CN1196144A - 用于扩频信道估值的方法和设备 - Google Patents

Abstract

描述了在扩频通信中用于接收信号的方法和系统。在CDMA系统中,例如,被用来产生和接收信号的相关值的特征序列可能不具有理想的自相关特性。在这种情况下,由接收机确定的相关值可能包括误差,它们通过信道抽头估值被传播到解调的和译码的信息符号。为了减小或消除这样的自干扰或射线间干扰,通过,例如,把相关值和对于感兴趣的特征序列的自相关函数值进行矩阵乘法而把相关值去相关。

Description

用于扩频信道估值的方法和设备

背景

本发明总的涉及在无线通信系统中码分多址(CDMA)通信技术的使用，更具体地，涉及藉使用对信道抽头系数的估值来解调CDMA信号的接收机。

蜂窝电话工业在美国以及世界其余地区在商业运作上已作出非凡的进展。它在大城市地区的成长已远超过预期的，并正快速地超越系统容量。如果这种趋势继续下去，那么这种工业成长的结果将很快达到甚至最小的市场。需要有革新的解决办法来满足这些增长的容量的要求以及保持高质量的服务和避免价格上涨。

在全世界，无线通信系统前进的一个重要步骤是从模拟传输改变到数字传输。对于实现下一代技术，选择有效的数字传输体制是同样重要的。而且，普遍相信，第一代个人通信网(PCN)，使用低成本的，衣袋大小的，能便于携带及用来在家中，办公室，街道，汽车等地收打电话的无绳电话，将由例如藉使用下一代数字蜂窝系统基础结构的蜂窝载体来提供。在这些新系统中想要的重要特性是增加的业务容量。

当前，信道接入是通过使用频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)方法达到的。在FDMA中，通信信道是单个射频频带，其中集中了信号的传输功率。可能干扰通信信道的信号包括在相邻信道上发送的那些信号(邻信道干扰)以及在其它蜂窝区的相同信道上发送的那些信号(同信道干扰)。邻信道的干扰通过使用只允许在特定频带内的信号能量通过的带通滤波器而被限制。同信道干扰通过给出在使用相同频道的蜂窝区之间的最小间隔距离来限制信道再用而被减小到能容忍的水平。这样，在每个信道被分配以不同的频率的情况下，系统容量受限于可供使用的频率以及由信道再用所加的限制。

在TDMA系统中，信道包括，例如，在相同频率上一个周期性时间间隔系列中的时隙。每个时隙周期被称为一帧。给定的信号能量被限制于这些时隙中的一个时隙。相邻信道干扰通过使用时间门或只允许在适当时间接收到的信号能量通过的其它同步单元而被限制。这样，在每个信道被分配以不同的时隙的情况下，系统容量受限于可供使用的时隙以及如上面对于FDMA所描述的由信道再用所加的限制。

采用了FDMA和TDMA系统(以及混合的FDMA/TDMA系统)，系统设计者的一个目标是确保两个潜在的干扰信号不在同一时间占用同一频率。相反地，码分多址(CDMA)是允许信号在时间和频率都重叠的信道接入技术。CDMA是一种扩频通信类型，它自从第二次世界大战以来就已出现。早期的应用主要是面向军事的。然而，今天在商业性应用上使用扩频系统方面具有增加的兴趣，因为扩频通信提供了坚强的抗干扰能力，它允许多个信号同时占用相同的频带。这种商业性应用的例子包括数字蜂窝无线电，陆地移动无线电以及室内和室外个人通信网。

在CDMA系统中，每个信号藉使用扩频技术被发送。在原理上，要被发送的信息数据流被加到所谓的特征序列的速率高得多的数据流上。典型地，特征序列数据是二进制的，提供比特流。生成这种特征序列的一个方法是用伪噪声(PN)过程，它是随机出现的，但可以由特许的接收机复制。假定信息数据流和高比特率特征序列流的二进制值以+1或-1来表示，通过把这两个比特流相乘而把它们组合在一起。这种把较高比特率信号和较低比特率数据流相组合被称为扩展信息数据流信号。每个信息数据流或信道被指派一个唯一的特征序列。

多个扩频信息信号，例如，通过二进制移相键控(BPSK)调制射频载波，并在接收机中作为复合信号被联合接收。每个扩频信号在频率和时间上覆盖所有其它扩频信号以及与噪声有关的信号。如果接收机是特许的，那么把复合信号与唯一特征序列中的一个序列进行相关，这样相应的信息信号可被分离出来和被解扩。如果使用了四相移相键控(QPSK)调制，那么特征序列可包括复数(具有实部和虚部)，其中实部和虚部被用来调制以同一个频率但相位上相差90°的两个载波。

传统上，特征序列被用来表示一个比特的信息。接收传送的序列或其补码表明信息比特是+1还是-1，有时被表示为“0”或“1”。特征序列通常包括N比特，特征序列的每个比特被称为一“码片”。整个N-码片的序列或其补码被称作为传送的符号。传统接收机，例如RAKE接收机，把接收的信号和已知的特征序列的共轭复数进行相关以产生相关值。只需计算相关值的实部。当结果是大的正相关时，检测出“0”；当结果是大的负相关时，检测出“1”。

以上所提到的“信息比特”也可以是编码的比特，其中所使用的代码是块码或卷积码。另外，特征序列可比单个传送的符号长得多，在这种情况下，特征序列的子序列被用来扩展信息比特。在许多无线通信系统中，接收的信号包括两个分量：I(同相)分量和Q(正交)分量。这种现象出现是因为传送的信号具有两个分量(例如，QPSK)，和/或干涉的信道或缺少相干载波基准使传送的信号被分成I和Q分量。在使用数字信号处理的典型的接收机中，接收的I和Q分量信号至少每隔Tc秒被采样和存储，其中Tc是码片持续时间。

传统的RAKE接收机只要满足几个条件就能工作得很好。第一个条件是特征序列的自相关函数是实数，即特征序列和其本身的移位序列不相关。如果此条件不正确，则不同的信号射线互相干扰，这被称为自干扰。第二个条件是在想要的信号的特征序列和另一个CDMA信号的特征序列的不同的移位序列之间的互相关为零。如果此条件不正确，则该另一个CDMA信号与想要的CDMA信号相干扰，使性能恶化。当另一个CDMA信号的功率比想要的CDMA信号大得多时，这一问题会特别重要，通常被称为“近-远”问题。第三个条件是由一个发送的符号的回波和下一个发送的符号相重叠而引起的干扰应当是能忽略的。如果此条件不正确，那么发送的符号与过去的和未来的发送符号相干扰，这通常被称为符号间干扰(ISI)。

然而，由于例如带宽限制，在商业上达到理想的自相关函数是不实际的。因此，希望有处理自干扰的某些解决方法，以改进CDMA接收机的性能。

概要

本发明提供用于估值信道抽头系数以便消除在CDMA系统中的自干扰问题的有效的方法。按照示例性实施例，消除自干扰可通过对彼此之间相对的相关值进行去相关来完成。去相关可以，例如，通过把包括自相关函数值的矩阵的逆矩阵乘以与该自相关函数有关的特征序列进行相关的接收的比特的矢量而被实现。这一去相关程序可以，例如，在传统的信道跟踪处理之前、之后或之中实行。

附图简述

在结合附图阅读以下的详细说明时，将会更容易地理解本发明的上述的和其它的目的、特性与优点，其中：

图1是示例性扩频通信链路的方框图；

图2是传统的相干的RAKE检测器的方框图；

图3是传统的信道跟踪器的方框图；

图4是按照本发明的信道跟踪器的一个示例性实施例的方框图；

图5是描绘按照本发明的信道跟踪器的另一个示例性实施例的方框图；

图6是按照本发明的信道跟踪器的再一个示例性实施例的方框图；

图7是说明按照本发明的示例性去相关器的方框图。

详细描述

图1中显示了示例性扩频通信链路。首先，在扩频器102中，包含信息符号的信息数据流被加到被称为特征序列的速率高得多的数据流，以产生扩展的或发送的数据序列。通常，特征序列的周期占用一个数据符号周期，这样每个数据符号被同样的N-码片特征序列扩展。一般地，此特征序列可以以实数和虚数来表示，相应于在载波频率(I信道)上和在该载频的90°移相的载频(Q信道)上发送一个码片的值。另外，特征序列可以是多个序列的复合，其中这些序列中的一个序列可以是Walsh-Hadamard(沃尔什-哈德马特)码字。

信息符号可以是M进制的，取M个可能值中的一个值。例如，对于M＝2，使用二进制符号，可被表示为+1和-1的值。通过使用由+1和-1码片值组成的特征序列s(k)而对信息符号b进行扩频，给出发送的序列t(k)：

                 t(k)＝bs(k)             (1)

此扩频运算也能藉使用以0和1的序列的数字逻辑和由实行异或运算的扩频而被确定。扩频的其它形式也是可能的。例如，一组M比特可通过使用这些比特选择一组N个码字，其中N＝2^M，而被扩频。该码字组可能是一正交集，例如Walsh(沃尔什)码字集。

然后，扩频信号在调制器104中被调制到射频载波上。如果扩频数据符号是二进制的，则二进制移相键控(BPSK)将是合适的调制。调制的信号被传送给天线106，利用电磁波进行传送。在接收机中，接收天线108收集信号能量，并把它传送给无线接收机110，接收机提供必要的放大，滤波和混频操作，以便把无线信号变换为包含同相(I)和正交(Q)分量的复合基带信号，这在技术上是熟知的。这些分量通常是每个码片周期被采样一次，并可被存储在缓存器中(图上未示出)。

接收的数据样本被传送给相关器112，相关器把接收的数据样本与已知的特征序列进行相关。这一处理有时被称为解扩，因为当相关器和发送信号的镜象相联合时，该相关把扩频数据值相干地组合变回到一个信息值。相关结果被提供给检测器114，检测器产生检测的信息数据流。所使用的检测器形式取决于无线信道特性和复杂性限制。

在无线系统中，由于从建筑物，汽车或附近的山脉地区等的信号反射，无线信道引起多径衰落和多径扩散。结果，信号进到接收机不是沿一条路径，而是多条路径，这样接收机接收到许多具有不同的和随机变化的延时和幅度的回波或射线。那么接收的信号是发送的信号沿不同的多条具有一般小于一个信息符号周期的相对延时的路径传播的多种信号形式的复合体。每条不同的射线具有一定的相对于第一射线到达的到达时间kTc秒。如果t(k)表示扩频数据码片样本及r(k)表示接收的码片样本，其中k是离散时间系数，则多径时间扩散可被模拟为： $r\left(k\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(j\right)t(k-j)-n\left(k\right)----\left(2\right)$

其中J是多径扩散引起的射线数目或信道抽头数，c(j)是复数值的信道抽头系数，以及n(k)模拟有害分量，例如噪声或干扰。由于多径时间扩散，相关器112产生几个解扩值，对于J个信道抽头中的每个抽头一个解扩值。

被设计来处理这样的无线信道的检测器114的一种形式，被称为RAKE检测器。这样的检测器相干地组合解扩值，以使检测统计的信号功率最大化。被设计用于二进制信息符号的RAKE检测器的一种形式示于图2。其中，使相关值通过一抽头延时线202传递。注意到，在图2中(以及其它的许多图中)，虽然在这样的接收机的实际实施例中将会出现许多信号线，但在图上只示出两条信号线作为从抽头延时线202的输出，用来显示所描述的概念而不使图形过分复杂化。当最早到达的射线相关是在抽头延时线的一端而最迟到达的射线相关是在抽头延时线的另一端时，每个信息符号周期出现一次，被存储在延时线中的值在乘法器204中被乘以RAKE抽头系数，产生的乘积在加法器206中被相加。最终结果的总和值的符号在208中被取出，给出检测的信息比特值，例如，±1。

在数学上，假定r(k)＝I(k)+iQ(k)是在特定信息符号周期期间的复数接收码片样本，其中I(k)是I分量样本，Q(k)是Q分量样本，i表示虚数部分，以及k是样本系数(例如，离散时间系数)。相关器112把这些数据样本和已知的特征序列s(k)进行相关，以产生： $x\left(m\right)=\underset{k-0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}\left(k\right)r(k+m)----\left(3\right)$

其中星号*上标表示复共轭，如果特征序列是复数，这是优选的。

RAKE检测器把相关值加权，并把结果相加，以产生对于发送的符号b的检测统计值z。 $z=\mathrm{Re}\left\{\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{*}\left(j\right)x\left(j\right)\right\}----\left(4\right)$

其中a(j)是RAKE抽头系数。理论上，RAKE抽头系数应当等于信道抽头系数：

        a(k)＝c(k)              (5)

实际上，RAKE抽头系数是由信道跟踪器116提供的信道抽头系数的估值。

除了传统的RAKE检测器以外的相干检测器是已知的。例如，联合解调器可被用来联合解调多个通信信号，如由Bottomley提交的美国专利申请序列号08/155,557中所描述的，该专利内容在此处引用，以供参考。

在相干检测的传统形式中，性能受由信道跟踪器产生的信道抽头系数估值的精度所限制。传统的信道跟踪器300示于图3。相关值被提供给信息去除器302，它基于检测的信息调整相关值。调整的相关值被提供给估值更新处理器304，它更新被存储在存储器306中的信道抽头系数估值，产生更新的信道抽头系数估值。更新估值的一种方法，例如，是以λ加权先前的估值，并把它加到以(1-λ)加权的调整的相关值上。其它的更新形式也是可能的，正如本领域技术人员所熟知的。

当特征序列具有完美的自相关特性时，这些传统的方法给出准确的信道估值。在实际的商业化系统中，受有限带宽的限制，特征序列与自身的自相关是不完美的，这样当进行信道估值时，信号的回波或射线会相互干扰。

这个问题可通过一个实例来说明，其中有两条射线(即，J＝2)和没有有害分量(即，n(k)＝0)。从(1)式和(2)式，接收的信号被给出为：

         r(k)＝c(0)bs(k)+c(1)bs(k-d)         (6)

其中d是第二射线相对于第一射线的延时。在接收机中，解扩信号是通过在存在有射线的时候与已知的特征序列s(k)进行相关而得到的。为了说明起见，假定通过除以N(序列长度)而使相关值归一化。从(3)式和(6)式，在m＝0和m＝d时的相关值x(m)被给出为：

             x(0)＝bc(0)+bc(1)C_s，s(d)               (7)

             x(d)＝bc(0)C^* _s，s(-d)+bc(1)            (8)

其中C_s，s(d)是特征序列s(k)在延时d处的归一化的非周期性自相关函数。也就是 $C_{s,s}\left(d\right)=\frac{1}{N-2\left|d\right|}\underset{k=\left|d\right|}{\overset{N-1-\left|d\right|}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}\left(k\right)s(k-d)----\left(9\right)$

信息去除器302有效地把相关值除以检测的信息符号，b_det。假定没有检测误差，调整的值被给出为：

             x_a(0)＝c(0)+c(1)C_s，s(d)          (10)

             x_a(d)＝c(0)C^* _s，s(-d)+c(1)       (11)

如果特征序列具有完美的自相关特性，则C_s，s(d)和C^* _s，s(-d)都为零，且调整的相关值会给出信道抽头系数的瞬时估值。然而，当C_s，s(d)和C^* _s，s(-d)为非零时，那么调整的相关值由其它信号的出现而失真。在检测器中使用失真的信道抽头估值，会导致性能损失。这样，传统的信道抽头系数估值被射线间干扰恶化，这导致接收机性能的恶化。

按照本发明的示例性实施例，这种干扰问题可通过把彼此之间相对的相关值去相关而得以解决。结果，减轻了射线间干扰。

首先，将相对于先前使用的两射线的实例来讨论本原理。(7)式或(8)式可被看作为有两个未知量的两个方程的系统，未知量是bc(0)和bc(1)(即，分别为在下面的(12)式中的bc₀和bc₁)。由于在接收机中特征序列是已知的，所以其自相关函数也是已知的。这样，(7)式和(8)式可被表示为： $\left[\begin{array}{cc}1& C_{s,s}\left(d\right)\\ C_{s,s}(-d)& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}b& c_0\\ b& c_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}x\left(0\right)\\ x\left(d\right)\end{array}\right]----\left(12\right)$

这具有Ax＝y的形式。接收机已经得知A和y，这样可以解出x，即信道抽头系数。可以看到，未知量并不包含射线间干扰。

求解此方程的一个方法是在两边乘以逆矩阵，以使x＝A^-1y。在这种情况下，y矢量包含测量的相关值，它包含射线间的互相关项。矩阵A^-1有效地去除了这些射线间的互相关项，它可被看作为把来自相互之间的相关值“去相关”。这种去相关不应当与原先的对于特征序列的相关相混淆，因为人们不想要破坏解扩。实际上，虽然C_s，s(d)不为零，但它们通常不太大，这样A^-1可很好地被定出。

在这一概念上的变化，对于本领域的技术人员将是显而易见的。例如，当存在有有害分量时，即n(k)≠0，可以希望把噪声功率估值加到A矩阵的对角线上。如果噪声功率估值是不能提供的，则标称噪声值可基于对于接收机的标准的或限制的运行条件而被加上。而且，去相关方法可容易地被扩展到任意数目的相应于任意的延迟时间的射线。对于J个射线，矢量y包含J个相关值，且矩阵A具有J行和J列。最后，可采用对相关的其它定义，例如周期的相关。

现在将参照图4描述本发明，图上显示了按照本发明的示例性实施例的信道跟踪器，它可代替图1所示的信道跟踪器116。在图中，相关值被提供给去相关器402，它把相关值去相关，这样，去除了射线间干扰。然后，去相关的值被传送到，例如，传统的信道跟踪器300，它处理该去相关的值，就像它们是按照图3的相关值那样。这样，去相关步骤已被插入到信道跟踪过程中。

去相关操作不必在传统的信道跟踪之前被执行。图5上显示了一个替换的实施例，其中去相关器402跟在传统的跟踪器300的后面。图6显示了第三个可替换的实施例，其中去相关操作402在信息去除后在传统的信道跟踪器内进行。去相关操作可以以各种不同方式实行。在图7中给出了一个示例性实施例，是为了进行说明而不是限制。去相关器402有效地解系统Ax＝y求x。求解此方程的一个方法是藉助于把矢量y乘以A^-1，这是矩阵乘法运算。在图7中，这是由矩阵乘法器700实现的。矩阵乘法要被提供有相关值x和矩阵M，并构成乘积Mx。矩阵M将是A^-1，它可以对于各个信道抽头位置和特征序列被预先计算和被存储。求解Ax＝y的其它方法也是可能的，包括高斯消去法，且所有这样的技术都是本发明所期待的。

在某些应用中，可能希望缩短由信道跟踪器所使用的相关，这样不会引入在信息符号周期之间的干扰。例如，如果d＝1，则解扩的相关可能只相关到部分序列S(1)到S(N-2)，而不是全部序列S(0)到S(N-1)。

以上描述的示例性实施例打算在本发明的所有方面是说明性的，而不是限制性的。因此，本发明在细节实现上能够有许多变动，这些改变可由本领域技术人员从这里所包括的描述中得出。所有这些变动和修改都被认为是属于由以下权利要求所规定的本发明的范围和精神。

Claims (9)

1.在用于传送信息符号序列的扩频无线通信系统中，接收机包括：

用于藉使用天线接收信号的装置；

用于处理所述接收信号的装置，以产生在接收信号和已知特征序列之间的相关值；

用于把所述相关值进行去相关的装置，以去除组间相关(intercorrelation)的干扰，产生去相关的值；

用于藉使用所述去相关值对信道抽头系数估值的装置；以及

用于藉使用所述相关值和所述信道抽头系数估值检测所述信息符号的装置。

2.权利要求1的接收机，其特征在于，所述用于去相关的装置还包括：

矩阵乘法器，它把包括自相关函数值的矩阵和包括所述相关值的矢量相乘。

3.在产生接收数据和已知的特征序列的相关值的扩频通信接收机中，信道跟踪器包括：

用于把所述相关值进行去相关的装置，以产生去相关值；以及

用于处理所述去相关值的装置，以产生信道抽头系数估值。

4.权利要求3的接收机，其特征在于，所述用于去相关的装置还包括：

矩阵乘法器，它把包括自相关函数值的矩阵和包括所述相关值的矢量相乘。

5.一种接收机，包括：

相关器，用于接收数据和把所述接收数据与特征序列进行相关，以产生相关值；

信道估值单元，用于根据所述相关值提供信道抽头系数估值；

去相关器，把所述信道抽头系数估值进行去相关；以及

检测器，藉使用所述去相关的信道抽头估值组合所述相关值。

6.用于处理接收的扩频通信信号的方法，包括以下步骤：

把接收的数据与特征序列进行相关，以产生相关值；

根据所述相关值生成抽头系数估值；

藉使用所述抽头系数估值组合所述相关值，以确定信息符号；以及

在进行组合之前进行去相关，以减小射线间干扰。

7.权利要求6的方法，其特征在于，所述去相关步骤还包括以下步骤：

在生成所述抽头系数估值之前把所述相关值进行去相关以生成去相关的值，以及使用所述去相关值以生成所述抽头系数估值。

8.权利要求6的方法，其特征在于，所述去相关步骤还包括以下步骤：

作为所述的生成所述信道抽头系数估值步骤的一部分，把相关值进行去相关。

9.权利要求6的方法，其特征在于，所述去相关步骤还包括以下步骤：

在所述的生成所述信道抽头系数步骤之后，把所述信道抽头系数去相关。

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