每一个所述初始地分派的位置的标识(Tc(0))确定在所述连续时间周期的第二周期中再分派乘法器的接头位置的(Tc(n))，此后，根据再所述连续时间周期的前面刚完成周期中所述L+1个接头位置的每一个所述初始地分派的位置的标识(Tc(n))确定在所述连续时间周期的每一个后续周期中再分派乘法器的接头位置的(Tc(n))。
14．权利要求1的均衡器滤波器系统，其中每一个连续输出抽样y(n)为多比特数，而所述第一装置包括：
一个具有施加于一个负输入端的每一个连续输出抽样y(n)的代数加法器；
一个限幅器(308)，相应于施加于一个输入端的每一个连续输出抽样y(n)，用于将该抽样的最低有效位的一个或多个切下以导出所述限幅器的一个输出，它至少包括每一个连续输出抽样y(n)的最大有效位，所述限幅器的输出被送到所述代数加法器的正输入端；
从而在所述代数加法器的输出端导出误差项e(n)。
15．权利要求14的均衡器滤波器，其中：
所述FIR滤波器为所述自适应滤波器的一个前向FIR滤波器(302)。
16．权利要求14的均衡器滤波器系统，其中：
所述FIR滤波器为所述自适应滤波器的一个反馈FIR滤波器(图3中自适应滤波器200a的304)，其中每一个连续输出抽样y(n)施加于所述第一输入端，从而所述自适应滤波器为一个IIR滤波器。
17．权利要求16的均衡器滤波器系统，器总所述自适应滤波器还包括一个响应于具有施加于第一输入端的所述抽样周期T和具有施加于所述第二输入端以根据LMS算法影响所述前向FIR滤波器操作的所述误差项e(n)的连续数据抽样x(n)’流的前向数字多接头FIR滤波器(302)，其中所述前向FIR滤波器包括类似于所述反馈FIR滤波器的结构的结构，其中所述系统还包括：
具有施加于第一输入端的所述前向FIR滤波器的连续输出抽样和施加于第二输入端的所述反馈FIR滤波器的连续输出抽样的第二加法器(304)，从而可以得到所述施加于所述反馈FIR滤波器的所述第一输出端和施加于所述代数加法器的所述负输入端的连续输出抽样y(n)的一个输出。
18．权利要求14的均衡器滤波器系统，其中：
所述FIR滤波器为所述自适应滤波器的一个反馈FIR滤波器(自适应滤波器200b的TLLS反馈FIR滤波器，未示，类似于图1b的LMS反馈滤波器FIR104)，其中所述限幅器的每一个连续输出抽样施加于所述第一输入端，从而，所述自适应滤波器为一个DFE滤波器。
19．权利要求18的均衡器滤波器系统，其中所述自适应滤波器还包括一个前向数字多接头FIR滤波器(自适应滤波器200b的TLLS前向FIR滤波器，未示，类似于图1b的LMS前向滤波器FIR102)，响应于具有施加于第一输入端的所述抽样周期T的连续数据抽样x(n)’流和施加于第二输入端的所述误差项e(n)以根据LMS算法影响所述前向FIR滤波器的操作，其中所述前向FIR滤波器包括类似于所述反馈FIR滤波器的结构，其中所述系统还包括：
第二加法器(自适应滤波器200b的加法器，未示，类似于图2a的加法器306)，具有作为一个输出项的施加于第一输入端的所述前向FIR滤波器的连续输出抽样和施加于第二输入端的所述反馈FIR滤波器的连续输出抽样，施加于所述限幅器的所述输入端和施加于所述代数加法器的所述负输入端的所述输入端的所述连续输出抽样y(n)。
20．一种用于对具有L个接头的延迟装置和具有在所选接头位置加权抽样的M小于L个乘法器的抽样数据稀疏均衡器滤波器分派接头位置的方法，和用于将各个加权抽样合并以提供一个滤波输出信号的电路，所述方法包括：
将所述M个乘法器分派给M个预定接头位置；
将预定多用系数施加于所述乘法器的每一个；
以一种方式操作抽样的数据系数均衡器滤波器以产生趋于引起抽样数据稀疏均衡滤波器的会聚的更新的多用系数；
根据一个预定标准测试所得到的多用系数；
将与不合标准的多用系数有关的接头分派排除；
根据一个基于根据其前面选择和相邻接头的当前选择而选择不同接头和的算法来分派新的接头位置。
21．权利要求20的一种方法，还包括：
以一种方式操作具有新接头选择的抽样数据稀疏滤波器，以产生趋于引起抽样数据稀疏均衡器滤波器会聚的更新的多用系数。
22．权利要求20的一种方法，其中所述均衡器滤波器适合于用作经由陆地通信信道接收的电视信号的去叠影滤波器，所述方法还包括：
将满足所述标准的多用系数分派相应于所述电视信号的预定接头位置。
23．权利要求22的一种方法，其中，所述预定接头位置为所述滤波器的中间接头位置。
CNB971998531A 1996-11-19 1997-10-29 自适应稀疏均衡器滤波器系统和为其分派接头位置的方法 Expired - Fee Related CN1202653C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/752,295 US5777910A (en) 1996-11-19 1996-11-19 Sparse equalization filter adaptive in two dimensions
US08/752,295 1996-11-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1238095A true CN1238095A (zh) 1999-12-08
CN1202653C CN1202653C (zh) 2005-05-18

Family

ID=25025696

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB971998531A Expired - Fee Related CN1202653C (zh) 1996-11-19 1997-10-29 自适应稀疏均衡器滤波器系统和为其分派接头位置的方法

Country Status (9)

Country Link
US (1) US5777910A (zh)
EP (1) EP0940035B1 (zh)
JP (1) JP2001508959A (zh)
KR (1) KR100529245B1 (zh)
CN (1) CN1202653C (zh)
AU (1) AU7304898A (zh)
DE (1) DE69737416T2 (zh)
MY (1) MY117012A (zh)
WO (1) WO1998023086A1 (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101834582A (zh) * 2010-05-28 2010-09-15 华为技术有限公司 一种优化fir滤波器的方法及装置
CN101741780B (zh) * 2008-11-12 2013-08-21 英特尔公司 对用于便携环境的均衡器进行配置的通信模块、设备和方法
CN105007057A (zh) * 2015-07-09 2015-10-28 杭州电子科技大学 一种针对有限集跟踪滤波器的均匀密集杂波稀疏方法
CN101310450B (zh) * 2005-11-21 2016-03-09 高通股份有限公司 用于多码cdma系统的mmse空时均衡器的最优权重
CN108075746A (zh) * 2016-11-18 2018-05-25 恩智浦有限公司 自适应滤波器和操作自适应滤波器的方法

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5946351A (en) * 1996-12-27 1999-08-31 At&T Corporation Tap selectable decision feedback equalizer
JP3204151B2 (ja) * 1997-02-13 2001-09-04 日本電気株式会社 適応フィルタ
US6240180B1 (en) * 1997-11-14 2001-05-29 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having split adaptive gain settings
US6031908A (en) * 1997-11-14 2000-02-29 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having variable adaptive gain settings
US6426972B1 (en) * 1998-06-19 2002-07-30 Nxtwave Communications Reduced complexity equalizer for multi mode signaling
US6724844B1 (en) * 1998-06-30 2004-04-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and device for improving DFE performance in a trellis-coded system
US6377642B1 (en) 1999-02-26 2002-04-23 Cisco Technologies, Inc. System for clock recovery
US6636561B1 (en) * 1999-06-29 2003-10-21 Nortel Networks Limited Channel equalisers
US6445734B1 (en) * 1999-06-30 2002-09-03 Conexant Systems, Inc. System and method of validating equalizer training
US7489725B2 (en) * 1999-08-13 2009-02-10 Broadcom Corporation Decision feedback equalizer and precoder ramping circuit
US7127481B1 (en) 2000-07-11 2006-10-24 Marvell International, Ltd. Movable tap finite impulse response filter
US7120656B1 (en) 2000-10-04 2006-10-10 Marvell International Ltd. Movable tap finite impulse response filter
US6980646B1 (en) * 2001-10-12 2005-12-27 Nortel Networks Limited Apparatus and method for echo cancellation
US7953193B2 (en) * 2002-03-28 2011-05-31 Broadcom Corporation Sparse channel equalization
CN1656699A (zh) * 2002-05-31 2005-08-17 松下电器产业株式会社 具有改进的干扰抑制带宽和速度的反相滤波的自适应噪声滤波器的带宽自适应规则
US7069286B2 (en) * 2002-09-27 2006-06-27 Lucent Technologies Inc. Solution space principle component-based adaptive filter and method of operation thereof
KR100921479B1 (ko) * 2002-10-31 2009-10-13 엘지전자 주식회사 채널 등화기 및 이를 이용한 채널 등화 방법
KR100498465B1 (ko) * 2002-11-23 2005-07-01 삼성전자주식회사 채널 등화 방법 및 채널 등화기
US7574010B2 (en) 2004-05-28 2009-08-11 Research In Motion Limited System and method for adjusting an audio signal
KR100660841B1 (ko) * 2004-10-22 2006-12-26 삼성전자주식회사 오버랩된 필터 뱅크들을 가지는 부분 탭 적응 등화기 및이를 이용한 등화 방법
KR100640591B1 (ko) * 2004-10-23 2006-11-01 삼성전자주식회사 감소된 면적을 가지는 부분 탭 적응 등화기
US7613291B1 (en) * 2005-08-10 2009-11-03 Mindspeed Technologies, Inc. Echo path change detection using dual sparse filtering
US7649932B2 (en) * 2005-11-30 2010-01-19 Microtune (Texas), L.P. Segmented equalizer
JP4527079B2 (ja) * 2006-04-28 2010-08-18 三菱電機株式会社 等化装置
US20070280388A1 (en) * 2006-05-31 2007-12-06 Texas Instruments Incorporated Apparatus for and method of canceller tap shutdown in a communication system
WO2008062622A1 (fr) * 2006-11-22 2008-05-29 Panasonic Corporation Dispositif d'égalisation de forme d'onde
JP4953856B2 (ja) * 2007-02-28 2012-06-13 日本電信電話株式会社 等化回路
US8098781B1 (en) 2007-10-12 2012-01-17 Harris Corporation Communications system using adaptive filter with normalization circuit
US7864835B2 (en) * 2007-10-12 2011-01-04 Harris Corporation Communications system using adaptive filter and variable delay before adaptive filter taps
US8107572B1 (en) 2007-10-12 2012-01-31 Harris Corporation Communications system using adaptive filter for interference reduction
US7860200B2 (en) * 2007-10-12 2010-12-28 Harris Corporation Communications system using adaptive filter that is selected based on output power
US8094763B1 (en) 2007-10-12 2012-01-10 Harris Corporation Communications system using adaptive filter with adaptive update gain
US8121236B1 (en) 2007-10-12 2012-02-21 Harris Corporation Communications system using adaptive filter circuit using parallel adaptive filters
US8204164B1 (en) 2007-10-12 2012-06-19 Harris Corporation Communications system using adaptive filter and selected adaptive filter taps
US7978757B1 (en) * 2008-02-08 2011-07-12 Freescale Semiconductor, Inc. Configurable receiver and a method for configuring a receiver
US8081722B1 (en) 2008-04-04 2011-12-20 Harris Corporation Communications system and device using simultaneous wideband and in-band narrowband operation and related method
US8275028B2 (en) * 2009-06-30 2012-09-25 Intel Corporation Advanced television systems committee (ATSC) digital television (DTV) receiver
US8968293B2 (en) 2011-04-12 2015-03-03 Covidien Lp Systems and methods for calibrating power measurements in an electrosurgical generator
EP3324542B1 (en) 2016-11-18 2019-10-23 Nxp B.V. Adaptive filter with manageable resource sharing
US10572985B2 (en) * 2016-11-18 2020-02-25 Canon Kabushiki Kaisha Image processing circuit with multipliers allocated based on filter coefficients
EP4434160A1 (en) * 2022-02-11 2024-09-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Techniques for power efficient and smart echo cancellation

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4727424A (en) * 1986-10-16 1988-02-23 Rca Corporation Sampled data filtering system, including a crossbar switch matrix, as for a ghost cancellation system
US5001701A (en) * 1989-08-07 1991-03-19 At&T Bell Laboratories Subband echo canceler including real time allocation among the subbands
US5045945A (en) * 1989-10-06 1991-09-03 North American Philips Corporation Method of adaptive ghost cancellation
DE69027966T2 (de) * 1989-10-06 1997-02-06 Philips Electronics Nv Adaptive Schaltung zur Geisterbildauslöschung
US5050119A (en) * 1989-10-06 1991-09-17 North American Philips Corporation Optimized sparse transversal filter
DE69125806T2 (de) * 1990-12-27 1997-09-25 Nippon Electric Co Adaptiver Filter geeignet zur schnellen Identifikation eines unbekannten Systems
CA2060667C (en) * 1992-02-05 1998-12-08 Paul Marc Yatrou Adaptive sparse echo canceller using a sub-rate filter for active tap selection
KR0124597B1 (ko) * 1994-04-12 1997-12-01 구자홍 에이치디티브이(hdtv)용 채널등화기
KR960011419B1 (ko) * 1994-06-14 1996-08-22 대우전자 주식회사 복소 필터 장치

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101310450B (zh) * 2005-11-21 2016-03-09 高通股份有限公司 用于多码cdma系统的mmse空时均衡器的最优权重
CN101741780B (zh) * 2008-11-12 2013-08-21 英特尔公司 对用于便携环境的均衡器进行配置的通信模块、设备和方法
CN101834582A (zh) * 2010-05-28 2010-09-15 华为技术有限公司 一种优化fir滤波器的方法及装置
CN101834582B (zh) * 2010-05-28 2013-09-11 华为技术有限公司 一种优化fir滤波器的方法及装置
CN105007057A (zh) * 2015-07-09 2015-10-28 杭州电子科技大学 一种针对有限集跟踪滤波器的均匀密集杂波稀疏方法
CN105007057B (zh) * 2015-07-09 2018-08-24 杭州电子科技大学 一种针对有限集跟踪滤波器的均匀密集杂波稀疏方法
CN108075746A (zh) * 2016-11-18 2018-05-25 恩智浦有限公司 自适应滤波器和操作自适应滤波器的方法
CN108075746B (zh) * 2016-11-18 2023-04-07 恩智浦有限公司 自适应滤波器和操作自适应滤波器的方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20000053361A (ko) 2000-08-25
JP2001508959A (ja) 2001-07-03
DE69737416T2 (de) 2007-06-21
KR100529245B1 (ko) 2005-11-17
CN1202653C (zh) 2005-05-18
EP0940035B1 (en) 2007-02-28
EP0940035A1 (en) 1999-09-08
MY117012A (en) 2004-04-30
WO1998023086A1 (en) 1998-05-28
DE69737416D1 (de) 2007-04-12
AU7304898A (en) 1998-06-10
US5777910A (en) 1998-07-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1202653C (zh) 自适应稀疏均衡器滤波器系统和为其分派接头位置的方法
JP2695541B2 (ja) テレビジョン信号処理装置および方法
EP0516216B1 (en) Echo cancellation system
JP3330630B2 (ja) 信号からチャネル誘起歪みを除去する方法及び装置
CA2058495A1 (en) Adaptive filter capable of quickly identifying an unknown system
CN1102026A (zh) 可重组的可编程数字滤波器结构
CA1084156A (en) Automatic channel equalization with time base expansion
GB2214386A (en) Signal equaliser
EP0629080B1 (en) Adaptive method to remove ghosts in video signals
GB2039195A (en) Digital signal processing method and apparatus
US4404600A (en) Ghost signal cancelling apparatus
US4314277A (en) Input-weighted transversal filter TV ghost eliminator
CN1845539A (zh) 一种具有重叠结构的时域自适应均衡器
EP0688099A1 (en) Adaptive filter capable of removing a residual echo at a rapid speed
EP1383310A2 (en) Adaptive non-linear noise reduction techniques
US4825440A (en) Signal error concealment circuit and method
JP3083545B2 (ja) 適合型フィルタ回路
KR20040045520A (ko) 채널 등화 방법 및 채널 등화기
MXPA99004654A (en) Adaptive sparse equalization filter
US5172232A (en) Method and apparatus for communication channel identification and signal restoration
Harasty et al. Television signal deghosting by noncausal recursive filtering
CN1150721A (zh) 有限脉冲响应自适应数字滤波器的波带系数更新装置
Murata et al. Practical TV Ghost Canceller Using 2-Stage CCD Transversal Filter
KR0129563B1 (ko) 고스트 제거장치
KR0176877B1 (ko) 영상신호 처리기의 고스트 제거방법

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee