CN1237064A - 发射残留边带数字电视的方法 - Google Patents

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Abstract

一种通过经常出现同频道NTSC模拟电视信号频道发射数字电视信号的方法,以基本等于3倍NTSC彩色副载波频率的符号速率提供N级数字编码信号,该编码信号调制频率在NTSC音频载波几百千周内的载波信号。该调制产生第一和第二调幅边带的抑制载波调幅。延伸出该频道的调幅边带在发射信号中抑制,第一调幅边带成为一个残留边带,只为第二调幅边带频率接近载波信号部分提供图像。发射信号中包括和抑制载波同频的导频信号。

Description

发射残留边带数字电视的方法
本申请在35U.S.C.111(a)下提出，根据35U.S.C.119(e)(1)要求临时申请，序号为60/075424的申请日，其根据35U.S.C.111(b)在1998年2月20日中请。
本发明一般涉及电视信号发射系统，特别涉及一种发射残留边带(VSB)数字电视信号的方法，它不易受NTSC同频道干扰。
1992年2月11日发布授与R.W.Citta等人的美国专利，号码为5087975的说明书和附图结合在这里作为参考，其名称为“减少NTSC同频道干扰的VSBHDTV发射系统”。Citta等人描述了一种用于广播电视的电视信号发射信号，它包括一个抑制载波，一个VSB信号和一个导频信号，VSB信号在6MHz带宽的电视频道的上、下频率边缘各有一个Nyquist斜率，该频道下频率边缘的Nyquist斜率的中心频率基本与抑制载波的频率一致，导频信号与抑制载波相差90°。该电视信号发射信号易受视频载波在该频道下频率边缘上面1.25MHz、彩色副载波在视频载波频率上面3.58MHz、和音频载波在该频道上频率边缘下面0.25MHz的NTSC电视信号的同频道干扰。抑制载波由N级数字编码信号调制，该数字编码信号的采样速率fs基本等于NTSC彩色副载波频率的3倍，抑制载波的频率比同频道NTSC图像载波更接近频道的下频率边缘约fs/12。接收到的信号由同步检测器响应接收到的导频信号解调，而干扰NTSC拍频分量由一个在fs/12、5fs/12和fs/2处具有陷波的线性滤波器衰减。
由高级电视系统委员会(ATSC)在1995年9月16日公布的数字电视标准规定了以例如在美国当前用于广播国家电视系统委员会(NTSC)空中广播模拟电视信号的6MHz带宽电视频道发射数字电视(DTV)信号的VSB信号，。这些VSB信号与Citta等人描述的信号的不同之处在于，每一信号使用与其抑制载波同相的一个导频信号，而不是相差90°。这些VSB信号中每一个包括一个接近电视广播频道的较低上频率边缘的残留边带，和从其频率向上延伸到该频道的上频率边缘的全边带。
本发明针对电视信号发射信号的发射，该发射信号包括一个抑制载波，一个与抑制载波同相的导频信号，和一个VSB信号，该VSB信号残留边带接近电视广播频道的上频率边缘，而其全边带接近该频道的下频率边缘。抑制载波由一个N级数字编码信号调制，该数字编码信号具有基本等于NTSC彩色副载波频率3倍的采样速率fs，抑制载波的频率比同频道NTSC图像载波远离该频道下频率边缘大约5fs/12。接收到的信号可以由一个同步检测器响应接收到的导频信号解调，而干扰NTSC拍频分量由一个在fs/12、fs/4、和5fs/12处具有陷波的线性滤波器衰减。
图1是根据本发明构造的一个电视信号发射系统的方框图；
图2表示根据本发明发射DTV时6MHz的DTV电视频道的频谱图；
图3表示根据本发明发射DTV时DTV接收机对同频道DTV和NTSC发射的响应；
图4是用于图1的DTV接收机中的一个逆Hilbert变换滤波器的方框图。
本发明说明的问题在图1的方框图中一般表示出来。用参考标号10总体表示的DTV发射机通过一个选择的6MHz宽的电视频道广播一个DTV编码信号，用于调谐到该选择频道的一个相应DTV接收机100接收和重放。同时，一个NTSC发射机200通过在附近的电视服务区域内的同一频道广播一个NTSC编码信号。取决于各种因素，包括其物理位置，DTV接收机100因此可能接收到除从DTV发射机10的发射天线20接收希望的信号之外还从NTSC发射机200的发射天线201接收具有相当强度的不希望的干扰分量。由于不希望的干扰信号在和希望的DTV信号同一频道上发射，因此通常称为“同频道干扰”。在DTV接收机中的同频道干扰信号特别在使用全数字DTV发射标准的场合引起问题。特别是，如果同频道干扰信号具有足够强度压倒接收机中的数字DTV信号的话，则接收机重放任何质量图像的能力完全受损。此外，DTV接收机的这一损害随干扰NTSC同频道信号的强度变化可能相当突然地发生。这与模拟DTV系统不同，在模拟DTV系统中干扰NTSC同频道信号的强度变化引起接收机的信噪比性能上逐渐改变。
如所周知，干扰NTSC同频道信号的频谱占据一个6MHz宽的电视频道，它包括一个亮度分量，一个色度分量和一个音频分量。亮度分量的带宽大约为4.2MHz并调制在距该频道一端1.25MHz的一个图像载波上。色度分量的带宽大约1MHz，调制在距图像载波3.58MHz的一个副载波上。音频分量调制在距该频道另一端0.25MHz(亦即距图像载波4.5MHz)的一个载波上。同频道干扰的主要来源是相对大的NTSC图像载波及其编码同步信息的边带，以及高亮度图像分量彩色突发脉冲串，在高色度图像分量期间的色度副载波边带和FM音频载波。
在同步间隔期间的NTSC图像载波尖峰提供最大能量的同频道干扰。当使用梳状滤波抑制NTSC同频道干扰时，希望把梳状滤波设计为最佳抑制NTSC视频载波及其15734Hz的边带的假像(artifacts)。色度突发脉冲只有NTSC图像载波尖峰在同步间隔期间能量的20％或更少。梳状滤波可以抑制描述大面积图像的NTSC亮度和色度信号的假象。由描述图像运动边缘的NTSC亮度和色度信号的假象引入的误差必须使用误差修正码修正。
虽然视频载波峰值调制的振幅被限制为大约7-10％,FM音频载波的振幅不变。这使得很难使用误差修正码修正由FM音频载波引入的误差。NTSC音频载波的调频和调相使梳状滤波使用多个符号固定相位延迟的微分延迟，这对抑制NTSC音频信号的假象不实际。调制信号在音频处改变和低超声速率提供在仅相距几个信号固定相位延迟的样本之间足够相关运一事实允许为ATSC信号使用12符号微分延迟梳状滤波器，使抑制NTSC音频信号的假象获得一定的成功。
图2表示根据本发明的一个DTV发射频道的频谱。该频道6MHz宽，相应于一个发射VSB信号的NTSC发射频道，如图所示。更特别的是，在低于第一断点频率f1bp不大于距该发射频道的下频率边缘353KHz左右，发射频道显示振幅响应滚降22。VSB信号具有基本平坦的振幅响应部分24，它从第一断点频率f1bp延伸到第二断点频率f2bp，距发射频道的下频率边缘略小于5,643KHz左右。距发射频道下频率边缘1,250,00Hz处的一个同频道干扰NTSC信号的图像载波频率fpix处于由该基本平的振幅响应部分24包括的频率范围内。距发射频道下频率边缘4,829,545.5Hz的同频道干扰NTSC信号的色度副载波fsc也最好处于该频率范围内。在第二断点频率f2bp和第三断点频率f3bp之间，发射频道显示振幅响应滚降26，到基本平振幅响应部分24的振幅响应的一半，而从第三断点频率f3bp到第四断点频率f4bp作为另一基本平振幅响应部分28平分基本平振幅响应部分24。这一平分指的是调制程度，而不是能量。
DTV信号的抑制载波频率fc和导频信号频率fp两者都在距发射频道下频率边缘略小于5734KHz处，将它们定位于NTSC图像载波频率fpix上面略小于285倍NTSC水平扫描频率fh处。之所以这样做是为了最好地容纳接收机100中的梳状滤波以抑制同频道干扰NTSC信号的图像载波频率fpix和色度副载波fc的假象。DTV信号的抑制载波频率fc和导频信号频率fp位于相应于基本平振幅响应部分28的频率范围的中心。基本平振幅响应部分28延伸以包括同频道干扰NTSC信号的调频音频载波fa及其相当大能量的调频边带。相应地，第四断点频率f4bp位于距发射频道下频率边缘5,825,000Hz或稍高处。在第四断点频率f4bp之上，发射频道显示振幅响应滚降30。第三断点频率f3bp低于抑制载波频率fc的频率正如第四断点频率高于抑制载波频率fc。在第二断点频率f2bp和第三断点频率f3bp之间的振幅响应滚降26设计为补全振幅响应倾斜30，使得当电视信号发射信号在接收机100中解调时，基带DTV信号具有一个从0频率向上到Nyquist采样频率fs的一半-亦即5,381,118.9的平振幅响应。发射机相位响应在从距发射频道下频率边缘低于353KHz左右处到振幅响应滚降30在高频能量减少到可忽略的频率之间的范围内保持为直线，使得分散的(absent)多路径现象在由接收机100解调的DTV信号分量中有一致的组延迟。
如美国专利，号码为5,087,975指出，频道的Nyquist带宽fs/2可以认为被等分为6部分，在同频道NTSC图像载波fpix和彩色副载波fsc之间的间隔相应于6部分中的4部分，亦即fsc-fpix=(4/6)(fs/2)=(4/12)fs=(1/3)fs。Nyquist信号频率开始时假定为3倍的(fsc-fpix)=3*3,579,545.5Hz=10,738,636.4Hz。
与美国专利5,087,975所示的不同，在DTV信号的抑制载波频率fc和同频道NTSC图像载波fpix之间的间隔相应于6部分中的5部分，而不只是6部分中的1部分，在DTV信号的抑制载波频率fc和同频道NTSC彩色副载波fsc之间的间隔只相应于6部分中的1部分，而不是6部分中的5部分，亦即fc-fpix=(5/6)(fs/2)=(5/12)fs，和fc-fsc=(1/6)(fs/2)=(1/12)fs。
图3表示DTV接收机100的基带响应。如图所示，DTV接收机的标称响应40在频道内基本是平坦的，容纳了fs/2的Nyquist带宽，而无衰减。基带DTV信号最好由一个“同相”同步检测器响应于一个具有相应于抑制DTV载波fc的频率和相位的再生成载波而产生。在NTSC同频道信号出现时，检测器响应于再生载波也可提供一对干扰拍频信号，其频率基本相应于分别来自同频道NTSC干扰的色度副载波和视频载波的fs/12和5fs/12。干扰拍频信号在图3中分别用参考标号42和44表示。另一个拍频信号46稍微高于0频率处，它作为NTSCFM音频载波的假象出现在“同相”同步检测器响应中。附加结合具有合适微分延迟的基带DTV信号的梳状滤波器，其响应为50，其内具有零点52、54和56。零点54接近中频道，它把中频道振铃响应减少到脉冲噪声。作为同频道NTSC干扰的色度副载波和视频载波假象的拍频信号42和44被梳状滤波器响应50中的零点52和56抑制。后面还要详细说明，接收机100包括一个具有响应50的梳状滤波器，用以减少同频道干扰拍频的效果。
ATSC数字电视标准使符号速率fs为NTSC水平扫描速率fh的684倍，以方便在NTSC和DTV编码信号之间的变换，如美国专利，号码为5,087,975所建议的。相应地，附加结合微分延迟为6符号间隔的采样信号的线性梳状滤波器提供分别在接近拍频信号42和44频率处的陷波52和56。由于NTSC水平扫描行精确具有684个符号，因此6符号延迟将比一个NTSC扫描行短114倍。具有频率为114*fh的假象在6符号期间具有一个完整周期，所以附加结合微分延迟6符号间隔的采样信号的梳状滤波器以1793706.3Hz的间隔出现陷波。
如果视频载波频率fpix准确落入位于(5/2)*1,793,706.3Hz的陷波，则DTV载波频率fc将在视频载波频率fpix上面(5/2)*1,793,706.3Hz处，亦即在该频道的下频率极限上面1,250,000Hz。这就是说，DTV载波频率fc将在该频道的下频率极限上面5,734,265.7Hz和在6MHz宽频道的上频率极限下面265,734.3Hz处。这将把DTV信号载波频率fc置于和NTSC音频载波频率fa相距fh的水平频率处，以致即使其声音电路的调幅(AM)抑制很差，DTV信号载波在NTSC电视信号接收机中也听不见。解决这一问题的办法是，如果DTV信号载波频率fc具有和NTSC音频载波频率fa相距fh水平频率位移的话，则在NTSC同频道干扰信号中的立体声导频载波的第一上边带有助于影响DTV载波频率在DTV接收机中获得。
优选DTV载波频率fc稍低于例如6MHz宽频道下频率极限上面5,733,500Hz和该频道上频率极限下面266,500Hz处。这使得在DTV载波频率fc和在NTSC同频道干扰信号的立体声导频载波的第一上边带之间的拍频约为765Hz，使其可以被载波再生电路的AFPC信号中的一个窄带滤波器抑制。DTV信号载波在NTSC电视信号接收机中仍然听不见，即使其声音电路的调幅(AM)抑制很差。
DTV载波频率fc可以置于同频道NTSC色度副载波频率之下57*fh处，其为6MHz宽频道上频率极限下273,602Hz处。如果立体声NTSC电视信号接收机的声音电路的调幅(AM)抑制很差的话，则DTV信号载波可能在具有立体声声音的NTSC电视信号接收机内引起7867Hz的音调。DTV接收机内的DTV载波频率的获得不受同频道NTSC立体声导频信号的影响，而色度边带被最好抑制。同频道NTSC视频假象距用于抵制NTSC假象的梳状滤波器的陷波频率fh/2。使用6符号微分延迟的梳状滤波器在包括陷波频率的71kHz范围提供-18dB衰减，使同频道NTSC视频载波假象的衰减仍然相当好。然后同频道NTSC视频载波假象也可以由除梳状滤波器以外的方法清除，因为到750KHz的NTSC双边带特性允许其从VSBDTV信号中分离。
按照上述并回过来参考图1,DTV发射机10包括一个视频信号源11，它从时钟发生器12接收时钟信号fs以符号速率fs提供一个数字视频信号，该数字视频信号的带宽达到37MHz,fs标称为3fsc。符号速率假定为NTSC水平速率fh的684倍。作为一个例子，由视频信号源11提供的视频信号包括每祯787.5条逐次扫描线，其中720条表示活动视频，其具有相应于NTSC场速率的垂直重复速率和相应于NTSC水平扫描速率3倍的水平重复速率。由视频信号源11产生的视频信号输入到一个视频压缩器13上，它充分压缩37MHz的视频信号使其能够通过一个6MHz带宽的电视频道发射。然后被压缩的视频信号可以在误差修正编码(ECC)电路14中经受前向误差修正编码，而其ECC结果供给预编码电路15。根据在ATSC数字电视标准下接受的实践，ECC电路14包括一个Reed-Solomon编码器，其后有一个格栅编码器，并且预编码输入到在格栅编码结果中选择的符号。视频压缩器13、ECC电路14和预编码器电路15响应从时钟发生器12来的时钟信号fs而操作。预编码电路15提供部分预编码的误差修正编码结果作为调制信号给残留边带调幅器16。载波和导频信号发生电路17给VSB调制器16供给一个载波信号，具有标称频率fh水平频率偏移低于相应的NTSC音频载波频率fa。载波和导频信号发生电路17还供给具有和载波信号同一频率和相位的一个频率fp的导频信号。导频信号与来自VSB调制器16的残留边带调幅输出信号在一个结合电路18中结合以形成一个加在末级放大电路19上的一个信号，用于驱动发射天线20。视频信号作为一个N级数据采样序列发射，这一发射优选使用图2所示抑制载波、VSB信号的形式实现，其同相导频信号fp与其结合以便利在DTV接收机100内再生该载波。当然，时钟和载波信号的频率可以从上述标称值稍微调整。
DTV接收机100包括一个接收天线101的调谐器和IF级102，它调谐到发射DTV信号的6MHz电视频道。被调谐的DTV信号，连同由在附近电视服务区域的发射机200在同一频道广播的同频道NTSC信号一起在102阶段中变换为中频，作为输入信号供给同相同步检测器103和90°相差同步检测器104。载波再生电路105分别供给同相同步检测器103同相再生的载波和90°相差同步检测器104以90°相差的再生的载波。同步检测器103和104的基带响应供给频道均衡滤波电路106，它对从DTV发射机10接收的DTV信号抑制多路径响应，并均衡该频道以减少符号间误差。来自频道均衡滤波电路106的延迟的、均衡的同相同步检测器103的响应供给时钟再生电路107，它再生符号时钟信号fs为整个DTV接收机100使用。
低通滤波器108响应来自频道均衡滤波电路106的均衡的90°相差同步检测器104的响应以产生一个误差信号，该误差信号指示任何与由载波再生电路105提供给同相同步检测器103同相再生的载波和90°相差同步检测器104以90°相差再生的载波的正确频率和相位的偏离。这一误差信号进一步由AFPC滤波器109滤波，作为用于包含在载波发生电路105中的一个受控振荡器的自动频率和相位控制(AFPC)信号。
来自频道均衡滤波电路106的均衡的90°相差同步检测器104的响应包含对VSB DTV信号的所有单边带分量的响应，其为对包含在来自频道均衡滤波电路106的均衡的同相同步检测器103响应中的VSB DTV的所有单边带(SSB)分量响应的Hilbert变换。低通滤波器108对来自频道均衡滤波电路106的均衡90°相差同步检测器104响应的响应供给逆Hilbert变换滤波器110，该逆Hilbert变换滤波器110相应于给VSB DTV信号的低频率SSB分量提供响应，除由逆Hilbert变换滤波器110引入的滞后或延迟外，其相似于均衡同相同步检测器103响应对低频率SSB分量的响应。来自频道均衡滤波电路106的均衡同相同步检测器103响应由延迟线111延迟，它补偿由滤波器108和110引起的滞后或延迟。级联滤波器108和110的响应与延迟线111的响应在线性组合器112中结合以消除来自延迟的均衡同相同步检测器103响应的同频道NTSC音频信号的假象，延迟的均衡同相同步检测器103响应从线性组合器112供给梳状滤波电路和符号解码器电路113。
从线性组合器112供给的延迟均衡同相同步检测器103响应包括希望的DTV分量，在图3中用曲线40表示，和不希望的NTSC同频道视频和色度拍频分量，在图3中分别用信号42和44表示。如前所述，拍频分量在基本相应于fs/12和5fs/12频率处出现，并作为分别用NTSC视频载波和NTSC色度副载波差拍再生的DTV载波的结果。符号解码器电路113中的数据切分由时钟发生电路107产生的符号时钟信号fs定时。在确定NTSC同频道干扰存在时，符号解码器电路113可以在数据切分前用具有图3曲线48表示的响应的线性滤波器先行滤波。该响应包括在相应于fs/12和5fs/12两者频率处的零响应以消除或基本消除NTSC干扰视频和色度拍频。由这种在数据切分前使用的滤波引入的符号间干扰可以在由数据切分恢复的数据中补偿。梳状滤波和符号解码器电路113最好是由发明人在其被许可的美国专利申请，序号为08/882539，申请日为1997年6月25日，名称为“检测和抑制NTSC同频道干扰的数字TV接收机电路”，中说明的类型，上述专利申请结合在此作为参考。
由梳状滤波和符号解码器电路113恢复的数据供给误差修正电路114，它包括一个格栅解码器，其后接着一个Reed-Solomon解码器。在梳状滤波和符号解码器电路113中的数据切分可以响应格栅解码器调整以实现最优Viterbi解码。误差修正电路114提供修正的数据给扩展电路115以重建表示原来37MHz源视频信号的宽带视频信号。重建的信号供给显示器116显示重建的图像。使用ATSC标准的视频压缩器13和扩展电路115遵循MPEG-II标准。
图4详细表示逆Hilbert变换滤波器110的一个特定结构，它包括部件1101-1107，该结构是优选结构，因为其滞后时间可以保持相当短。如果希望构建一个在基带处的逆Hilbert变换滤波器，则与获得90°低频相移关联的延迟长到不能接受。因此，把低通滤波器108的响应在逆Hilbert变换滤波前在频率上向上变换，然后把逆Hilbert变换滤波的结果在频率上向下变换以提供在基带处的逆Hilbert变换的低通滤波器响应。符号恒定相位延迟由地址计数器1101计数，以产生以模余算术表示的顺序地址来寻址一个正弦表只读存储器1102和一个余弦表只读存储器1103。正弦表ROM1102响应其寻址产生一个频率大于6MHz(例如8071678Hz=513/286倍4.5MHz)的数字载波波作为乘数输入信号供给数字乘法器1104。连接数字乘法器1104以接收作为被乘数的低通滤波器108的响应，并向上变换该信号为双边带调幅数字载波波的调幅边带。连接数字乘法器1104把该DSB AM数字载波供给有限脉冲响应(FIR)低通数字滤波器105作为输入信号。滤波器1105设计用于响应低频率AM边带以提供一个单边带调幅(SSB AM)数字载波波，但基本不响应上频率AM边带。余弦表ROM1103响应其寻址产生一个和从正弦表ROM1102产生的数字载波波同频率的数字载波波，但相差为90°。连接数字乘法器1106接收从余弦表ROM1103产生的数字载波波作为其乘数输入信号和来自滤波器1105的SSBAM数字载波波响应作为被乘数输入信号。连接数字乘法器1106将其积输出信号作为输入信号加在有限脉冲响应(FIR)低通数字滤波器1107，它响应积信号的一个基带下变换结果部分，同时抑制积信号的图像上变换结果部分到由余弦表ROM1103供给的数字载波波的二次谐波的边带。低通滤波器1107的基带响应是作为输入信号加在结合器112上的逆Hilbert变换低通滤波器110的响应。
由ATSC数字电视标准规定的12个平行格栅码最好由6个平行格栅码代替。然而，即使保持12个平行格栅码并使用具有12符号微分延迟的梳状滤波电路以抑制NTSC同频道干扰假象，但是把DTV载波放置在广播电视频道上极限频率附近利用VSB DTV信号接近其载波频率的双边带特性，允许更好抑制同频道NTSC声音信号假象。
在本发明优选实施例之外的一个实施例中，残留边带和全调幅边带频率接近发射信号中载波信号的部分的振幅响应相似于全调幅边带频率离开载波信号的剩余部分的振幅响应。为获得为DTV基带信号的平振幅响应，可以把90°相差同步检测器响应的逆Hilbert变换的高频部分与同相同步检测器响应结构性结合。在该方法中遇到的频道均衡问题通过发射VSB DTV信号的优选方法避免。更多的滤波以修改频道响应的形状在广播发射机中进行，可以使在DTV接收机中的滤波更简单。
上面叙述的是一个高清晰度电视发射系统，它大大减少NTSC同频道干扰而不明显影响DTV接收机性能。所示系统可用于高清晰度电视系统的多种类型数字处理格式。

Claims (5)

1．一种通过一个经常出现同频道NTSC模拟电视信号的频道发射数字电视信号的方法，所述同频道NTSC模拟电视信号具有一个调制视频载波、一个调制彩色副载波、和一个调制音频载波，所述方法包括步骤：
以基本等于3倍NTSC彩色副载波频率的一个符号速率fs提供一个N级数字编码信号，N是一个复整数(plural integer)；
产生一个频率在NTSC音频载波几百千周内的载波信号；
用所述N级数字编码信号调制所述载波信号的振幅，产生第一和第二调幅边带；
响应所述调幅边带形成发射信号。
2．根据权利要求1的方法，其中，产生的所述载波信号在频率上离开所述NTSC彩色副载波基本等于NTSC彩色副载波频率的四分之一以及离开所述NTSC彩色副载波基本等于NTSC彩色副载波频率的四分之五。
3．根据权利要求1的方法，其中所述N级数字编码信号以684倍NTSC水平扫描频率的符号速率提供。
4．根据权利要求1的方法，其中所述形成发射信号的步骤包括子步骤：
抑制所述发射信号中所述调幅边带延伸出所述频道的任何部分，从而使所述第一调幅边带成为一个残留边带，只为频率接近所述载波信号的所述第二调幅边带的部分提供一个图像；
相对于所述第二调幅边带在频率上离开所述载波信号的剩余部分的振幅响应，对分所述残留第一边带和所述第二调幅边带频率接近所述发射信号中的所述载波信号的所述部分的振幅响应。
5．根据权利要求4的方法，其中所述形成发射信号的步骤进一步包括步骤：
在所述发射信号中包括一个固定振幅的所述载波信号作为导频信号。
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