CN1214584C

CN1214584C - 用于Walsh覆盖调制的自适应线性均衡的方法和装置

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Publication number: CN1214584C
Application number: CNB018156320A
Authority: CN
Inventors: J·E·斯密; A·贾拉利; 林福韵; M·沃勒斯
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2000-08-10
Filing date: 2001-08-01
Publication date: 2005-08-10
Anticipated expiration: 2021-08-01
Also published as: US7035316B2; EP1308008A2; BR0113095A; HK1060232A1; KR20030027019A; AU2001277239A1; US6522683B1; WO2002015502A2; WO2002015502A3; JP2004507166A; TW561746B; US20030123525A1; CN1461548A

Abstract

接收滤波器接收来自通信信道的信号。收到的信号相应于由发送滤波器通过通信信道发送至接收滤波器的原始的Walsh覆盖的码片序列。此收到的信号由均衡器处理，以相应于原始的Walsh覆盖的码片序列生成码片序列的软估计。随后利用N码片Walsh去覆盖相应于码片序列软估计生成编码符号的软估计。而后并行使用一些符号限幅器来相应于由N码片Walsh去覆盖所生成的编码符号的软估计产生编码符号的硬估计。之后，使用N码片Walsh覆盖作为方案一部分以相应于由符号限幅器所生成的编码符号硬估计生成码片序列的硬估计。借助于N码片Walsh覆盖而生成的码片序列硬估计和由均衡器生成的码片序列软估计一起用来生成跟踪模式误差信号，以使均衡器的响应适应于收到的信号。

Description

用于Walsh覆盖调制的自适应线性均衡的方法和装置

发明背景

1、发明领域

本发明一般涉及通信系统中的均衡技术，并尤其涉及无线数据通信系统中的自适应均衡。

2、相关技术描述

在相对无噪声的数据通信系统中，当使用线性调制方案在通信信道上发送数据时，例如采用“四相移键控”(QPSK)，信道可支持的可检测级别数基本上受到“符号间干扰”(ISI)限制。因为发送的符号脉冲由于信道的色散本质而“扩展”，就引起了ISI，其结果是叠加在邻近的符号脉冲上。换言之，当代表1位信息的信号一部分干扰代表另1位信息的信号的不同部分时，ISI出现了。

在信噪比高的且信道相对无噪声的地方，ISI的反作用更为明显。在一般出现在数据(相对于话音)通信中的此类信道中，ISI的出现大大地使通信系统的性能降级。

ISI的一个共同原因是“多径”现象。简单地说，多径是指在多路径上接收同一的信号而引起的干扰。根据移动无线单元(也称“用户单元”)的速度，周围环境的条件如建筑物或山脉的存在和传输的带宽等，传送的符号脉冲可在不同的时间内到达接收机。按照这样，邻近的符号脉冲分量也会推定地和破坏地干扰。

然而，甚至于在没有“多径”情况下，由于通信系统中采用的发送和接收滤波器尚不完美，仍会产生一些ISI。如，包括发送和接收滤波器的物理器件中的频率依赖衰减是ISI的根源。

众所周知，使用均衡把ISI效应减少至最低限度。均衡涉及到改变信号，致使它能更容易地在接收机识别。信号可在发射机改变，以至于信道对信号的影响将产生能被接收机正确识别的信号。然而，因为发射机必须具有信道特性和信道特性在时间上所发生的变化的先验信息，所以以发射机为基础的均衡是困难的。

均衡也可在接收机进行。以接收机为基础的均衡可利用收到信号的特性调整均衡参数。在无线通信中，因为移动信道是随机和时变的，均衡器必须跟踪移动信道的时变特性，因此被称为自适应均衡器。自适应均衡试图把正确的均衡量应用至信道。在自适应均衡中，均衡器系数初始或周期性地调整至“适应”于变化信道条件。自适应均衡器一般工作方式是训练和跟踪模式。在训练模式中，由发射机发送已知的导频符号序列，以使接收机的自适应均衡器把其系数加以平均为合适的初始值。训练序列，即导频符号序列，一般是固定的，规定的位模式。

紧跟在训练序列后，发送调制过的和扩展的消息数据，并且接收机处的自适应均衡器使用规定的算法如，“最小均方”(LMS)或“递归最小二乘方”(RLS)来估计自适应均衡器系数，以便补偿由发送滤波器，通信信道和接收滤器引起的ISI。

由发射机发送的各数据帧包含初始的导频序列和后继的用户消息数据序列。如，初始的导频序列约占整个数据帧的5％。然而，发送滤波器，通信信道和接收滤波器的特性在各数据帧期间和从帧至帧之间会变化。因此，各数据帧的初始导频序列可用来取得均衡器系数的初始设定。此外，在均衡器系数初始设定后，在各帧期间，当收到用户消息数据时，均衡器系数可利用规定的算法得以加以修正。

各帧中的初始导频(或训练)序列设计为允许接收机的自适应均衡器获取合适的系数，以便当训练序列完成后，滤波器系数在此帧余下的期间接近接收用户消息数据的最佳值。当收到用户消息数据时，均衡器的自适应算法跟踪发送滤波器，通信信道和接收滤波器的变化特性。结果，自适应均衡器不断地改变其滤波器在时间上的特性。

一种普通型自适应均衡器是线性自适应均衡器。线性自适应均衡器一般有二种：“横向”型和“格”型。图1示出横向型线性自适应均衡器100。图1中横向型线性均衡器100是有限时间脉冲响应滤波器(“FIR”)一类，这在本领域中是熟知的。参照图1，接收FIR滤波器102的输出提供输入至在图1中标以x(n)的均衡器100。接收FIR滤波器102的输出耦合至单元延迟元件z^-1106和具有抽头加权w₀(n)的乘法器104。单元延迟元件z^-1106的输出标以x(n-1)并耦合至单元延迟元件z^-1112和具有抽头加权w₁(n)的乘法器108。单元延迟元件z^-1112的输出标以x(n-2)并耦合至图1未示出的后续单元延迟元件和具有抽头加权w₂(n)的乘法器114。单元延迟元件z^-1122和具有抽头加权w_m-2(n)的乘法器118从图1中未示出的先前的单元延迟元件接收它们各自的输入，标以x(n-m+2)。单元延迟元件z^-1122的输出标以x(n-m+1)并耦合至具有抽头加权w_m-1(n)的乘法器124。

乘法器104、108、114、118和124的各自输出由加法器110、116、120和126相加，形成均衡器100的最终输出(n)。均衡器输出(n)馈至限幅器128，形成限幅器输出

通过加法器130从限幅器128输出

中减去均衡器100输出(n)。减法操作的结果是e(n)，这是加法器130的输出。

顺便观察一下，在均衡器100工作期间，利用自适应算法可对图1中抽头加权w₀(n)，w₁(n)至w_m-1(n)为代表的均衡器系数加以修正。均衡器系数可以样本为基础在样本上加以调整，(即，不论什么时候n增量1)或以块为基础在块上加以调整(即，不论什么时候规定的样本数已时钟输入均衡器)。用于对抽头加权w₀(n)，w₁(n)加以修正的自适应算法由误差信号e(n)所控制。在自适应均衡器工作的跟踪模式中，通过把均衡器100的输出(n)与限幅器128输出

相比较而得出误差信号e(n)。

限幅器128是“判定器件”的例子，它应用门限处理工作，以便取得发射机发出的原始数据的“硬估计”。此硬估计，它是均衡器100所需的输出，把它与均衡实际输出(n)相比较。均衡器100实际输出(n)也称作发射机发送的原始数据的“软估计”。从所需的输出

中减去实际输出(n)，得出误差信号e(n)。要注意到，在自适应均衡器工作的训练模式期间不需要限幅器工作，而所需的输出

对接收机来说是已知的，且它可直接馈至加法器130，以便取得误差信号e(n)。

在自适应算法中使用误差信号e(n)反复调整均衡器抽头加权，以取得它们的最佳值。自适应算法的例子是“最小均方”(LMS)算法，它可用来调整抽头加权至它们的最佳值，使用下列迭代公式：

w_k(n+1)＝w_k(n)+_x_k(n)e^*(n) 方程式(1)

其中x_k(n)＝x(n-k)，k是0和m-1之间的整数；

其中

e (n) = \tilde{a} (n) - \hat{a} (n);

和

\hat{a} (n) = Σ_{k = 0}^{m - 1} {w^{*}}_{k} (n) k (n)

其中：_是常数

这样，通过把各现有的抽头加权加到常数_、相应的输入值x₀(m)，x₁(n)至x_m-1(n)和现有的误差信号值e(n)的积，把各现有的抽头加权w₀(n)，w₁(n)，w_m-1(n)调整至相应新的抽头加权w₀(n+1)，w₁(n+1)至w_m-1(n+1)。常数_是确定的，故可控制连续迭代时抽头加权之间的变化。在自适应均衡器100试图把误差信号e(n)进行收敛和使其最小化的同时，方程式(1)中迭代过程在程序回路中是快速重复的。在到达收敛时，自适应算法就固定抽头加权，直到误差信号e(n)超过可接受级别，或直到发射机发送新的训练序列为止。

然而，以上有关图1中所述的线性自适应均衡器不能简单地应用在发射机上使用“Walsh”覆盖的接收机系统中。顺便提一下背景，按照扩展频谱通信系统中当前标准如，用于CDMA中(“码分多址”)的标准，操作于小区内的所有用户单元共享单一的“外部”“PN”(伪随机噪声)码。在一给定的使用Walsh函数(也称Walsh编码序列)的扩展频谱通信系统中，各个具有N行N码片的预先限定的Walsh函数矩阵是提前建立的，以限定不同的Walsh函数用于区别在同一小区内的用户信号。具有N行的，每行又有N个码片的Walsh函数矩阵也称作为N阶Walsh函数矩阵。其中N等于4的Walsh函数矩阵，即4阶Walsh函数矩阵例示于下：

[\begin{matrix} 1111 \\ 1010 \\ 1100 \\ 1001 \end{matrix}]

在上例中有4个Walsh函数，各函数具有4个码片。在以上Walsh函数矩阵中，每一Walsh函数是1行。如，Walsh函数矩阵的第3行是具有序列1，1，0，0的Walsh函数。可以看出，每个Walsh函数，即以上矩阵中每1行与矩阵中任何另外1行具有零相关。换言之，矩阵中每一Walsh函数中实际一半码片与其他每一Walsh函数中的码片是不同的。

实际上，使用Walsh函数的长度为16，64或128(即，在各个Walsh编码序列中分别具有16，64或128个码片的Walsh函数)。例如，当使用长度为64的Walsh函数时，可取得在一给定的小区内64个用户的正交性。

虽然在无线通信中使用Walsh调制是需要的，但是其应用使得已知的自适应均衡技术不能应用。这原因是，Walsh函数把各数据符号(在本申请中也称“编码符号”)变换为码片序列，这些码片序列一般在由码片级加法器处理和由PN码扩展后，在通信信道上传输至接收机。这样，接收FIR上，如图1中接收FIR 102最终收到的是相对于编码符号的码片序列。这样，诸如有关图1中所讨论的已知的自适应均衡方案不能直接地加以应用，因为此误差信号e(n)必须由一种考虑在发射机把符号变换成码片的方法来确定。因而当相对于原始的编码符号的待发送的编码符号经过“Walsh”覆盖和“Walsh”覆盖的码片序列而发送时，本技术中需要可使用的自适应均衡器。

发明概述

本发明针对一种用于Walsh覆盖调制的自适应线性均衡的方法和装置。当待发送的编码符号经过Walsh覆盖且相对于原始的编码符号发送Walsh覆盖的码片序列时，就可有利地使用本发明的自适应均衡方案。

在本发明的1个方面中，接收滤波器接收来自通信信道的信号。收到的信号相应于由发送滤波器通过通信信道发送至接收滤波器的原始Walsh覆盖的码片序列。收到的信号由均衡器处理，以相应于原始的Walsh覆盖的码片序列生成码片序列的软估计。然后利用N码片Walsh去覆盖，相应于码片序列的软估计生成编码符号的软估计。之后使用一些并行的符号限幅器来相应于由N码片Walsh覆盖所生成的编码符号的软估计产生编码符号的硬估计。

之后，使用N码片Walsh覆盖作为方案的一部分来相应于由符号限幅器所生成的编码符号的硬估计生成码片序列硬估计。借助N码片Walsh覆盖而生成的码片序列硬估计和由均衡器生成的码片序列的软估计一起用来生成跟踪模式误差信号，以便均衡器响应适应收到的信号。

附图简述

图1示出已知的线性自适应均衡器例子。

图2以框图形式示出相应于输入消息数据位的Walsh覆盖的码片序列的生成例子。

图3示出当收到的信号相应于由发射机发送的Walsh覆盖的码片序列时用来实施自适应均衡方案的示例性系统300。

图4详细地示出用于图3系统300的自适应码片速率线性均衡器。

较佳实施例详述

现揭示的实施例针对用于Walsh覆盖调制的一种自适应线性均衡的方法和装置。下面的陈述包含有关实施本发明的特定信息。本领域技术人员认识到可以用不同于本申请特别讨论的方式来实施本发明。此外，为了使本发明不模糊，本发明一些特定的细节就不予讨论了。本申请中未描述的特定细节是在本领域普通技术人员的知识范围内。

本申请中附图及其相附的详细描述只是针对本发明示范实施例。为了保持简洁，应用本发明原则的另外的发明实施例就不专门在本申请中加以讨论，并也没有在本附图中专门示出。

图2示出扩展频谱码片序列c(n)228是如何从输入数据位202中生成的例子。输入数据位202在本申请中也称为“消息数据位”或“原始消息”。示于图2的示例性系统200根据传输是发生在正向链路上还是在反向链路上而构成一般驻留在基站，网关，卫星中转台或用户单元中的发射机的一部分。在图2所示的例子中，输入数据位202包含在通信信道上发送至接收机的待发送的信息或感兴趣的消息(通信信道在任何图中均未示出)。

消息数据位202首先输入至编码器204。编码器204可以是FEC(“前向纠错”)编码器，用于使用本领域已知的卷积编码技术来引入消息数据位202中的冗余。由编码器204引入的冗余可使接收机校正一些检测误差，而不再需要提高发送功率。编码器204的输出一般称作为“编码符号”。一般来说，输入至编码器204的单一数据位对应于由编码器204所输出的几个编码符号。

在另种方法中，编码器204在上述的冗余编码之前，执行“源编码”功能。源编码在引入冗余和生成编码符号之前，涉及到为了有效地代表输入数据位202而进行数据压缩。

调制交织器206接收来自编码器204的编码符号，并在由调制器208处理之前，“交织”编码符号。为了在接收机使得潜在的噪声脉冲串或“深度衰落”随机出现(即，独立)，而不是相关的，故在如图2中的系统200的传输系统中采用交织。交织也用于保证在出现噪声脉冲串或深度衰落时，源数据块中的重要位同时不受到损害。因为误差控制码一般设计为防止信道误差随机地出现，通过对时间顺序或源数据位进行加扰，交织器可保证在检测和取消误差时，误差控制编码仍是有效。在图2的示例性系统200中，交织器206可以是块交织器或卷积交织器，这些在本领域中都是已知的。

让交织的编码符号通过调制器208。在无线数字通信中，在调制器208上采用多个不同的，但相关的调制方案。如二进制相移键控(BPSK)，差分相移键控(DPSK)，四相移键控(QPSK)(包括0QPSK和π/4QPSK)和正交调幅(QAM)都是数字调制技术，都可用于调制器208来调制由调制交织器206所生成的编码符号。然而，调制器208不限于任何特定类型的调制器，它可以是用于无线通信中许多数字调制器的任何一种。

如图2所示，调制器208把调制过的信号传至信道交织器210。传输信道的一个基本特征是，传输的信号会受损于各种可能的机构如，由电子器件生成的噪声脉冲串。事实上，在由调制器208调制期间，调制器本身会引入一些噪声脉冲串。为了使噪声脉冲串随机出现，采用信道交织器210。信道交织器210修正待发送的信号在信道上的时间顺序。信道交织器210可以是块交织器或卷积交织器。

在示例的系统200中，把来自交织器210的信道交织符号传至符号收缩元件212。符号收缩是一种删除一些符号并由期望控制符号来替代的过程。为了合适地处理发射机和接收机之间的通信，收缩一般用来把控制信息如，功率控制信息插入至源数据中。虽然符号收缩具有在接收机所接收的消息或源数据中引入误差的可能性，但现代技术已把此类误差减少至最低限度或加以消除。在示例性系统200中，符号收缩元件212用于将各种控制符号如功率控制符号和提供时间，相位和信号强度等参考符号插入至消息符号流中。经过收缩消息符号的控制符号是时分复用消息符号。

如图2所示，把由符号收缩元件输出的符号流输入至多路分解器214。使用多路分解器214把输入符号流分解至多个并行的输出符号流。在图2示例的系统200中，多路分解器214是1到16多路分解器。换言之，同时输出16个并行的符号流。需要16个并行输出的原因是，在示例性系统200中，在N码片Walsh覆盖218中采用16阶Walsh函数矩阵。在另外实施例中，可以采用64或128阶Walsh函数矩阵，在此情况下，多路分解器214应分别是1到64或1到128多路分解器。要注意，在示例性系统200中，多路分解器214的16个并行输出可对应于单个用户或多达16个不同用户。当输入至多路分解器214的数据符号对应于单个用户时，此输入数据首先缓冲，然后，在16个并行的符号流中输出至N码片Walsh覆盖218。

N码片Walsh覆盖218在来自多路分解器214的各个并行的输入符号上进行Walsh覆盖(或Wlash调制)。如上所述，在本例中，N＝16，即，16阶矩阵的Walsh函数矩阵。然而，N值是设计时选定的，N可以是64或128。如图2所示，多路分解器214输出16个并行的符号流至N码片Walsh覆盖218。如前所论，Walsh函数是正交函数，用来把各输入符号变换成各个输出码片序列，其中各个输出码片序列与每个其他的输出码片序列是正交的。一般，变换是通过特定的Walsh函数中码片序列与各输入符号相乘而完成的。因此，对各符号，码片序列由N码片Walsh覆盖218输出。码片序列长度是N，在本例中，N是16。这样，在示例的系统200中，为各输入的符号，16个码片由N码片Walsh覆盖218输出。在本申请中，“原始Walsh覆盖的码片序列”是指在示例的系统200中由N码片Walsh覆盖218所输出的码片序列。

在CDMA通信中，Walsh函数用在正向链路中来分隔用户(即，用户单元)。如，对一给定的扇区(在CDMA中，各扇区是小区的子集)，各正向信道赋予1个可区别的Walsh函数。换言之，基站和各用户单元之间的通信由可区别的Walsh编码序列来编码。参照图2，输入至N码片Walsh覆盖218的各符号是与赋予特定用户单元(如，特定的小区电话用户)的Walsh编码序列中所有的码片相乘。把各符号变换为码片序列的Walsh函数的操作也称为Walsh“覆盖”。

N码片Walsh覆盖的码片即，对应于各符号的输出的N码片序列并行地通至“TDM数据导频控制”222。在示例性系统200中，“TDM数据导频控制”222用来为“训练”自适应线性均衡器系数插入导频码片，这在下面的有关图3中讨论。导频码片被时分多路传输至由N码片Walsh覆盖218输出的码片序列。如下讨论，这些导频码片对接收机来说是已知的，故它们可由接收机所利用来训练接收机的自适应线性均衡器系数。一般，导频码片插入至各数据帧并约占传送至接收机的各帧的5％。

由“TDM数据导频控制”222处理过的16个并行的码片序列的每1个输出至码片级加法器224。利用码片级加法器224来提供由“TDM数据导频控制”222所输出的各码片序列的“垂直和”。为了解释码片级加法器224的“垂直和”运算，使用1个简单的例子，其中，N码片Walsh覆盖中的N等于4(代替在示例性系统200中N等于16的情况)。在这简单的例子中，假设4个(一般是复数)符号[a，b，c，d]是4个编码符号，并将由Walsh函数4阶矩阵所“覆盖”。Walsh函数4阶矩阵是：

[\begin{matrix} 1111 \\ 1010 \\ 1100 \\ 1001 \end{matrix}]

通过由各输入编码符号与各Walsh函数(即，Walsh函数矩阵的每1行)相乘，得出最终的4个输出码片序列为：

码片序列(1)＝[a，a，a，a]

码片序列(2)＝[b，-b，b，-b]

码片序列(3)＝[c，c，-c，-c]

码片序列(4)＝[d，-d，-d，d]

通过相应的列的码片相加，得出4个码片序列的“垂直和”。这样，最终的垂直和为：

[a+b+c+d，a-b+c-d，a+b-c-d，a-b-c+d]。

如图2所示，码片级加法器224的输出提供至PN(“伪随机噪声”)扩展器226。顺便说说背景，PN序列是一种确定性的但又类似随机二进制序列的二进制序列。因而，PN序列几乎具有相等数量的0和1，在序列的变换形式之间有非常低的相关性且在任何2个序列之间有非常低的交叉相关性。这些特性使得PN序列在无线数字通信中成为非常需要的。PN扩展器的输出码片序列也称作为扩展频谱信号，因为它的带宽幅度要比最低要求的信号带宽大几个数量级。扩展频谱信号在接收机利用PN序列本地生成形式通过交叉相关而予以解调。利用正确的PN序列的交叉相关对扩展频谱信号“去扩展”并恢复调制过的信息，但是，由不是期望的用户对信号进行交叉相关会使得在接收机输出形成很小量的宽带噪声。

使用PN扩展技术的一个重要原因是它固有的抗干扰能力。因为各用户赋予唯一的PN码，此码约正交于其他用户的码，故而尽管用户始终占有同一频谱，接收机仍能根据它们各自的码来分隔各个用户。因为所有用户能共享同一频谱，而所有小区能用同样的信道，因此扩展频谱能免除频率分配。

PN序列一般使用顺序逻辑来生成。一般应用由状态存贮器元件的连续级组成的反馈移位寄存器。二进制序列通过移位寄存器响应于时钟脉冲进行移位，而各级的输出按逻辑组合，并反馈作为第一级的输入。最后一级的输出是所需的PN序列。

PN扩展器226采用本领域熟知的方式把PN序列加至由码片级加法器224所输出的码片上。如通过把由码片级加法器224输出的各码片和由PN扩展器226生成的PN序列中各个码片的模-2加法(即异或)进行PN扩展器的调制。之后，模-2加法的结果是如，映射为二进制PSK信号。在码片级加法器224输出上进行PN扩展的结果是输出码片序列c(n)228。CDMA通信系统的一般原则和特别是通信信道上产生用于传输的扩展频谱信号的一般原则描述于美国专利No.4,901,307的专利中，题目为“Spread Spectrum Multiple Access Communication System UsingSatellite or Terrestrial Repeaters”，其转让给本发明的受让人。此专利的揭示内容，即美国专利4,901,307在这里全部引入本申请中作参考。此外，美国专利No.5,103,459的专利，题目为“System and Method for Generating SignalWaveforms in a CDMA Cellular Telephone System”揭示有关PN扩展，Walsh覆盖和生成CDMA扩展频谱通信信号技术等原理，此专利也转让给本发明的受让人。在美国专利5,103,459的专利中的揭示内容在这里也全部引入本申请作参考。另外，本发明应用数据时分多路传输和有关“高数据速率”通信系统的各种原则，并且本发明可用于揭示于美国专利申请序列号08/963,386的专利申请的“高数据速率”通信系统中，其题目为：“Method and Apparatus for High Rate Packet DataTransmission”，1997年11月3日提交，且其已转让给本发明的受让人。在此专利申请中的揭示内容在这里也已全部引入本申请中作参考。

把输出码片序列c(n)228传至“发送FIR”230。发送FIR 230一般是在通信信道上信号传输之前用于脉冲形信号的FIR滤波器。发送FIR 230在本申请中也称为“发送滤波器”。如上所述，发送滤波器一般本身在发送信号中引入一定量的ISI。脉冲成形在本领域中是一种已知的技术，可用来减少发送信号中的ISI。发送FIR 230的输出在通信信道上发送至如图3所示的接收机。通信信道通常是指物理媒介，它可用来把信号从发射机发送至接收机。本申请中的通信信道由自由空间，线路，光纤电缆或微波无线电信道等组成。在无线通信中，由于多径等因素，信道本身在发送信号中引入一定量的ISI。

图3根据一个实施例示出示例性系统300，其驻留在接收机单元中。接收的FIR 302接收由发送FIR 230通过通信信道(此通信信道在任何图中均未示出)所发送的输出码片序列C(n)228。利用接收FIR 302在从通信信道上收到的信号上进行脉冲成形。接收FIR302在本申请中也称为“接收滤波器”。如上所述，通信信道和接收滤波器本身在收到的信号中也引入一定量的ISI。脉冲成形是用来减少收到信号中ISI的本领域中所熟知的技术。本领域中已知的各种脉冲成形技术都可用在示例性系统300中的接收FIR302中。如，可使用基于奈奎斯特准则来除去ISI的滤波器，或使用“凸起余弦滚降滤波器”，或“高斯脉冲成形滤波器”。

相应于通过通信信道收到的输出码片序列c(n)228的脉冲成形信号从接收FIR 302传递至根据一个实施例的“自适应码片速率线性均衡器”306(或“自适应码片速率LE 306)。在自适应码片速率LE306收到的码片序列通常由各种因素的影响如，发送FIR 230，通信信道和接收FIR 302等而受到ISI的影响。至自适应码片速率LE 306的输入信号标以x(n)并一般由数字307来指出。在本申请中，输入x(n)307也称为“收到的Walsh覆盖的码片序列”或简单地称为供至均衡器的“信号”。

作为自适应码片速率LE 406的自适应码片速率LE 306的实施的示例性框图示于图4。如图4所示，至自适应码片速率LE 406的输入是x(n)407，它相当于图3中x(n)307。自适应码片速率LE 406的输出是_(n)409，相当于图3中_(n)309。至自适应码片速率LE 406的其他输入是“跟踪模式误差信号”415和“训练模式误差信号”417，它们分别相当于图3中“跟踪模式误差给号”315和“训练模式误差信号”317。示于图4中示例自适应码片速率LE 406是横向滤波器，它是FIR滤波器的一种。输入x(n)耦合至标以Tc延迟402的单元延迟元件和具有抽头加权u0(n)的乘法器404。要注意，在图4的自适应码片速率LE 406的示例性实施例中，“Tc”代表1个码片间隔，且各Tc单元延迟元件引入的延迟等于1个码片间隔。然而，利用各具有延迟相等于一个码片间隔的几分之一的延迟元件来分隔自适应码片速率LE 406还是需要的。在此情况下，自适应码片速率LE 406将成为一种“分数分隔内”均衡器。

单元延迟元件Tc延迟402的输出标以x(n-1)并耦合至单元延迟元件Tc延迟412和具有抽头加权u₁(n)的乘法器408。单元延迟元件Tc延迟412的输出标以x(n-2)并耦合至图4中未示出的后续单元延迟元件和具有抽头加权u₂(n)的乘法器414。单元延迟元件Tc延迟422和具有抽头加权u_m-2(n)的乘法器418从图4未示出的前面的单元延迟元件中接收它们各自的输入，标以x(n-m+2)。单元延迟元件Tc延迟422的输出标以x(n-m+1)并耦合至具有抽头加权u_m-1(n)的乘法器424。

由加法器410，416，420和426把乘法器404，408，414，418和424的各自输出相加，形成均衡器406的最终输出_(n)409。自适应线性均衡器406的工作和在均衡器工作于训练和跟踪模式期间抽头加权u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)的动态调整在本申请的以后部分中讨论。

图4中线性自适应均衡器406的输出_(n)409相当于图3中线性自适应均衡器306的输出_(n)309。从图3中看到，输出_(n)309耦合至“PN去扩展器”308、“训练模式误差信号发生器”框304和“N码片延迟”310。使用PN去扩展器308来生成如同由发射机的系统200中PN扩展器226所生成的一样的伪随机图型。当由PN扩展器226和PN去扩展器308生成的PN序列合适地同步时，由发射机处的系统200所施加的PN扩展效应就在接收机中系统300处除去。首先，在消息信号传输之前，通过发送接收机可认可的固定的伪随机位图型，不论有否干扰，就可取得同步。在PN扩展器226和PN去扩展器308的同步取得后，开始传输消息信号。举例来说，以本领域中已知的方式利用交叉相关器，采样器，码片速率时钟和PN发生器等就可实施PN去扩展器308。

把由PN去扩展器308所输出的码片序列输入到“多路分解器数据恒定相位延迟”312。图3的示例性系统300中，多路分解器数据恒定相位延迟312是1到16的多路分解器，它在接收机中系统300工作的“判定控制”期间加以使用。此判定控制时段是自适性码片速率LE 306工作于跟踪模式的时段。在示例性系统300中，由PN去扩展器308所输出的码片序列在多路分解器312中得以缓冲，随后在16条并行线上多路分解到“N码片Walsh去覆盖“314。很清楚，在另外实施例中，在不脱离本发明范围的条件下可使用1到64或1到128的多路分解器。

多路分解器数据恒定相位延迟312的16个并行输出提供至“N码片Walsh去覆盖”314。N码片Walsh去覆盖314使用与发射机中系统200的N码片Walsh覆盖218所使用的同样的Walsh编码序列(即，同样的Walsh函数)。系统300中的N码片Walsh去覆盖314从接收的码片序列中消除了N码片Walsh去覆盖18和码片级加法器224的效应，因此，N码片Walsh去覆盖314的16个并行输出是编码符号的形式。

然而，N码片Walsh去覆盖314的输出上的编码符号只是相应于由系统200所发送的实际信号的码符号“软估计”。换言之，尚未判定把N码片Walsh去覆盖314的输出上的16个并行编码符号的每1个符号量化至符号组元件。如下所述，由如“并行符号限幅器”318作出有利于N码片Walsh去覆盖314的16个并行输出上各个的编码符号每个的某个符号组元件的判决。

按照有利于某一符号组元件而作出的判定，使用并行符号限幅器318进行量化操作。顺便提一下背景，为了修正自适应线性平衡器的系数(即，抽头加权)，要求了解均衡器的“所需的”输出。利用均衡器所需的输出与实际的输出相比较，构成误差信号，用于调整均衡器的抽头加权。在自适应线性均衡器工作于训练模式期间，由系统200所发出的导频码片序列的副本可存贮，生成或另外已知于接收机中系统300。导频码片的副本限定自适应码片速率LE 306的所需的输出。因而，在自适应码片速率LE 306工作于训练模式期间，通过把导频码片序列(即，已知的所需的输出)的副本和自适应码片速率LE 306的实际输出进行比较而生成的误差信号。

在另一方面，在自适应码片速率LE 306工作于“判定控制模式”中，在N码片Walsh去覆盖314的16个并行输出上必须作出各个编码符号的“硬估计”。如果判定误差的平均概率是小的(如，小于10％)，则由并行的符号限幅器318所作出的硬估计是足够好以取得估计的误差信号，此信号在大多数时候是精确的。换言之，根据由符号限幅器318所作出的所需输出的硬估计所生成的误差信号通常是足够精确，以改进自适应码片速率LE 306的抽头加权。改进均衡器306的抽头加权会形成符号误差较低的平均概率，因此，又得出均衡器306更加适应的更精确的信号误差估计。

在16个并行输出组中，使编码符号的硬估计从并行的符号限幅器318传至“N码片Walsh覆盖”320。N码片Walsh覆盖320在由并行符号限幅器318输出的每一硬估计并行编码符号上进行Walsh覆盖(或Walsh调制)。如上所述，在本例中N＝16，即Walsh函数矩阵是16阶矩阵。然而，由于下列限制，即用于接收机中N码片Walsh覆盖320的Walsh函数矩阵必须具有与用于发射机中N码片Walsh覆盖218的Walsh函数矩阵的同样的阶数，故N值是设计选项，如，N例如是64或128。

N码片Walsh覆盖320在其输出上生成16个并行码片序列，并把它们提供至“码片级加法器”322。如上所述，在N码片Walsh覆盖32016个并行输出的每个上生成的各码片序列含有相应于单个符号码的16个码片。由N码片Walsh覆盖320输出的16个并行码片序列(每序列有16个码片)提供至“码片级加法器”322。利用码片级加法322以前述有关码片级加法器224的方式提供由N码片Walsh覆盖320输出的码片序列的垂直和。

码片级加法器322的输出耦合至“PN扩展器”324。如上面有关PN扩展器226的解释，PN扩展器324以本领域已知的方式把PN序列施加至由码片级加法器322所输出的码片上。在码片级加法器322的输出上进行PN扩展的结果是输出码片序列[n-N]325。下面更详细讨论，N码片Walsh覆盖320，码片级加法器322和PN扩展器324的组合效应将会生成相应于由并行符号限幅器318所输出的编码符号的硬估计的码片序列。

输出码片序列_[n-N]325提供至“跟踪模式误差信号发生器”框326。另1个输入至“跟踪模式误差信号发生器”框326是_[n-N]311，这是“N码片延迟”310的输出。由N个码片通过N码片延迟310把自适应码片速率LE 306的输出码片序列_(n)309进行延迟而取得_[n-N]311。如在本申请以后部分中更详细地讨论那样，跟踪模式误差信号315是通过把N码片延迟310的输出_[n-N]311与由PN扩展器324所生成的输出码片序列_[n-N]325进行比较而生成的。跟踪模式误差信号315耦合至自适应码片速率LE 306，以调整在自适应码片速率LE 306工作于跟踪模式即，判定控制模式期间它的抽头加权。跟踪模式误差信号315的如图4中跟踪方误差信号415所示。如图4所示，使用跟踪模式误差信号415用于调整自适应码片速率LE 406(或自适应码片速率LE 306)中乘法器404，408至424的系数(或抽头加权)值u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)。

如图3所示，“训练模式误差信号发生器”框304提供训练模式误差信号317至自适应码片速率LE 306。如在本申请后面部分详细所论，训练模式误差信号317是通过把自适应码片速率LE 306的输出码片序列_(n)309与由图3中概念框336提供的“接收机所知的导频码片序列”相比较而生成的。训练模式误差信号317耦合至自适应码片速率LE 306以在自适应码片速率LE306工作于训练模式期间调整它的抽头加权。训练模式误差信号317如图4中训练模式误差信号417所示。如图4所示，使用训练模式误差信号417来调整自适应码片速率LE 406(或自适应码片速率LE 306)中乘法器404，408至424的系数(或抽头加权)的值u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)。

示例性系统300的操作是在各发送的数据帧开始时以训练自适应码片速率LE306的系数(即，抽头加权)为开始的。可想到，自适应码片速率LE 306的系数必须加以调整以减小或消除由发送FIR 230，通信信道和接收FIR 302所引起的ISI。当作出由发送FIR 230，通信信道和接收FIR302引入的ISI初始估量时，自适应码片速率LE306的初始系数值是在均衡器“训练”期间确定的。

由发送FIR 230，通信信道和接收FIR 302在训练期间引起的ISI的初始估量是通过自适应码片速率LE306所需的输出的系统300先验信息而作出的。可想到，在示例性系统200中，使用“TDM数据导频控制”222来插入“训练”自适应码片速率LE 306的系数的导频码片。如上所述，一般导频码片插入于各数据帧中，约占发送至接收机的各帧5％。这些导频码片对接收机中示例的系统300是已知的，并用来训练接收机的自适应线性均衡器306的系数。图3中概念框336即，“接收机上已知的导频码片序列”框336在这里存储了，或生成导频码片的副本。在训练模式工作期间，自适应码片速率LE 306的实际输出码片序列_(n)309与接收机已知的导频码片的副本进行比较。导频码片副本是自适应码片速率LE 306的所需的输出。如图3中看出，自适应码片速率LE 306的输出码片序列_(n)309(即，实际输出)和来自“接收机块已知的导频码片序列”框336的导频码片(即，所需的输出)一起提供至“训练模式误差信号发生器”框304。“训练模式误差信号发生器”框304利用此2个码片序列(即，实际输出和所需的输出)，并应用本领域已知的算法来生成训练误差信号317，以便调整自适应码片速率LE 306的抽头加权。

训练误差信号317可采用本领域已知的多种算法来生成。如，可采用“最小均方”(LMS)算法。LMS算法的一个目的是把通过自适应码片速率LE 306的需要的输出与实际输出进行比较而形成的“均方误差”(MSE)最小化。根据均方误差对自适应码片速率LE 306的抽头加权进次多次快速迭代和调整时，“LMS”算法“收敛”，即，均方误差接近常数值和实际平均误差接近零。

如上所论，按照LMS算法，详细示于图4中自适应码片速率LE 406的自适应码片速率LE306的抽头加权值计算如下：

u_k(n+1)＝u_k(n)+_x_k(n)e^*(n) 方程式(2)

其中x_k(n)＝x(n-k)，k是0和m-1之间的1个整数；

其中e(n)＝c(n)-_(n)；和

\hat{c} (n) = Σ_{k = 0}^{m - 1} {u_{k}}^{*} (n) \times_{k} (n)

其中_是常数。其中u_k(n)是图4中自适应码片速率LE 406在码片间隔n时的抽头加权，其中c(n)和图2中c(n)228一样，_(n)和图3中_(n)309一样(或图4中_(n)409)。要注意，在训练工作模式中，e(n)是码片间隔n时间的训练模式误差信号，而e(n)和图3中训练模式误差信号317一样(或图4中训练模式误差信号)。

这样，通过把各自现有的抽头加权加至常数_、相应的输入值x₀(n)，x₁(n)至x_m-1(n)和现有的误差信号值e(n)的乘积，就可使每个现有的抽头加权u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)调整至相应的新的抽头加权u₀(n+1)，u₁(n+1)至u_m-1(n+1)。常数_是确定以控制连续迭代时抽头加权之间的变化。方程式(2)中迭代过程在程序回路中每1个码片间隔Tc重复一次，同时，自适应衡器306试图把e(n)均方值进行收敛并最小化。在到达收敛时，自适应算法固定抽头加权，直至信号e(n)超过可接受水平或直至从发射机发出新的训练导频码片序列为止。

在本实施例中，在最小均方(LMS)算法中使用误差信号e(n)以本领域熟知的方法最小化均方误差(MSE)。通过在各码片间隔e(n)的值的平方的时间平均，从而形成均方误差估计。一旦均方误差被最小化了，抽头加权u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)已达到可减少由发送FIR 230，通信信道和接收FIR302引起的ISI效应的值。

在其他实施例中，代替LMS算法，使用另外的适应性算法来修正自适应码片速率LE 306的抽头加权，以便减少ISI效应。如，不是使用LMS算法的自适应算法的例子中，采用一种“递归最小二乘方”算法(RLS)。一般在选择合适的自适应算法时，要考虑诸因素如，算法收敛率(即，算法所需的迭代次数)，误调因子(即，均方误差最终值偏离最佳最小均方误差的量)和计算复杂性(即，组成完整算法迭代所需的运算次数)。例如，RLS算法收敛要比LMS算法快得多，但与LMS算法相比，RLS具有较高的计算复杂性。如上所述，在目前揭示的实施例中，可使用任何数量的本领域已知的自适应算法，如LMS算法或RLS算法。

要注意，因为不论什么时候当接收机知道发射机所发送的时，通信信道并未有效地加以利用，因此，进行自适应码片速率LE 306的系数的训练所需的导频码片会造成附加的“开销”。这样，就需要使用尽可能少的训练导频码片。然而，如果发送FIR 230，通信信道和接收FIR 302结合在一起产生了大量的ISI，这就有必要继续修正训练模式以外的自适应码片速率LE 306的系数。此继续修改是在跟踪工作模式期间进行的。在一个实施例中，当训练模式结束时但只有通过把自适应码片速率LE 306所需的输出与实际的输出进行比较所得到的均方误差的时间平均超过某一阈值时，跟踪模式才开始。在另一实施例中，跟踪模式自动开始并紧跟训练时段。

在跟踪工作模式中，自适应码片速率LE 306的系数(即，抽头加权)是在来自发射机的各数据帧的传输期间加以调整的。要注意，在信息传输至接收机期间引入的ISI量是时间的函数并且由于诸如通信信道中的多径效应的各种参数的变化而变化。这样，ISI量一般从数据帧变化到数据帧，但也在各数据帧期间内变化。这样，在每个训练时期后，进入跟踪工作模式以修正自适应码片速率LE 306的系数是重要的。

目前揭示的实施例和修正接收机的自适应线性均衡器306所用的其他装置和方法之间很大的区别是在收到的信号中出现Walsh覆盖。在收到的信号中出现Walsh覆盖即，图3中x(n)307可防止在跟踪模式期间把自适应码片速率LE 306的“所需的输出”与“实际的输出”进行简单的比较。这样，计算所需的跟踪模式误差信号315来调整自适应码片速率LE 306的系数大大地不同于本领域现在使用的方法。

在自适应码片速率LE 306工作于跟踪模式时，接收机中系统300必须根据所需的码片序列与由自适应码片速率LE 306所输出的实际的码片序列进行比较的基础上生成跟踪模式误差信号315。由自适应码片速率LE 306所输出的实际码片序列是简单的输出码片序列_(n)309，它是代表原始消息的码片序列的“软估计”。在本申请中，这“软估计”即.输出码片序列_(n)309也称作为“第一多个码片”。

为了生成跟踪模式误差信号，代表原始消息的码片序列的“软估计”需要与相应的代表原始消息的码片序列的“硬估计”比较。因此，为了取得代表原始消息的码片序列的“硬估计”，首先必须取得代表原始消息的编码符号的“硬估计”。从代表原始消息的编码符号的硬估计中通过用复制发射机上进行Walsh覆盖的方式进行Walsh覆盖，以取得代表原始消息的码片序列的所需的硬估计。这样，进行输出码片序列_(n)309到代表原始消息的编码符号的“软估计”的转换、阈值和限幅操作以取得编码符号的“硬估计”以及最后编码符号硬估计到适于与输出码片序列(n)309进行比较的Walsh码片序列的“硬估计”的转换。

如上所述，在接收机中系统300工作于“针对判定”时期，或跟踪模式时，来自PN去扩展器308的码片序列通过多路分解器恒定相位延迟312而分路至16个并行输出。然后N码片Walsh去覆盖314在由多路分解器恒定相位延迟312输出的16个并行码片序列的各个序列上进行操作，以便从收到的码片序列中去除N码片Walsh覆盖218和码片级加法器224的影响，这样，N码片Walsh去覆盖的16个并行输出可以相应于原始消息的编码符号的软估计的形式。

如图3的系统300中所见，N码片Walsh去覆盖314提供含有相应于原始消息的编码符号的软估计的16个并行输出至并行的符号限幅器318。并行的符号限幅器在从N码片Walsh去覆盖314收到的16个并行软估计上进行阈值处理或限幅操作。这16个并行符号限幅器318的16个并行输出成为相应于原始消息的编码符号的硬估计。并行符号限幅器318的16个并行输出经过N码片Walsh覆盖320和码片级加法器322和PN扩展器324处理以把并行符号限幅器318的输出的编码符号的硬估计转换至代表原始消息的码片序列的硬估计。N码片Walsh覆盖320，码片级加法器322和PN扩展器324分别执行如同在发射机中系统200的N码片Walsh覆盖218，码片级加法器224和PN扩展器226所执行的同样的功能。PN扩展器324的输出就是相应于原始消息的码片序列的硬估计。在本申请中，相应于原始消息的码片序列的“硬估计”也可称为“第二多个码片”。

然而，通过N码片Walsh覆盖314、并行符号限幅器318、N码片Walsh覆盖320和码片级加法器322的操作，把N码片间隔的延迟(即，N*TC)引入于PN扩展器324的输出上码片序列的硬估计，为此，PN扩展器324的输出上码片序列的硬估计是相对于_(n)的码片序列_[n-N]325。要注意，N是Walsh函数矩阵的阶，在本发明实施例中为16。然而，在本发明其他实施例中，N等于64或128，在这情况下，引入于输出码片序列_[n-N]325的延迟分别等于64或128个码片间隔。

如图3所见，相应于原始消息的经延迟的所需的输出码片序列_[n-N]325提供至“跟踪模式误差信号发生器”框326。为了应用自适应算法如LMS算法来生成合适的误差信号并修正自适应码片速率LE 306的抽头加权，“跟踪模式误差信号发生器”框326必须把经延迟的所需的输出的码片序列_[n-N]325与自适应码片速率LE 306的实际输出码片序列的延迟形式相比较。如上所述，因为由发送FIR230，通信信道和接收FIR 302所引起的ISI实际量是时间的函数，所以所需的输出必须与相应于同样的码片间隔的实际输出相比较。这样，自适应码片速率LE 306的实际输出码片序列_(n)309由N个码片延迟以在与经延迟的所需的输出码片序列_[n-N]324相比较之前形成经延迟的实际输出_[n-N]311。

由“跟踪模式误差信号发生器”框326把延迟的实际输出与延迟的所需输出进行比较来生成馈至自适应码片速率LE 306的跟踪模式误差信号315。跟踪模式误差信号315和图4中跟踪模式信号误差415相同。如图4所示，跟踪模式误差信号提供至各种抽头加权u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)来调整它们的各个值，以便适应于均衡器的响应。

跟踪模式误差信号315可用本领域所知的各种算法来生成。如可以用“最小均方”(LMS)算法。如上所述，LMS算法的一个目的是把由自适应码片速率LE 306的经延迟的所需的输出码片序列_[n-N]325与延迟的实际的输出码片序列_[n-N]311相比较而产生的“均方误差”(MSE)最小化。在根据均方误差对自适应码片速率LE 306的抽头加权进行数次快速迭代和调整时，LMS算法“收敛”，即均方误差接近常数值。

如上所论，按照LMS算法，详细示于图4的自适应码片速率LE 406中，自适应码片速率LE 306的抽头加权值计算如下：

u_k(n+1)＝u_k(n)+_x_k(n)e^*(n) 方程式(2)

其中x_k(m)＝x(n-k)，k是0和m-1之间1个整数；

其中e(n)＝_[n-N]-_[n-N]；和

\hat{c} (n) = Σ_{k = 0}^{m - 1} {u_{k}}^{*} (n) \times_{k} (n)

其中_是1个常数其中u_k(n)是图4中自适应码片速率LE 406在码片间隔n的抽头加权，其中在图3系统300中_[n-N]是_[n-N]325，_[n-N]是_[n-N]311。如上所述，选择常数_以控制连续迭代时抽头加权之间的变化。期望利用_值的变化以便取得较快的转换和较低的均方误差。要注意，在跟踪模式工作期间，e(n)是码片间隔n时的跟踪模式误差信号，而e(n)和如图3中跟踪模式误差信号315是同样的(或图4中跟踪模式误差信号415)。

这样，把各个当前的抽头加权加至常数_、相应的输入值x₀(n)，x₁(n)至x_m-1(n)和当前误差信号值e(n)的乘积，将各个当前抽头加权u₀(n)，u₁(n)至u_m-1(n)调整为相应的新的抽头加权u₀(n+1)，u₁(n+1)至u_m-1(n+1)。在程序的回路中，每1个码片间隔Tc，方程式(2)中迭代过程就重复1次，同时，自适应均衡器306试图把误差信号e(n)进行收敛，并最小化。在到达收敛时，自适应算法固定抽头加权，直至误差信号e(n)超过可接受水平，或直至由发射机发送新的训练导频序列为止。如在训练工作模式中，代替LMS算法，其他自适应算法也能用来修正自适应码片速率LE 306的抽头加权以减少在跟踪模式工作时期的ISI影响。如不用LMS算法的自适应算法的例子，在跟踪模式工作中使用RLS算法。

如图3中示例性系统300看出，N码片Walsh去覆盖314的16个并行输出供至316，它是16到1多路复用器。多路复用器316把由N码片Walsh去覆盖314并行提供的16个编码符号之一多路复用至信道去交织器328，其输出接下来供至解调器330。解调器330输出由调制去交织器332来处理。最后解码器334从调制去交织器接收其输入并在其输出提供解码的数据位342。信道去交织器328，解调器330，调制去交织器332和解码器334的结构和功能在本领域是熟知的。这些模块如，系统300中的信道去交织器328，解调器330，调制去交织器332和解码器334的组合效应是系统200中的编码器、调制交织器、调制器208和信道交织器210的组合效应的逆向。系统300的最终输出，即解码的数据位342应理想地与图2系统200输入上的数据位202相同。

从所述说明中很明确，在不离开本发明范围的条件下各种技术都能用来实施本发明的概念。此外，在应用特定的参考某些实施例中来说明本发明的时候，本领域的一般技术人员也认识到在不离开本发明的精神和范围的条件下可作出在形式上和细节上的改变。如，不在每个码片间隔上修正自适应码片速率LE 306的系数，而是在每N个码片间隔时修正系数。在示例性系统300中这意味着方程式(2)中跟踪误差信号e(n)是16个码片的e(n)＝_[n-N]-_[n-N]之间的差的和，而不是单一码片。这样，e(n)是由每16个码片间隔所生成的，相应于16个码片级差之和。显然，因为e(n)代表16个码片级“误差”之和，误差信号e(n)的幅度一定是较大。然而，因为常数_是1个小的值，所以方程式(2)在自适应码片速率LE 306的每16个码片间隔仍旧可适当应用以得到新的抽头加权一次。

此外，可以理解，所述的实施例在各方面的考虑是说明性的，而不是限制性的。也应该理解，本发明不局限于这里所述的特定的实施例，而是在不离开本发明范围条件下还能有许多重新安排，改进和替代。

这样，对用于Walsh覆盖的调制自适性线性均衡的方法和装置已作了陈述。

Claims

1.一种方法包括下列步骤：

提供多个信号至均衡器以生成相应于所述多个信号的多个码片的软估计；

相应于所述多个码片的所述软估计生成多个并行符号的软估计；

对所述多个并行符号的所述软估计应用限幅操作以生成所述多个并行符号的硬估计；

相应于所述多个并行信号的所述硬估计产生所述多个码片的硬估计；

把所述多个码片的所述软估计与所述多个码片的所述硬估计相比较以生成误差信号使所述均衡器的响应适应于所述多个信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述提供的步骤包含由发送滤波器通过通信信道发送所述多个信号至接收滤波器，所述接收滤波器提供所述多个信号至所述均衡。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述生成的步骤包含使用N码片Walsh去覆盖。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述N码片Walsh去覆盖是从由16码片Walsh去覆盖，64码片Walsh去覆盖和128码片Walsh去覆盖组成的组中选择的。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述产生的步骤包含使用N码片Walsh覆盖，码片级加法器和PN扩展器。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于所述N码片Walsh覆盖是从由16码片Walsh覆盖，64码片Walsh覆盖和128码片Walsh覆盖组成的组中选择的。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述误差信号调节所述均衡器的乘法器的抽头加权。

8.一种方法包括下列步骤：

提供多个信号到均衡器以相应于所述多个信号生成第一多个码片；

相应于所述第一多个码片生成多个符号；

相应于所述多个符号产生的第二多个码片；

应用使用所述第一和第二多个码片的算法以生成误差信号来使所述均衡器的响应适应于所述多个信号。

9、根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述提供的步骤包含由发送滤波器通过通信信道发送所述多个信号至接收滤波器，所述接收滤波器提供所述多个信号至所述均衡器。

10、根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述生成的步骤包含使用N码片Walsh去覆盖。

11、根据权利要求10所述的方法，其特征在于所述N码片Walsh去覆盖是从16码片Walsh去覆盖，64码片Walsh去覆盖和128码片Walsh去覆盖组成的组中选择的。

12、根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述产生的步骤包含使用至少一个符号限幅器，N码片Walsh覆盖，码片级加法器和PN扩展器。

13、根据权利要求12所述的方法，其特征在于所述N码片Walsh覆盖是从由16码片Walsh覆盖，64码片Walsh覆盖和128码片Walsh覆盖组成的组中选择的。

14、根据权利要求8所述的方法，其特征在于所述误差信号适应所述均衡器的乘法器的抽头加权。

15、一种方法包括下列步骤：

(a)提供多个消息数据位至发射机；

(b)在所述发射机中把所述多个消息数据位编码成多个编码符号；

(c)在所述发射机中把所述多个编码符号变换成原始的多个Walsh覆盖的码片序列；

(d)由所述发射机通过通信信道发送原始的多个Walsh覆盖的码片序列至接收机；

(e)由所述接收机提供收到的多个Walsh覆盖的码片序列至所述接收机中的均衡器，所述收到的多个Walsh覆盖的码片序列相应于所述原始的多个Walsh覆盖的码片序列；

(f)由所述均衡器确定所述原始的多个Walsh覆盖的码片序列的软估计。

(g)在所述接收机中把所述原始的多个Walsh覆盖的码片序列的所述软估计转换为所述多个编码符号的软估计；

(h)在所述接收机中从所述多个编码符号的所述软估计中确定所述多个编码符号的硬估计；

(i)在所述接收机中从所述多个编码符号的所述硬估计中产生所述原始的多个Walsh覆盖的码片序列的硬估计；

(j)在所述接收机中通过把所述原始的多个Walsh覆盖的码片序列的所述硬估计与所述原始的多个Walsh覆盖的码片序列的所述软估计相比较而生成误差信号；

(k)利用所述误差信号使所述均衡器的响应适应于所述收到的多个Walsh覆盖的码片序列。

16、根据权利要求15所述的方法，其特征在于所述均衡器包括多个单元延迟元件，所述多个单元延迟元件的每个元件引起一个码片间隔的延迟。

17、根据权利要求15所述的方法，其特征在于所述均衡器包括相应于各个多个乘法器的多个抽头加权，所述多个抽头加权可由在每个码片间隔中的所述误差信号加以修正。

18、根据权利要求15所述的方法，其特征在于步骤(g)是用分路器和N码片Walsh去覆盖来进行的。

19、根据权利要求15所述的方法，其特征在于步骤(h)包含使用多个并行符号限幅器。

20、根据权利要求15所述的方法，其特征在于步骤(i)包含使用N码片Walsh覆盖。

21、根据权利要求15所述的方法，其特征在于步骤(j)包含使用最小均方算法来生成所述误差信号。

22、根据照权利要求15的方法，其特征在于步骤(j)包含使用递归最小二乘方算法来生成所述误差信号。

23、一种接收机，包括：

具有配置为接收多个信号的输入的均衡器，所述均衡器具有配置为相应于所述多个信号生成第一多个码片的输出；

N码片Walsh去覆盖，配置为相应于所述第一多个码片生成多个符号的软估计；

符号限幅器，配置为相应于所述多个符号的所述软估计生成所述多个符号的硬估计：

N码片Walsh覆盖，配置为相应于所述多个符号的所述硬估计生成第二多个码片；

跟踪模式误差信号发生器，配置为应用利用所述第一和第二多个码片的算法来生成使所述均衡器的响应适应于所述多个信号的跟踪模式误差信号。

24.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述均衡器的所述输入从接收滤波器接收所述多个信号，并且其中所述接收滤波器通过通信信道耦合至发送滤波器。

25.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述N码片Walsh去覆盖是从由16码片Walsh覆盖，64码片Walsh去覆盖和128码片Walsh去覆盖组成的组中选择的。

26.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述N码片Walsh覆盖是从由16码片Walsh覆盖，64码片Walsh覆盖的128码片Walsh覆盖组成的组中选择的。

27.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述跟踪模式误差信号适应所述均衡器中乘法器的抽头加权。

28.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述均衡器包括多个单元延迟元件，所述多个单元延迟元件的每个元件引起一个码片间隔的延迟。

29.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述均衡器包括相应于各个多个乘法器的多个抽头加权，所述多个抽头加权由各码片间隔中的所述跟踪误差方式信号加以修正。

30.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述算法是最小均方算法。

31.根据权利要求23所述的接收机，其特征在于所述算法是递归最小二乘方算法。

32.一种接收机，包括：

均衡器，配置为接收多个信号；

Walsh覆盖，配置为相应于所述多个信号生成多个码片；

误差信号发生器，配置为相应于所述多个信号生成跟踪模式误差信号，所述跟踪模式误差信号可使所述均衡器响应适应所述多个信号；

Walsh去覆盖，配置为相应于所述多个信号生成多个符号的软估计；

符号限幅器，配置为相应于所述多个信号生成多个符号的硬估计。

33.根据权利要求32所述的接收机，其中所述符号限幅器被配置为相应在于所述多个符号的所述软估计生成所述多个符号的硬估计。

34.根据权利要求33所述的接收机，其特征在于所述符号限幅器提供所述多个符号的所述硬件估计至所述Walsh覆盖。