CN1215541A - 镇流器 - Google Patents

Abstract

荧光灯负载的分级调光,采用检测经触发开关产生的电源线中断来实现。通过在预定的时间间隔内产生触发所得的电源线中断次数确认要求的调光级。即使镇流器供电电源的中断超过了预定的时间间隔,一旦电源恢复,灯负载将被复位到预定的照度级。

Description

镇流器

本发明涉及可开关地耦合到电压源给灯供电的镇流器，包括：

-包括至少一个开关元件用于产生灯电流的逆变器，

-被耦合到开关元件的控制极用于产生使开关元件可交替地导通和截止的驱动信号的振荡器；

-由驱动信号来控制灯电流的调光接口。

本发明还涉及小型荧光灯。

US4,952,849公开了上述说明的镇流器。该公知镇流器给灯提供高频电流，使灯高效率工作。而且通过调节驱动信号的频率，利用公知镇流器操作的灯能够在相对宽范围内调光。然而公知镇流器的缺点是调光设备要求附加电路，使得公知镇流器的整套装置相对复杂和费用高。

本发明目的是提供一种使灯高效率工作的镇流器，使得灯能被调光并且还能以相对简易的方法安装。

因此开篇中说明的镇流器的特征在于：镇流器还包括被耦合到调光接口的检测电路，用于检测镇流器和电压源之间耦合中的每次中断，以及用于根据在预定时间间隔内检测到的中断次数来调节驱动信号。

通过触发将电压源接至镇流器的主开关，中断镇流器和电压源之间的耦合。根据在预定时间间隔内检测到的中断次数调节驱动信号，结果也就调节了灯的光输出。

根据本发明的镇流器得到了良好的效果，其中检测电路根据检测到的中断次数调节驱动信号的频率。

尤其是根据本发明的镇流器还包括临时电压源，在第一次中断开始的预定时间间隔内为检测电路供电。

检测电路能够相对容易和可靠地实现，其包括在预定时间间隔内识别被探测到的中断次数的计数器。当镇流器还包括用于计数器各非零值的电流时，各电流源产生不同电流值，并且其中振荡器基于对应非零值计数器的电流源产生的电流值来改变驱动信号的频率，而且频率的调节以相对容易可靠的方式来实现。

根据本发明的镇流器优选实施例还包括复位电路，用于将振荡器产生的驱动信号的频率改变到响应超过预定时间间隔之中断的预先指定值。例如预先指定值能够对应着灯的额定光输出，以便当镇流器在已经关闭至少为预定的时间间隔之后打开时，灯具有额定的光输出。复位电路最好包括比较器和双稳装置，用于随着镇流器和电压源之间耦合的恢复复位计数器。

由于其使得除连接供电电压源的接线之外再不用任何附加接线时可调节灯的光输出，因此根据本发明的镇流器相当小而且简单，因而非常适合用于小型荧光灯。

为较全面理解本发明，需要结合附图并参考下述说明，其中：

图1说明按照本发明第一实施例镇流器的部分框图和部分示意图；

图2是说明用于调节由灯负载产生的亮度级的图1控制电路的部分框图和部分逻辑图；

图3是说明按照本发明第二实施例镇流器的部分框图和部分示意图；

图4是图3输入整流器电路示意图。

图5是图4输出电路示意图；和

图6A、6B、6C和6D是图3供电电源和接着三路开关的输入整流器之间开关转换接线的方框图。

如图1所示，按照本发明第一实施例，用于给一个或多个荧光灯供电的镇流器B连接在供电电源MPS和一对荧光灯11和12之间。供电电源MPS为50或60Hz电压源，120伏RMS电压。镇流器B包括输出电路20,DC-AC变换器(还公知为DC-AC逆变器)电路24，预处理器28，输入整流电路32，控制电路CC和电压源40。

开关SW例如但不限于为墙式开关，给镇流器供电和中断供电(即耦合和中断供电电源MPS和镇流器B之间的耦合)。输入整流器电路32包括滤波器和桥式整流器。滤波器阻止由镇流器B产生的高频分量被引入供电电源MPS。桥式整流器整流供电电源MPS供给的交流(AC)信号。预处理器28响应由输入整流器电路32产生的、具有大约为170伏峰值的全波整流后的50或60Hz的电压，给DC-AC变换器电路24提供平均值约为245伏的DC电压。来自预处理器电路28的DC电压通过DC-AC变换器电路24被变换成方波AC电压，加在输出电路20上，其频率范围约为25到50KHz。应当理解，这里所述电压及频率值以及其它变量和分量之值仅仅是用于说明目的以便于理解本发明，而不应理解为对其进行限制。

预处理器电路28和DC-AC变换器电路24两者包括SMPS(开关模式电源)电路，并受到由输出电路20和预处理器电路28引出的各种信号响应的控制电路CC的控制。预处理器电路28是可调频宽比的向上变换器，接控制电路CC的GPC端的脉宽调制选通信号。DC-AC变换器电路24是半桥式变换器电路，接控制电路CC的GHB端的方波选通信号。

控制电路CC是集成电路，包括对来自预处理器电路28和输出电路20的各种信号起反应的逻辑和模拟电路，产生脉宽调制和方波选通信号。在镇流器B初始接电和其稳定工作期间，工作电压通过电压源40给控制电路CC供电。

除另外注解之外，镇流器B在结构和工作上与美国专利US4,952,849的荧光灯控制器10之镇流器类似。类似参考字母和数字标识镇流器B和US4,952,849荧光灯控制器内的类似结构和工作的元件。美国专利US4,952,849阐述了输出电路20,DC-AC变换器电路24，预处理器28，输入整流器电路32和电压源40结构和工作的更详细说明。

控制电路CC是20脚集成电路，用来控制电压调节，低电源锁定保护，灯电压调节，低半桥电压锁定，过压保护，半桥振荡，脉宽调制，输出缓冲，容性负载保护，偏置，过电流保护，功率因数放大，DC误差放大和灯电流整流。下面将对这20脚进行简要的功能说明。更完整地说明请参考美国专利4,952,849的控制电路36。

控制电路CC的VREG端提供稳定电压。该稳定电压作为参考电压和控制电路CC中控制逻辑电路的电源。电压源40提供的DC电源电压由控制电路CC的VSUPPLY端检测，用来确定预处理器电路28和DC-AC变换器电路24应何时打开或关闭。一旦电源电压上升超过上跳点，预处理电路28和DC-AC变换电路24开始工作。当DC-AC变换电路关闭时，其不允许重新打开，直到VSUPPLY端的电源电压超过上跳点，并且最小时间延迟已超过由控制电路CC的DMAX端外部元件的设置值。

控制电路CC检测何时由VLAMP端电压代表的灯电压超过了参考电压。在这种条件下，灯电压达到其最大允许开路值，控制电路CC增加由GHB端产生的方波驱动信号的频率，由此提高DC-AC变换器电路24的开关频率。结果灯电压减小。开关频率的增加速度由连接在控制电路CC的START端的外部电阻和电容设定。

禁止DC-AC变换器电路24半桥式振荡器点燃灯，直到预处理器输出电压达到由外部元件设定的预定值。预处理器输出电压由控制电路CC过压输入端OV检测。当该输入超过VREG端电压的预先设定部分时，DC-AC变换器24的开关频率向下扫描摆动，开始灯点火序列。

当OV端电压大于VREG端电压时，控制电路CC阻止预处理器DC输出电压的任何更进一步的增加。当SMPS空载及电路欠阻尼时，在接通期间可能发生预处理器产生的过压或过冲。控制电路CC在CVCO端产生三角波。GHB端的方波驱动信号频率部分地依赖于馈入FMIN端的电流值和连接在CVCO端的外部电容值。

在US4,952,849的控制电路36中，CP端扫描电压(锯齿波形)与CVCO端产生的三角波形具有相同频率和斜率并同步。扫描电压是由电流源和充电电容器的组合产生的，后者外部连接在CP端。根据本发明，通过在CVCO端采用三角波信号，在控制电路CC中产生(合成)该扫描信号。删去了US4,952,849中与CP端相连的充电电容器。因此空出控制电路36的一脚，被控制电路CC用作为VCST端。与VCST端相连的外部文件(即电容器CSTORE和电阻312)在开关SW至少被触发一次期间确定预定的时间间隔，由此调节灯负载的照度级。

通过将DC-AC变换器电路24的开关频率限制在高于由半桥驱动的外部LC网络谐振频率，控制电路CC还防止灯移走期间半桥功率晶体管的失效。在高于谐振的频率处，半桥LC负载网络的厚电压与原电流同相。在低于谐振的频率处，原电流与原电压同相。在低于谐振的频率处，DC-AC变换器24的一对功率管在其各个漏极电流具有高瞬态峰值时刻被驱动导通。由于高峰值电流和高瞬态功率损耗，在谐振和低于谐振的工作能够导致开关失效。控制电路CC中的保护逻辑检测相对半桥栅极驱动电压的LC网络电流相位，以确定谐振条件是否满足。IPRIM输入电压表示外部LC网络的原电流。当IPRIM的电压比预定电平更高并且栅极驱动信号为高时，DC-AC变换器的开关频率快速增加以避免DC-AC变换器电路工作在低于谐振状态。

过电流情况一般发生在SMPS接通或者AC线电压即供电电源MPS有电源中断的时候。过电流由连接在电流检测输入端CS1的外电阻检测。检测峰值整流AC线电压的相位和幅值调制预处理器电路28的电源开关占空比以便改善AC线电流的正弦波形。在控制电路CC的PF输入端检测功率因数输入。

通过外电阻分压器和滤波网络，DC端检测DC输出电压。控制电路CC包括连接DC端的DC误差放大器，以便在预处理器电路20的DC输出提供负反馈控制。外电阻连接DC端以除去开关频率噪声。

外灯电流互感器和负载电阻用于将灯电流信号转变成加在一对灯电流输入端LI和LI2上的电压。在CRECT端提供灯电流的全波整流输出。控制电路CC内的差分误差放大器把CRECT端电压与基于VREG端电压的内部参考电压相比并调节DC-AC变换器电路24的开关频率以将电流保持在预定范围(即维持基本上恒定的平均灯电流)。控制电路CC通过GND端接地。

控制电路CC在结构和工作上与US4,952,849的控制电路36类似。除这里指明之外，控制电路CC结构和工作的更详细说明可以参见US4,952,849的控制电路36。

现参考图2，其说明控制电路CC内的电路系统，其根据开关SW的触发(即中断供电电源MPS对镇流器B的供电)，用来控制照度级，可能为一个或多个荧光灯11和12的灯负载，在第一次接通时，工作在照度的预定级的初始态。这个预定级通常是全照度的。应当理解，根据本发明，该预定级能够为小于全照度。当镇流器B初始供电和在其工作期间，工作电压通过VSUPPLY端加在控制电路CC。控制电路CC在VREG端产生基于加在VSUPPLY端的工作电压的稳定电压。

照度预定级的改变通过在预定时间间隔内将开关SW接通和断开(即触发)一次或数次来传送给镇流器B。在首次断开开关SW之前，即当灯负载工作在全照度时，2位计数器303处于0计数(即Q0=0,Q1=0)。计数器303是正边沿触发两位脉动计数器，带有高有效复位(active highreset)。

当开关SW断开时，VSUPPLY端的电压将降低。结果VREG端电压斜坡下降。当VREG端电压降低到预置电平时(即Vtrip)，施密特触发器306产生用作计数器303时钟输入的脉冲。VCST端电压接至施密特触发器306以为后者供电。施密特触发器306产生的时钟脉冲使计数器303的计数增加一。当开关SW关断，即供电电源MPS和镇流器B之间的连接(耦合)中断时，电容CSTORE暂时给计数器303供电。电容CSTORE经电阻312放电。二极管313阻止电容CSTORE经电阻314放电。与开关SW通常断开的时间周期相比，电阻312和电容CSTORE的RC时间常数相对较长，在此时间周期期间，加在电容CSTORE两端电压基本恒定。当开关SW现在重新闭合时，计数器303计数值为1(即Q0=1,Q1=0)。响应计数值1的译码器315产生切换信号，使平时关断的开关318闭合。电流源I1的电流现接至CRECT端。

从电流源I1注入CRECT端的电流把灯负载10设置到其标称额定值即全级照度的50％。通过在预定的时间间隔内触发一次开关SW并假设初始态为100％的预定级照度(即全照度)，灯负载的照度级将被调光到全输出的50％。

引起照度减小的反馈技术方案如下：流入CRECT端由电流源I1供给的附加电流暂时升高了CRECT端的电平。灯电流误差放大器231的同相输入处的电压升高了。灯电流误差放大器231的输出控制电流源230。随着灯电流误差放大器231同相输入处的电压的升高，电流源230的电流值增大。电流源230和电流源229的输出经加法电路228加在一起。加法电路228的输出用作控制电路CC内的脉宽调制器和振荡器电路的FCONTROL信号，即作为控制电压控制振荡器(VCO)400工作频率的控制信号。VCO400控制产生在GED3端的方波选通信号的发生，即用于DC-AC变换器电路24的开关频率的方波选通信号。VCD400工作的详细说明可结合US4,952,849的图8，这里作为引用参考。

随着电流源230电流的增加，加法电路228的电流即FCONTROL信号增加。FCONTROL信号的这种增加提高了VCO频率即GHB端方波选通信号的频率。为建立电压控制振荡器工作的最小频率，控制电流通过FMIN线加在电流源229，正如US4,952,849所公开的。电流源229还由频率扫描放大器260控制。频率扫描放大器260具有连接参考电压源Vr(正比于VREG端的稳定电压)的同相输入端和连接START端的倒相输入端，如US4,952,849所公开。电流源229输出FMIN或频率扫描放大器260供给的电流中较大的一个。

随着DC-AC变换器电路24开关频率的增加，灯负载电流下降。灯负载电流的这种下降导致经过LI和LI2端输入到有源整流器236电流之间差值的相应下降。流入LI和LI2端电流之间差值的这种下降导致电流源234电流的下降。电流源234电流的下降使CRECT端的电压变低，直到同相输入端电压变成等于灯电流误差放大器231倒相输入处的电压为止。对开关频率不要求进一步的调节。与当灯负载为全照度时的CRECT端电压相比较，由于灯电流误差放大器231的高增益，CRECT端电压保持基本相同。

根据计数器303的值，能够有照度的两个附加等级。当开关SW在预定的时间间隔内暂时中断来自供电电源MPS的供电两次时，计数器303的计数值将为2。响应计数值2(即Q0=0,Q1=1)的译码器315将接通平时关断的开关321。电流源I2的电流现在加在CRECT端。通过将电流源I2的电流注入CRECT端，灯负载在经过DC-AC变换器电路24开关频率的相关增加将被设置为标称额定值即全级照度的25％。因此，通过在预定的时间间隔内触发开关SW两次，并假设初态为100％预定级照度(即全照度)，灯负载照度级将被设置为全输出的25％。当开关SW在预定的时间间隔内中断来自供电电源MPS的供电三次时，计数器303的计数值为3。响应计数值3(即Q0=1,Q1=1)的译码器315将接通平时关断的开关324。电流源I3的电流现在加在CRECT端。通过将电流源I3的电流注入CRECT端，灯负载在经过DC-AC变换器电路24开关频率的相关增加将被设置为标称额定值即全级照度的8％。因此，通过在预定的时间间隔内触发开关SW三次，并假设初态为100％预定级照度(即全照度)，灯负载照度级将被调光至全输出的8％。通过在预定的时间间隔内触发开关SW四次，由于计数器303现在计数为0，灯负载的照度级将设为初始的照度预定级。

电流源I3产生的电流大于电流源I2产生的电流，电流源I2产生的电流大于电流源I1产生的电流。换句话说，注入CRECT端电流值愈大，灯电流误差放大器230同相输入端的临时电压愈高。电流源230产生更多电流，其导致DC-AC变换器电路24开关频率的较大增加。开关频率增加愈大，灯电流和相关光输出的减小愈大。

按照本发明，其它等级的调光是可能的，并不局限于50％,25％和8％。通过向CRECT端注入各等级要求的相应该照度等级的电流，能够提供其它等级的照度。还能提供或多或少等级的调光。对于每个要求的调光等级，来自电流源的不同等级的电流馈入CRECT端。还应当理解按照本发明，初始预定级照度不需要为标称额定的全输出。例如，初始等级照度能够低于全输出。照度等级变化的次序也不需要顺序地降低直至被复位到初始预定级照度。从初始预定级照度开始，对于每次触发开关SW，照度等级能够顺序地增加，降低或者按要求变化。

开关SW要至少被触发一次的预定时间间隔是由电阻312和电容CSTORE的RC时间常数决定的。预定时间间隔等于开关SW断开时电容CSTORE给计数器303供电的转换时间。

当开关SW断开的时间间隔大于电阻312和电容CSTORE的RC时间常数(即超过其间开关SW被触发一次的预定时间间隔时，电容CSTORE两端电压衰减，使得不再为计数器303供电。当通过闭合开关SW再次给镇流器B供电时，VREG端电压假定为高逻辑电平。在由于电阻314和电容CSTORE的RC时间常数的结果，电容CSTORE的电压上升(即在VCST端)很久之前，VREG端的电压假定为高逻辑电平。在VREG端电压为高逻辑电平，VCST端电压为低逻辑电平时，复位计数器303。复位电路包括两个比较器327和330及诸如S-R触发器333的双稳装置。比较器327和330将其参考电压VH和VL与VCST端的电压进行比较。参考电压VH和VL是VREG端电压分压得到的。当VREG端和VCST端的电压分别为高和低电平时，SR触发器333产生将计数器303复位为0值的脉冲。当计数器303为0计数值时，开关318,321和324断开。从电流源I1,I2或I3不存在馈入CRECT端的附加电流，以便减小/变暗灯负载的光输出。灯负载即灯I1和I2处在其标称额定全光输出。一旦VCST端的电压上升到其高逻辑电平17，由S-R触发器333产生的脉冲终止。该脉冲的宽度由参考电压VH,VL及VCST端电压的上升时间控制。

任何电源线瞬态下落将不会使计数器303触发，因为VREG端的电压经过了输入整流器电路32的很好滤波并在该下落期间不会降到零。通常当镇流器B接通时，VREG端的电压在大约40至50毫秒内上升至大约7.4伏。当镇流器B关闭时，VREG端的电压在大约500毫秒内降到0伏，VCST端的电压在大约5秒内从大约6.7伏降到大约0伏。换言之，预定的时间间隔通常约为5秒。在该预定的时间间隔期间，电容CSTORE两端的电压从大约6.7伏放电至大约0伏。

正如现在所能理解，调光是通过把电流源I1,I2或I3供给的附加电流注入CRECT端，引起电流进入VCO400处的电压把半桥式逆变器的开关频率变高来实现的。灯电流减小，直到CRECT端电压下降到使同相输入端的电压与灯电流误差放大器231倒相输入端的电压相同为止。

按照本发明的可选实施例，小型荧光灯的分级调光是通过采用三路开关获得的。如图3所示，小型荧光灯CFL在结构和工作上与图2镇流器B和灯I1和I2灯负载的组合类似。灯CFL和镇流器B等同的这些元件用相同的参考字母数字标记。

如图4所示，除用输入整流器32＇的倍压器VD代替了输入整流器32的桥式整流器之外，灯CFL的输入整流器32与镇流器B的输入整流器32相同。输入整流器32＇产生全波整流的50或60赫(Hz)峰值约为240伏的电压直接加在DC-AC变换器电路24。输入整流器32＇的更详细说明能够参考这里引用的US4,952,849中图6所公开的输入整流器32。小型荧光灯CFL与镇流器B相比不包括预处理器电路。

如图5所示，与灯12和13连接到镇流器B输出电路20相比，小型荧光灯CFL的输出电路20＇仅连接了一个灯L。由于连接到输出电路20′的只有一个灯而不是两个灯，输出电路20＇内就不包括输出电路20内调节和启动两只灯所要求的元件。输出电路20＇的详细说明可参考US4,952,849图2中所公开的输出电路20。

再参考图3，除了控制电路CC＇不再要求控制电路CC和镇流器B的预处理器28之间的连接之外，控制电路CC＇与控制电路CC相同。由于小型荧光灯CFL没有预处理器，就不需要这种连接。

如图3和6所示，开关SW＇是标准三路开关。开关SW＇包括具有三个节点A,B和C的插座。小型荧光灯CFL通常包括标准或小孔(small-bore)荧光管，弯曲或折叠成具有装在Edison型灯座内的电子镇流器部分(例如输入整流器32＇,DC-AC变换器电路24，输出电路20＇，电压源40和控制电路CC＇)的小型形状。该灯座一般拧进开关SW＇的插座，使输入整流器32＇与节点A和B耦合。

开关SW＇有四个开关位置。图6A表示在第一个位置的开关SW＇(即断开位置)，此时供电电源MPS不与输入整流器电路32＇耦合。图6B表示在第二个位置的开关SW＇，此时供电电源MPS与输入整流器电流32＇耦合。图6C表示在第三个位置的开关SW＇，此时供电电源MPS不与输入整流器电路32＇耦合。图6D表示在第四个位置的开关SW＇，此时供电电源MPS与输入整流器电路32＇耦合。

当首次接通小型荧光灯CFL时，开关SW＇从其第一个位置转换到其第二个位置。当要求灯光改变时，在预定的时间间隔内例如5秒，通过把SW＇从其第二个位置转换到第三个位置然后到第四个位置能够触发一次开关SW＇。换言之，供电电源MPS通过开关SW＇可开关地耦合到输入整流器电路32＇。当处在第一个位置(图6A)和第三个位置(图6C)时，供电电源MPS和输入整流器电路32＇之间的耦合被中断。控制电路CC＇检测每次中断并在GHB端产生具有基于所检测到的供电电源MPS和输入整流器32＇之间的耦合中断次数的频率的选通(驱动)信号。

正如现在所能理解的，镇流器B和小型荧光灯CFL将调光方案结合在控制要求的照度等级中，该调光方案通过分别触发开关SW和SW＇来响应供电电源MPS中的一个或多个中断。通过在预定的时间间隔内产生触发所得电源线中断的次数确认要求的照度级。即使镇流器的电源中断超过预定的时间间隔，一旦电源恢复，灯负载将被复位到预定的照度级。

Claims (8)

1．一种可开关地耦合到电压源用于给灯供电的镇流器，包括：

-包括至少一个开关元件用于产生灯电流的逆变器，

-被耦合到开关元件的控制极，用于产生使开关元件交替地导通和截止的驱动信号的振荡器；

-经驱动信号用于控制灯电流的调光接口，特征在于：镇流器还包括被耦合到调光接口用于检测镇流器和电压源之间耦合中的各中断及用于在预定的时间间隔内依据检测到的中断次数来调节驱动信号的检测电路。

2．根据权利要求1的镇流器，其中检测电路依据检测到的中断次数调节驱动信号的频率。

3．根据权利要求1或2的镇流器，还包括临时电压源，给检测电路在第一次中断开始的预定时间间隔供电。

4．根据前述权利要求一项或多项的镇流器，其中检测电路包括在预定的时间间隔内确认检测到的中断次数的计数器。

5．根据权利要求4的镇流器，还包括每个非零值计数器的电流源，每个电流源产生不同的电流值，并且其中振荡器根据对应非零值计数器的电流源产生的电流的值改变驱动信号频率。

6．根据前述权利要求一项或多项的镇流器，还包括复位电路，用于将由振荡器产生的驱动信号频率改变到响应超过预定时间间隔之中断的预定值。

7．根据权利要求4和权利要求6的镇流器，其中复位电路包括比较器和双稳装置，用于随镇流器和电压源之间耦合的恢复复位计数器。

8．一种小型荧光灯，包括根据前述权利要求一项或多项的镇流器。

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