CN1193250A - 工作电路的切换控制 - Google Patents
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Abstract
用于负载工作的自由振荡电路装置,在正常工作状态时用于启动开关元件(Ta,Tb)的控制能量从与此开关元件反并联的空载电流的能量单元提供,并且该导通周期通过控制功率存储的时间常数确定,该控制功率存储相应于开关元件设计,或者通过双极性晶体管的存储时间确定。
Description
本发明涉及一为负载例如一低压放电灯工作的电路。
尤其涉及用于功率范围不到几十瓦的工作电路,在此首先是前面所提的费用问题、例如小网络部件和尤其是用于紧凑型荧光灯(KLL)的电子附加设备(EVG)。
在此电路中必须考虑与切换频率的节拍相谐调的开关元件。此处所用的装置例如应用分立的电流变换器,如W.Hirschmann(西门子公司,1982)的“电子电路”一书的148和150页所示,或者通过谐振电抗器或功率传输器上的附加线圈截取控制能量并且相应模拟在脉冲生成和相移网络之中(见德国公开件DE4129430)。自然也能够将频率或脉宽控制电路有利地集成在一控制IC中。
然而此种控制电路的缺点在于位于电感上的几个线圈品质或者附加线圈的费用问题,或者昂贵的具有辅助电流源等的控制IC,而在较小功率的情况下对价格的影响非常明显。因为与功率元件相比较控制电路的价格在几瓦的传输功率时如用于几百瓦的情况时一样高。
本发明的任务在于利用简单而且经济的生产改善开头所提的控制电路。
此任务通过权利要求1特征部分的特征解决。此电路装置的其它有利特征位于从属权利要求中。
本发明出自于如下理论,在开关元件的不导通状态期间的空载电流与在其导通状态时的电流相反向,该空载电流作为导通状态时的用于控制该开关元件的能量源。这可通过如下方式实现,空载电流的路径基本通过一个空载二极管阻塞并且例如通过一个在空载段插入的齐纳二极管产生电压降,该电压降然后作为空载时间内的激励脉冲以及齐纳电压水平的激励脉冲通过一电流或负载存储元件在衰减期间延迟,如同与开关元件平行的空载二极管的起动延续。
然而在本发明中能以不同的方式实现如下所解释的,应用本来在具有功率开关元件的工作电路中的空载电流,也就是说以简单和经济的方式来控制功率开关元件或其它元件。
这里的概述“能量”一般一方面是指物理量“能量”,然而也是一种替代,例如用于控制FET的电压,用于控制双极性晶体管等的电流或负载。在每种情况下适合用于控制功率开关元件的电量如同在实施例中或以其他的技术人员所知的方式由该空载电流得出。
所示的用于开关元件控制的自然不局限于应用半桥电路或EVG,也可以应用全桥电路,推挽式变换器以及单端变换器如单晶体管装置或不平衡半桥电路。
该负载不必插入到串联谐振电路中,它也能以变压器方式与二次侧的整流装置相耦合,例如一般在电源单元中。
代替作为输入电路的简单的整流电路,也可以通过用于减少网络电流谐波的电路组合来实现。
可以考虑使用P沟道或pnp开关晶体管,也可以通过与随后所用的N沟道或npn开关晶体管的组合作为开关元件。
如随后所述的实施例一样,不同的实施形式自然也可以相互组合。
基本情况是在启动开关元件之前一空载相位通过一反方向作用的空载段,例如一反方向的空载二极管定位。
当一变压器耦合到负载例如二次侧的整流电路或没有与之串联的电感(除了以寄生方式存在的较小的漏电感)的低压卤化物放电灯时,用于满足空载相位的动作电流存储到与负载并联的电感中。为了避免增加一个电感线圈,也可以使用具有气隙的变压器,以此保证在开关元件断开之后满足如此高的磁化电流的空载电流。
然而下述实施例的重点是具有串联谐振电路的半桥电路,因为它特别适合应用在用于KLL的EVG中。
为了显示该灯和谐振电路范围内的电路的各种可能,则不同的实施例具有不同的结构。然而这并没有必要与各个本发明的空载控制电路的差异相关联。许多这些变型实际上都可以自由组合。通过例子的描述可以清楚地表明本发明的主题,除了空载控制电路外并没有什么特殊电路。
下面借助于以具有MOSFET开关晶体管(简称FET)的谐振半桥电路形式的用于KLL的EVG叙述本电路功能,其中的开关晶体管作为零电压开关工作。在图1到图9中也可以用具有相应电压和电流负载能力的IGBT(绝缘栅极双极性晶体管,由MOSFET和双极性晶体管的组合)代替该FET。
图1:供电网络的交流电压通过保险Si连接到整流装置GLR,通过它产生的整流电压通过电解电容Elko平整。如果采用直流电压源,如电池供电则可以省掉此输入部分。通过棒形磁芯电感线圈Lfiltcr和之后相连的金属膜电容器Cfilter可以满足很好的抗无线干扰性能。
现在在施加供电电压之后为了通过单稳态触发器产生第一启动脉冲,首先由供电电压对启动电容Cs通过高电阻Rs充电。同时能够通过与上述晶体管Ta平行的“上拉”电阻Rpu在例如下面的晶体管Tb漏电流的情况下产生有利的启动输出或者在一次失败的启动尝试之后再次产生输出。一旦启动电容的电压达到DIAC的阈值电压加上下面的齐纳二极管2Dt-b的正向导通电压时,所述的DIAC切换并且充在Cs中的一部电荷释放到Tb的栅极电容Ct-b,以此第一次启动Tb并且在负载电路中产生谐振。同时Tb也通过放电二极管Ddis和限位电阻Rlimit对Cs放电。
如果不存在Rlimit,那么Tb就会使启动电容Cs在超过它的阈值电压之后很快通过Ddis进行完全放电并且在Ct-b中只大约存储4V。在具有电流变换控制的EVG的情况下谐振电流立即用于产生正反馈并在很弱的原始控制情况下仍形成较好的可靠性。然而此处的第一脉冲在幅值和周期上都与后边的空载所产生的控制信号相近似,没有其他的正反馈从电路提供控制能量。
在DIAC脉冲结束时Ct-b通过Rt-b放电,Tb在超过阈值电压时关断。一电流已经存储在谐振电感线圈Lres中。该电流在启动期间从Tb通过与Cres平行的脉冲供电的预加热流入到所示的EVG电路,如同由去耦合电容Cc、KLL的上灯丝WH、与电容CPTC平行的冷导体PTC、电容Csec、在连接点与Cres相连的KLL的低灯丝WL,通过Lres、Tb和ZDt-b连到电源的负极。
在Tb关断之后,在Lres中的电流通过Ta中的空载二极管导线空载路径之前,首先通过一阻塞电阻Rtra对梯形电容Ctra再充电。Rtra压缩了上述结构中的高频谐振并且该电阻并不是必须的。然而该空载电流路径通过连在电源上的齐纳二极管ZDt-a阻塞,所以该电流必须流过二极管Dt-a和由Ct-a和Rt-a组合的串联电路,并且在该电流通过与该晶体反并联的空载二极管连接到Cres和Cc的连结点之前,Ct-a充电。一旦Ct-a上的电压与ZDt-a的齐纳电压减去Dt-a的导通电压相一致时,ZDt-a导通,Ct-a上的电压不再升高。该晶体管Ta已经在与之反并联的空载二极管的空载期间无损耗地(因为没有电压)开通。
在Lres中的能量被消耗完之后,该空载状态结束。Ct-a开始通过Rt-a放电。并且该电流通过Ta和ZDt-a(现在不再在齐纳二极管方向,而是向前方向)经由Lres和由Cres和由元件WL、Csec、具有CPTC的PTC、WH和之后的Cc所组成的串联电路所组成的并联电路进行反方谐振。直到Rt-a使Ct-a的电压低于Ta的栅极限电压并且Ta关断。用于此反向谐振的能量源是存储在上述Tb回路中的Cres以及Cc和Csec中的能量(不是在CPTC中,因为PTC为低欧姆连接)。在Lres中的电流确定其空载路径时前通过ZDt-b阻塞,现在为了减少Ctra的关断损耗,现在从电源负极通过Dt-b、Ct-b和Rt-b的并联电路、到Tb的反并联的体二极管(即,与晶体管的本质有关的二极管)和随后通过产生电压的Lres和谐振电容或灯丝连到电源正极。现在Ct-b上的电压达到了ZDt-b的齐纳电压减去Dt-b的导通电压,所以ZDt-b导通并且限制了Ct-b的电压。如Ta一样,Tb也在空载状态开始时导通。Tb和ZDt-b中的电流开始正向谐振并且Ct-b再一次通过Rt-b放电,直到低于阈值电压并且Tb重新关断。
该谐振以上述方式以每半周的方式连续,流经灯丝和冷导体的电流用于对灯丝进行预加热并使该冷导体加热到触发温度以上。在该冷导体变为高电阻以后CPTC不再短接。所有谐振电路的极点都向高频移动-近似于半桥电路所产生的。以此半桥电路中的梯形振荡的基波大大地激发了谐振电路,从而在灯上产生高电压并使该灯启动。然后该点燃的灯阻塞了该谐振电路;该振荡仍在继续,直到达到足够的用于控制的空载能量。
与电流变换控制或相位移动相比,该工作频率在预加热、启动和工作状态期间差不多是相等的(如果在电源线上没有接入元件例如附加的电阻的情况下)。通过不同长度的梯形振荡电容 再充电时间和由于DC电源电压(Elko-交流声)的周期改变所引起的不同时间的空载状态产生一小的调制,因为该半周期是由通过Rt(Rt-a或Rt-b)从开始值ZDt电压减去Dt导通电压的电压在低于栅极限电压前由Ctra再充电时间加上空载时间再加上Ct(Ct-a或Ct-b)的放电时间。通过这些部件的设计,尤其是与负载并联的电容器-必须在所有工作状态保证在Lres中存储了足够的空载电流,因为一旦停止谐振就必须要由DIAC重新启动。
Rt不是任意选择低欧姆值的,因为一般必须选择如此大的时间常数Ct,以使空载电流不再满足在所有的工作状态中对Ct的完全充电。然而通过合适配置Ctra能够避免大量的关断损耗。
因此特别不利的是在导通阶段的后期中的导通损耗,当栅极电压很低时,该FE工作在线性区域。图2、图3、图4、图5和图7所示的实施例的主要目的就是克服这些缺点。
图2中还为放电电阻Rt(Rt-a2或Rt-b2)附加串联了一个放电电感Lt(Lt-a2或Lt-b2),通过它Ct(Ct-a2或Ct-b2)可以在阻塞振荡时放电。结果使栅极电压比图1所示实施例中的更少的半周期期间的时间间隔通过晶体管的线性区域。作为放电电感其满足了小和经济的结构,例如一BC电感线圈。在图示的实施例中,为了抑制Ct和Lt的振荡电路的过渡振荡,通过选择Rt=470Ω以实现较强的阻塞。该阻塞也能够是很小的。
另外去耦合电容Cc2不是如图1一样放置在电源正极和灯之间,而是在Lres2和WL2之间。
图3中选择用恒定电流下降所产生的Ct(Ct-a3或Ct-b3)的放电来代替简单的放电电阻Rt(Rt-a3或Rt-b3),其产生下降直线形式的Ct放电曲线,这是比简单的电阻Rt的指数放电曲线要有利。该恒定电流下降例如可以通过晶体管Ts(Ts-a3或Ts-b3)。电阻Rs(Rs-a或Rs-b3)和R1(R1-a3或R1-b3)以及由二极管Ds-a13或Ds-b13和Ds-a23或Ds-b23构成。
另外在图3中放弃了用于预加热灯丝的灯导体而选择了冷启动,其中此处谐振电容Cres3为灯丝WL3并且谐振电容Cser3为灯丝WH3提供电流。
图4示出了一可切换的时间常数,其中原来被全充电的电容器Ct(Ct-a4或Ct-b4)开始时高欧姆地通过第一串联和第二串联电路所组成的并联电路进行放电,其中的第一串联电路由Rtz(Rtz-a4或Rtz-b4)、齐纳二极管ZDd(ZDd-a4或ZDd-b4)和小信号晶体管Tt(Tt-a4或Tt-b4)的基极构成,第二串联电路是由电阻Rt(Rt-a4或Rt-b4)和导通的Tb的集电极-发射极段构成。一旦Ct上的电压低于ZDd的齐纳电压减去Tt的基极-发射极阈值电压所形成的阈值时第二个小信号晶体管Tt2(Tt2-a4或Tt2-b4)由电阻Rt(Rt-a4或Rt-b4)导通,该晶体管切换到第二个、与第一个相比为短的时间常数(例如第一个的10%)。并且Cz电荷的其余部分也如同该晶体管电容通过Rt2(Rt2-a4或Rt2-b4)一样快速放电。该FET线性工作期间也可非常快速地结束,并且也可以明显地减少漏极电流的电流下降时间。
另外去掉了在附加的寄生谐振电容Cres而所有的必要的与灯并联的电容都归结到Csec4。只要灯丝WH4和WL4没有变为高电阻,它们就能够是无问题的。另外该灯不是连到电源负极,而是与去耦合电容Cc4相串联接到电源的负极。
图5a和图5b的电路实现了如图4所示的栅极电压的近似曲线形状,只是为了时间常数的转换,不是插入一个低欧姆的放电电阻,而是电容Ct从一个确定的电压阈值开始断开连接,结果使大约在Ta/Tb导通的末期该时间常数只有由Rt(Rt-a5a或Rt-b5a)和相似小的FET的内电容所组成。
图5a中的Ct(Ct-a5a或Ct-b5a)的充电电流是通过一个附加接入的小信号二极管Ds(Ds-a5a或Ds-b5a)进行的,其在Ct的放电方向阻塞。只要Ct上的电压大于齐纳二极管ZDd(ZDd-a5a或ZDd-b5a)的上述齐纳电压加上pnp小信号晶体管Ts(Ts-a5a或Ts-b5a)的发射极-基极电压,此小信号晶体管导通并且允许Ct通过一发射极一集电极段和Rt(Rt-a5a或Rt-b5a)放电。如Ct电压低于此阈值,Ct不再放电并且从栅极通过阻塞Ts如同阻塞的Ds一样断开,Rt使FET的输入电容放电,并且以此更快地通过线性工作区域(大约600ns)。当栅极电压低于该阈值电压时,该高值大约持续400ns,在所示的部件规格的情况下漏电流的真正下降时间大约为100ns,因此满足了快速的要求。
另外在图5a中示出了通过耦合电容Cc-a5a和Cc-b5a的同步去耦合。如果它足够大,则在电源正极和负极之间的串联作用可以替换滤波电容Cfilter,所以通过同步去耦合则部件数不再增加。在此实施例中由Ctra5a和Ctra5a所组成的串联电路从半桥电路的中点连到电源的负极。
图5b中为了能够利用npn小信号晶体管Ts(Ts-a5b或Ts-b5b),则断开Ct(Ct-a5b或Ct-b5b)的负极引线。该作用也与图5a所示的相同。
图3和图4的电路自然也能够通过pnp晶体管或FET或统一的电流下降形成或另外进行规划。
另外图5b中由Ctra5b和Rtra5b所组成的串联电路从半桥电路中点连到Cc5b和WH5b之间的节点。
图6示出了根据先有技术进行的关断加速系统,它能附加实现在至今为止的所有实施例中减少在Ct和FET的栅极之间的关断损耗。为此FET的栅极通过小信号二极管Ds-a6或Ds-b6充电,然而放电是通过pnp小信号晶体管Ts-a6或Ts-b6实现,该晶体管的基极通过电阻Rb-a6或Rb-b6与Ds-a6或Ds-b6的阳极相连。高的栅极电压周期和漏电流下降时间可有效地缩短,并且没有真正地通过FET的线性工作区域。
在图6中另外该灯通过Cc6与电源正极,而谐振电容Cres6与电源负极相连。
在图7a的实施例中FET T(Ta7a或Tb7a)的栅极通过与Rt(Rt-a7a或Rt-b7a)平行的Ct(Ct-a7a或Ct-b7a)上的电压进行去耦合。为此,Ct上的电压通过第一个二极管ZDx(ZDx-a7a或ZDx-b7a),此处优选由导通方向上的齐纳二极管构成,对一个小的辅助电容Ch(Ch-a7a或Ch-b7a)充电。然而这只是因为ZDx的反向恢复时间所需求的。然后该控制电压通过一(相对低欧姆的)限流电阻Rx(Rx-a7a或Rx-b7a)和另一个二极管Dy(Dy-a7a或Dy-b7a)作用到FET的栅极。一个pnp小信号晶体管Ty(Ty-a7a或Ty-b7a)和一个npn小信号晶体管Tx(Tx-a7a或Tx-b7a)构成晶闸管结构,一旦Ct的电压通过ZDx的齐纳电压加上Ty的发射极-基极电压低于栅极电压时,该pnp晶体管的基极导通。
npn晶体管Tx的基极和发射极之间的电阻Ry(Ry-a7a或Ry-b7a)和首先从pnp晶体管Ty的基极向发射极的另一个二极管Dy通过Ct中的空载电流引起的急剧电压上升阻止了晶闸管结构的“过头启动”。为了该晶闸管结构在Ct电压降低较少时不再通过此ZDx的反向恢复电流启动,Ch提供了ZDx的反向恢复电流。如此构成的晶闸管在启动之后直接进行放电,以及Ct和Ch通过Rx。
该电路在FET的栅极产生近似于方波的电压特性曲线,这是因为第一个二极管ZDx起去耦合作用,并且非常快地关断(在上述设计中漏电流下降时间可达到10ns)。
通过选择具有负温度系数的齐纳二极管工作段可使频率提高并以此使在高的环境温度时(类似于通过饱和电流互感器控制时的铁氧体选择)的功率下降。
另外,在图7a中又选择了具有耦合电容Cc-a7a或Cc-b7a的一同步去耦合并省去Cfilter此处Cres7a连在Lres7a和WL7a的连接点和Cc-a7a、Cc-b7a和WH7a的连接点之间,并且滤波电感线圈Lfilter7a接在电源的负极连线上。
一晶体管结构已经包含在Motorola的三管脚模块MDC1000(简单且经济)中,并且从图7b中可知还能用于减少部件数。模块MDC1000中的15kΩ内电阻与Ch7b自然构成第二个、不希望的时间常数,它明显地必然大于Ct7b*Rt7b。
图7c示出了一晶闸管关断装置,然而它没有用于确定Ct和栅极电压之间电压差别的齐纳二极管,此处的晶闸管结构应该是已启动的。此处的电压差别相应于去耦合二极管Dy(Dy-a7c或Dy-b7e)的导通电压一因为Ct(Ct-a7c或Ct-b7c)开始时是以高于栅极大约0.6V被充电的-加上pnp晶体管Ty(Ty-a7C或Ty-b7b)的发射极-基极电压,晶体管Ty与Tx(Tx-a7c或Tx-b7c)构成晶闸管结构并且直接对T(Ta7c或Tb7c)的栅极以及通过限流电阻Rx(Rx-a7c或Rx-b7c)对Ct进行放电。因为此小的差异Rt(Rt-a7c或Rt-b7c)必须设计成高欧姆。
然而此简化的装置的缺点是不同阈值之间的较大的温度系数和由部件控制所产生的可能的误差。
另外在图7c中灯丝WL7c连到电源的负极,而谐振电容Cres7c连到电容正极。
图7d示出了图7c的电路在使用Motorola的三管脚模块MDC1000以减少部件数时的情况。此处的模块MDC1000中的15kΩ内电阻作为放电电阻Rt7d(与串联的但较小的Rx7d共同作用)。Rx7d限制了从Ct7d到晶闸管的启动的放电电流。
图8中示出了在空载路径上与齐纳二极管ZDz(ZDz-a8或ZDz-b8)串联的一电阻R2(R2-a8或R2-b8)。为了减小在晶体管导通期间的损耗,该串联电路最好由另一个二极管跨接。这同样也可以由比ZDz电压高的齐纳二极管ZDt(ZDt-a8或ZDt-b8)构成。
Ct的峰值电压可受空载电流(例如启动期间)的大小影响,直到一个最大值,该值由第二个齐纳二极管Zdt给出。
另外在图8中Lres8和Cres8的连接顺序-参考负载电流相串联-交换,并且Cc8连接到半桥电路的中点。
图9中在FEF Ta9或Tb9的源极引线上连接了负反馈电阻Rf-a9或Rf-b9(此为技术人员所知)。
另外在图9中谐振电感线圈Lres不是连在半桥中点和灯之间,而是连在电源正极(自然也能连在电源负极)和通过Cc9连在灯的灯丝WH9之间。另外一个灯丝WL9连到半桥电路的中点。灯丝WH9和WL9是被短接的,并且所有与灯并联的电容都包含在Cres9中。
在图10到图14的下列实施例中使用了双极性功率晶体管。
图10示出了没有空载二极管的最简单的实施例,其中空载电流通过基极电阻Rb(Rb-a10或Rb-b10)流过双极性功率晶体管T(Ta10或Tb10)的基极-集电极二极管,并且使具有载流子的晶体管浸没,以使所述晶体管在存储期间内在空载时间结束后仍保持导通。基极电阻Rb在下面的晶体管Tb10情况时是必需的,因为从DIAC引出的第一个启动脉冲一般不能存储在Tb10的基极-发射极段。理论上一个定义的慢的空载二极管(作为寄生功率开关元件)即可满足代替Ta10,该二极管在导通状态结束后通过还用于一定的反向恢复时间的空载电流保证导通。然而如此定义的慢的二极管是不可行的。因为上述的通过DIAC实现的第一可控性,Tb10必须作为晶体管(并且因此作为功率开关元件)实现。
该简单的电路显露出很大的工作频率的变动(以及功率的变动),因为该晶体管的导通周期通过它的存储时间定义并且随部件的变动、温度以及不同空载状态而较强地变化。因此在发射极上接有一个相当大的负反馈电阻Re(Re-a10或Re-b10)。以致该电阻与具有非常高的电流的启动能力不相协调,所以该电阻在该实施例中通过二极管De(De-a10或De-b10)短接(参见DE3835121Al)。
图11已经示出了图10的基本电路的改进。与由Rb(Rb-a11或Rb-b11)和T(Ta11或Tb11)的基极-集电极二极管所组成的控制空载路径相并联地还布置有一个调节空载二极管Df(Df-a11或Df-b11),它的导通阈值通过附加的反串联齐纳二极管ZDf(ZDf-a11或ZDf-b11)随VZDF的电压升高。结果使基极-集电极电流在空载期间大约恒定在VZDF∶Rb的水平上(因为T的基极-集电极阈值电压大约相当于空载二极管的导通电压)。
与上述的实施例相比在图11中不是下面的晶体管Tb11而是上面的晶体管Ta11由DIAC第一次启动,结果是启动电容Cs11必须与作为参考电压的半桥电路的中点相连。Cs11由Rs11从电源正级充电,此处并桥电路的中点通过一个下拉电阻Rpb11向电源负极连接。放电二极管Ddis11与Rs11并联接到Cs11的阳极。
灯丝WH11和WL11通过二极管DWH11和DWL11短接,以在每种情况下只有谐振电流的半波通过Csec11流到灯丝。接下来就能够使灯的外接线与一般并不太优化的欧姆灯丝电阻进行匹配。
图12所示出的电路变形改善了工作性能,其中与Rb(Rb-a12或Rb-b12)串联了一个由控制电感线圈Lt(Lt-a12或Lt-b12)和阻塞电阻Rp(Rp-a12或Rp-b12)所组成的并联电路。它的作用是在空载状态期间在Lt中存储控制电流,在空载电流衰减之后在Lt中存储的电流另外存储在晶体管T(Ta12或Tb12)的基极-发射极段,此存储的控制电流几乎是线性地下降,最后达到零,并且现在在晶体管的存储时间之内在Lt内存储一反向清除电流,在存储时间之后具有反向存储控制电流的基极非常精确地被清除。
这里,晶体管的导通时间不再由它的存储时间单独确定,而较大部分是通过在Lt内中间存储的控制能量确定。附加地也改善了关断特性。
另外在图12中也省去了滤波电容Cfilter,并且滤波电感线圈Lfilter接在Elko之前的电流引线上,这里是接在整流器GLR12之前的交流电流侧。自然Lfilter也能接在分段绕阻的两端作为电感线圈,也能作为电流补偿电感线圈,并且也能与其它的抗干扰器件组合。
图13示出了空载控制的另一个变型。此装置中首先省去了图11中的由空载二极管和反串联的齐纳二极管所组成的串联电路。并且以此在T(Ta13或Tb13)的基极-集电极二极管中存储所有的空载电流。然而为了限制发射极-基极段的电压(Lt(Lt-a13或Lt-b13)中的电流上升与此电压直接成比例),在空载状态期间应用了由一小信号二极管Dt(Dt-a13或Dt-b13)和一反串联的齐纳二极管ZDt(ZDt-a13或ZDt-b13)所组成的串联电路,该齐纳二极管与由T的基极-发射极段和发射极电阻Re(Re-a13或Re-b13)所组成的串联电路相并联。与图12中的实施例相比优点是与(快速高压)空载二极管相对应的小信号二极管的较低价格;缺点是不能在空载电流水平对控制电流进行去耦合。也可以使用由一个或多个另外的小信号二极管所组成的串联电路替换与小信号二极管相反串联的齐纳二极管。
为了限制DIAC启动脉冲的幅值,将一个限位电阻RDIAC13与DIAC相串联。
与图13相比,图14中的实施例还有一附加的空载二极管Df(Df-a14或Df-a14),它接在上面的晶体管Ta14的基极和电源正极之间,并且接在下面的晶体管Tb14的基极和半桥电路的中点之间。以此至少一部分空载电流流过该段,并且不再流过晶体管Ta14或Tb14的基极-集电极二极管,在晶体管的集电极引线上能够接入一部件或一标准组件,它另外通过其电压降在空载状态期间由接入的空载二极管Df有利于空载电流路径的导通。并且在一特别优选的实施例中,此部件与二极管Dc(Dc-a14或Dc-b14)的集电极串联,以使所有的空载电流强制通过接入的空载二极管。该空载电流通过与Rb-Lt-Rp网络相并联的由齐纳二极管ZDt(ZDt-a14或ZDt-b14)和小信号二极管Dt(Dt-a14或Dt-b14)所组成的串联电路的齐纳段产生一电压降,其影响了在Lt(Lt-a14或Lt-b14)中的电流上升。此在Lt中存储的电流是用于晶体管的唯一的并且明确的控制源,所以只还是晶体管的正常存储时间(也如同每个饱和电流互感电路)仍引起一定的偏差。此存储时间和相应的偏差当然另外也能通过T上的去耦合电路减小。
在所有探讨的双极性变型中,都表现为较小的偏差,但都以较大的花费为条件。
在图1到图14的实施例中的部件及规格如下表所列。下面的部件在所有的实施例中是相同的。Si: 1A 中性载流子GLR: DF06MElko: 4,7μF 350VLfilter: 1,5mH SIEMENS-BC(线圈铁芯)Cfilter: 220nF 400V MKTRs: 1MΩ (图11除外)Cs: 100nF 63VDdis: 1N4004DIAC: DB3NRlimit: 图.1-图.9: 330Ω
图.10-图.14: 100ΩDt: 1N4148T: FET:SSU1N50 (图.1-图.9)
bipolar:BUD43B (图.10-.14)Rtra: 22ΩCtra: 1nF 630V MKPRpu: 470kΩPTC: S1380(175Ω冷电阻)其他的部件含在下面的附加表中图.1:Rt_a/Rt_b: 680ΩCt_a/Ct_b: 6,8n F63V MKTZDt_a/ZDt_b: BZX 85/C 15 (15V)Lres: 3mH EF16Cres: 2,2nF 1000V MKPCc: 47nF 400V MKTCsec: 10nF 500V MKTCPTC: 4,7nF 500V MKT图2Rt_a2/Rt_b2: 470ΩCt_a2/Ct_b2: 6,8nF 63V MKTLt_a2/Lt_b2: 4,7mH SIEMENS-BC(线圈铁芯)ZDt_a2/ZDt_b2: BZX85/C 15 (15V)Lres2: 3mH EF16Cres2: 2,2nF 1000V MKPCc2: 47nF 400V MKTCsec2: 10nF 500V MKTCPTC2: 4,7nF 500V MKT图3Rct_a3/Rct_b3: 22ΩCt_a3/Ct_b3: 6,8nF 63V MKTRsa_a3/Rsa_b3: 10kΩDs_a13/Ds_a23/Ds_b13/Ds_b23: 1N4148Ts_a3/Ts_b3: BC546BR1_a3/R1_b3: 43ΩZDt_a3/ZDt_b3: BZX 85/C 15 (15V)Lres3: 3mH EF16Cres3: 2,7nF 1000V MKPCc3: 47nF 400V MKTCsec3: 2,7nF 1000V MKP图4Ct_a4/Ct_b4: 1,5nF 63V MKTRtz_a4/Rtz_b4: 10kΩZDd_a4/ZDd_b4: BZX 55/C 6V8 (6,8V)Rzb_a4/Rzb_b4: 10kΩRt_a4/Rt_b4: 4,7kΩRt2_a4/Rt2_b4: 220ΩTt_a4/Tt_b4/Tt2_a4/Tt2_b4: BC546BZDt_a4/ZDt_b4: BZX 85/C15 (15V)Lres4: 3mH EF16Cc4: 47nF 400V MKTCres4: 6,8nF 1000V MKP图5a:Ds_a5a/Ds_b5a: 1N4148Ct_a5a/Ct_b5a: 15nF 63V MKTRbz_a5a/Rbz_b5a: 10kΩTs_a5a/Ts_b5a: BC556BZDd_a5a/ZDd_b5a: BZX 55/C 8V2 (8,2V)Rd_a5a/Rd_b5a: 3,3kΩRt_a5a/Rt_b5a: 680ΩZDt_a5a/ZDt_b5a: BZX 85/C 15 (15V)Lres5a: 3mH EF16Cc_a5a/Cc_b5a: 100nF 250V MKTCres5a: 6,8nF 1000V MKP图5b:Ds_a5b/Ds_b5b: 1N4148Ct_a5b/Ct_b5b: 15nF 63V MKTRbz_a5b/Rbz_b5b: 10kΩTs_a5b/Ts_b5b: BC546BZDd_a5b/ZDd_b5b: BZX 55/C 8V2 (8,2V)Rd_a5b/Rd_b5b: 3,3kΩRt_a5b/Rt_b5b: 620ΩZDt_a5b/ZDt_b5b: BZX 85/C 15 (15V)Lres5b: 3mH EF16Cc_a5b/Cc_b5b: 100nF 250V MKTCres5b: 6,8nF 1000V MKP图6:Ct_a6/Ct_b6: 6,8nF 63V MKTRt_a6/Rt_b6: 680ΩDs_a6/Ds_b6: 1N4148Rb_a6/Rb_b6: 10kΩTs_a6/Ts_b6: BC556BZDt_a6/ZDt_b6: BZX 85/C 15 (15V)Lres6: 3mH EF16Cc6: 47nF 400V MKTCres6: 2,2nF 1000V MKPCrec6: 10nF 500V MKTCPTC6: 3,3nF 500V MKT图7a:Ct_a7a/Ct_b7a: 4,7nF 63V MKTRt_a7a/Rt_b7a: 3,6kΩZDx_a7a/ZDx_b7a: BZX 55/C 3V6 (3,6V)Ch_a7a/Ch_b7a: 1nF 63V MKTRx_a7a/Rx_b7a: 100ΩDy_a7a/Dy_b7a: 1N4148Ty_a7a/Ty_b7a: BC556BTx_a7a/Tx_b7a: BC546BRy_a7a/Ry_b7a: 5,1kΩZDt_a7a/ZDt_b7a: BZX 85/C12 (12V)Lres7a: 3mH EF16Cc_a7a/Cc_b7a: 100nF 250V MKTCres7a: 6,8nF 1000V MKPCsec7a: 6,8nF 500V MKTCPTC7a: 3,3nF 500V MKT图7b:Ct7b: 4,7nF 63V MKTRt7b: 4,7kΩZDx7b: BZX55/C 3V6 (3,6V)Ch7b: 1nF 63VMKTRx7b: 100ΩMDC1000(Motorola)ZDt7b: BZX 85/C 12 (12V)图7c:Ct_a7c/Ct_b7c: 6,8nF 63V MKTRt_a7c/Rt_b7c: 15kΩRx_a7c/Rx_b7c: 100ΩDy_a7c/Dy_b7c: 1N4148Ty_a7c/Ty_b7c: BC556BTx_a7c/Tx_b7c: BC546BRy_a7c/Ry_b7c: 5,1kΩZDt_a7c/ZDt_b7c:BZX 85/C 12 (12V)Lres7c: 3mH EF16Cc_a7c/Cc_b7c: 100nF 250V MKTCres7c: 6,8nF 1000V MKPCsec7c: 6,8nF 500V MKT图7d:Ct7d: 4,7nF 63V MKT(Rt7d: 15kΩ-在MDC1000中)Rx7d: 100ΩMDC1000(Motorola)ZD7d: BZX85/C12 (12V)图8:Rt_a8/Rt_b8: 680ΩCt_a8/Ct_b8: 6,8nF 63V MKTZDz_a8/ZDz_b8: BZX 85/C 12 (12V)Rz_a8/Rz_b8: 10ΩZDt_a8/ZDt_b8: BZX 85/C 15 (15V)Lres8: 3mH EF16Cres8: 3,3nF 1000V MKPCc8: 47nF 400V MKTCsec8: 3,3nF 1000V MKP图9:Rt_a9/Rt_b9: 680ΩCt_a9/Ct_b9: 6,8nF 63V MKTRf_a9/Rf_b9: 3,3ΩZDt_a9/ZDt_b9: BZX 85/C 15 (15V)Lres9: 3mH EF16Cres9: 6,8nF 1000V MKPCc9: 47nF 400V MKT图10:Rb_a10/Rb_b10: 33ΩRe_a10/Re_b10: 3,3ΩDe_a10/De_b10: BA157GPLres10: 2,5mH EF16Cres10: 6,8nF 1000V MKPCc10: 47nF 400V MKTCrec10: 3,3nF 1000V MKP图11:Rs11: 680kΩRpd11: 330kΩRb_a11/Rb_b11: 33ΩRe_a11/Re_b11: 3,3ΩDe_a11/De_b11: BA157GPDf_a11/Df_b11: BA157GPZDf_a11/ZDf_b11: BZX 55/C 5V1 (5,1V)Lres11: 2,5mH EF16Cc11: 47nF 400V MKTDWH11/DWL11: BA157GPCsec11: 10nF 1000V MKP图12:Lfilier12: 2,2mH SIEMENS-LBC(大的线圈铁芯)Rb_a12/Rb_b12: 22ΩLt_a12/Lt_b12: 100μH SIEMENS-BC(线圈铁芯)Rp_a12/Rp_b12: 330ΩRe_a12/Re_b12: 2,2ΩDf_a12/Df_b12: BA157GPZDf_a12/ZDf_b12: BZX 55/C5V1 (5,1V)Lres12: 3,5mH EF16Cc12: 47nF 400V MKTCsec12: 10nF 1000V MKP图13:RDIAC13: 22ΩRb_a13/Rb_b13: 22ΩLt_a13/Lt_b13: 220μH SIEMENS-BC(线圈铁芯)Rp_a13/Rp_b13: 220ΩRe_a13/Re_b13: 4,3ΩDt_a13/Dt_b13: 1N4148ZDt_a13/ZDt_b13: BZX 55/C 4V3 (4,3V)Lres13: 3,5mH EF16Cc13: 47nF 400V MKTCsec13: 10nF 1000V MKP图14:Rb_a14/Rb_b14: 22ΩLt_a14/Lt_b14: 100μH SIEMENS-BC(线圈铁芯)Rp_a14/Rp_b14: 330ΩRe_a14/Re_b14: 2,2ΩDf_a14/Df_b14: BA157GPDt_a14/Dt_b14: 1N4148ZDt_a14/ZDt_b14: BZX 55/C6V8 (6,8V)Dc_a14/Dc_b14: BA157GPLres14: 3,5mH EF16Cc14: 47nF 400VMKTCsec14: 10nF 1000V MKP用于Ta和Tb的控制部件的规格并不强制要求相同,然而在此应用中,50%的占空因数是有利的,为此对Ta和Tb选择相同的控制设计。
Claims (26)
1.具有反并联的空载段的至少一个功率开关元件(T)的负载的工作电路,通过它在空载状态期间能流过相对于该开关元件的导通状态反并联的空载电流,其特征在于,在该电路开始启动进入工作状态之后,在其导通状态中用于控制开关元件(T)的能量是通过应用该空载电流实现的。
2.如权利要求1的电路,其特征在于,该电路是用于操作该灯的一电子附加设备(EVG),该灯优选是一低压放电灯,功率范围优选是直到几十瓦。
3.如权利要求1到2的电路,其特征在于,在空载段接入一部件或一标准组件,该空载电流于其上产生一电压降,该电压降在控制能量存储元件中提供了用于控制功率开关元件的能量。
4.如权利要求3的电路,其特征在于,在空载段接入的部件是一齐纳二极管(ZDt)。
5.如权利要求2到4之一的电路,其特征在于,应用了一具有谐振电路的半桥电路,该谐振电路由一功率电感线圈(Lres)和至少一直接或间接与灯并联的谐振电容(Cres)组成。
6.如权利要求3到5之一的电路,其特征在于,该功率开关元件是一压控部件,例如一FET,并且由所设计的空载段上接入的部件或标准组件在空载状态期间形成的电压脉冲函数通过一个二极管(Dt)中间存储在电容器(Ct)中,该电容器直接或通过其它部件与功率开关元件的栅极相连,并且该电容通过放电电路在空载状态过程结束之后放电,并以此确定功率开关的导通周期。
7.如权利要求6的电路,其特征在于,使用一电阻(Rt)使电容(Ct)放电。
8.如权利要求6的电路,其特征在于,为了使电容(Ct)放电,利用了一电感线圈(Lt)和一部件,例如一电阻(Rt)或者用于阻塞由电容(Ct)和该抗感线圈(Lt)所组成的振荡电路的标准组件。
9.如权利要求6的电路,其特征在于,利用一恒定电流下降使该电容器(Ct)放电。
10.如权利要求6的电路,其特征在于,为了使该电容(Ct)放电,应用了具有可变换时间常数的放电电路,该放电开始是高欧姆,然后从确定的电压阈值开始-是明显的低欧姆形式。
11.如权利要求7的电路,其特征在于,该电容(Ct)通过一附加串联标准组件低于一确定电压阈值去耦合并且不完全放电。
12.如权利要求6到11之一的电路,其特征在于,通过一个由充电二极管(Ds)和电阻组成的附加电路加快该功率开关元件的关断,其中该充电二极管位于功率开关元件(T)的栅极和该电容(Ct)之间,该电阻位于充电二极的电容侧和晶体管(Ts)的基极之间,该晶体管(Ts)的发射极与栅极、集电极与源极相连。
13.如权利要求7的电路,其特征在于,该电容(Ct)和与它并联的放电电阻(Rt)通过至少一二极管(ZDx)从功率开关元件的栅极去耦合,以此该栅极通过该电容(Ct)的峰值电压减去二极管的导通电压进行充电,然而与该电容(Ct)的放电相联系的栅极的随后放电现在通过阻塞二极管阻塞如此长的时间,直到一晶闸管结构被启动,该晶闸管结构可使该电容(Ct)和功率开关元件(T)的输入电容快速放电,以此在栅极上产生一近似于方波的控制电压。
14.如权利要求1到13之一的电路,其特征在于,在该空载段与齐纳二极管(ZDz)串联接入一附加的电阻(Rz)。
15.如权利要求14的电路,其特征在于,该电阻(Rz),优选是由该电阻和该齐纳二极管(ZDz)所组成的全部串联电路通过一附加的二极管(Zdt)短接。
16.如权利要求15的电路,其特征在于,该附加的二极管作为齐纳二极管(Zdt)构成。
17.如上述权利要求之一的电路,其特征在于,在功率开关元件(T)的源极和发射极接线端接入一负反馈电阻(Rf)。
18.如权利要求1到5和14到17之一的电路,其特征在于,该功率开关元件(T)是一双极性晶体管,其通过空载电流直接或间接地导通,并且其导通周期通过载流子存储时间或在控制电感线圈(Lt)内存储的在空载状态之后下降的控制电流或者也由存储时间和控制电流的组合确定。
19.如权利要求18的电路,其特征在于,该空载电流能流过双极性晶体管(T)的基极侧电阻(Rb)和基极-集电极二极管,以此该晶体管如此充满载流子,以致-即使在空载状态后没有基极控制-还可以通过载流子存储时间保持几μs的导通,并且允许一集电极-发射极电流存在,直到该晶体管关断。
20.如权利要求19的电路,其特征在于,具有一反串联的齐纳二极管(ZDf)的空载二极管(Df)与该晶体管(T)相连,以此该空载电流的一部分通过在导通电压上升的空载段排出,并且以此保持恒定的其余部分充满该基极-集电极二极管。
21.如权利要求19或20的电路,其特征在于,另外在双极性晶体管(T)的基极引线内接入一相对于基极电阻(Rb)的由控制电感线圈(Lt)和阻塞电阻(Rp)所组成的并联电路。
22.如权利要求21而没有20的电路,其特征在于,由阻塞电阻(Rp)和控制电感线圈(Lt)所组成的并联电路和基极电阻(Rb)所组成的串联电路并联接有由多个二极管或一个齐纳二极管(ZDt)和一个反串联二极管(Dt)所组成的串联电路,以此限定在导通状态期间双极性晶体管(T)的基极-发射极段的负电压,并且该电压在空载状态期间也用于确定控制电感线圈(Lt)中的电流上升。
23.如权利要求18到22之一的电路,其特征在于,在应用具有从正极侧晶体管的基极连到正极的和从负极侧晶体管的基极连到半桥电路的中点的两个双极性晶体管(T)的半桥电路的情况下,所接入的空载二极管(Df)至少流过一部分空载电流,该电流在没有该二极管时全部流过基极-集电极二极管。
24.如权利要求23的电路,其特征在于,在两个双极性晶体管(T)的每一个集电极引线上接入一部件(Dc)或一标准组件,在空载状态期间其通过电压降减少基极-集电极二极管的电流,该二极管通过该空载二极管(Df)有助于该部分电流的流出。
25.如权利要求24的电路,其特征在于,与集电极串联的该部件是一二极管(Dc)。
26.如上述权利要求之一的电路,其特征在于,在施加电源电压之后通过DIAC在工作状态中产生用于启动该电路的自由振荡的谐振的第一次冲击,该DIAC的一个端子直接或间接地与功率开关元件(T)的栅极或基极相连,并且它的另一个端子与启动电容(Cs)相连,该启动电容以高欧姆的形式由电源电压充电,并且该电容在谐振启动之后通过放电二极管(Ddis)和启动功率开关元件的切换段一直进行放电,所以在工作期间用于启动DIAC的足够电压不再通过它形成,其中与放电二极管串联优选设置有一电阻(Rlimit),通过该电阻能够影响第一次冲击的时间周期,并且能与DIAC串联接入另一个电阻,通过它电流脉冲的高度是可限制的。
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PB01 | Publication | ||
C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |