CN1187786C

CN1187786C - 获取施加到射频负载上的射频功率波的电压和电流值的方法和装置

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Publication number: CN1187786C
Application number: CNB991057481A
Authority: CN
Inventors: K·S·格里斯
Original assignee: Eni Technology Inc
Current assignee: MKS Instruments Inc
Priority date: 1998-02-27
Filing date: 1999-02-27
Publication date: 2005-02-02
Anticipated expiration: 2019-02-27
Also published as: US6708123B2; EP0939428B1; KR19990072975A; TW428206B; IL128599A0; US6449568B1; CN1230689A; EP0939428A3; US20030046013A1; DE69943101D1; EP0939428A2

Abstract

用于测量加在RF负载上的RF功率波的电流、电压和相位的一种方法，该方法考虑到了所述电压和电流采集头的有限长度，对于电压和电流的驻波分量的效应进行了校正。在所述预定发射频率的预定标系数的基础上把电压和电流当作所述电压采集信号和所述电流采集信号的复函数来计算。此外，可以以经过校正的电压值和负载复阻抗为基础获得经过校正的电流。可以对于在RF范围内的多个定标发射频率中的每一个，从在下列条件下的电压和电流采集信号得到所述校正系数，(a)开路负载，(b)短路负载，(c)固定的已知阻抗负载，以及(d)从一个RF定标源以一个精确的输入水平施加在一个已知负载上的电压和电流中的一个。所述电压和电流探头包括一个金属外壳，该外壳具有一个从中穿过的圆柱形的空腔，以及第一和第二凹陷，一个中心导体和在所述空腔内的圆柱形绝缘体以及装在所述凹陷中的电压和电流传感器。

Description

获取施加到射频负载上的射频功率波的电压和电流值的方法和装置

技术领域

本发明涉及对施加在一个非线性负载上的RF功率的电压、电流以及相位的准确测量，更确切地说，涉及一种对供给一个RF等离子腔的射频(RF)电功率的电流、电压以及相位进行测量的探头。

背景技术

在一个典型的RF等离子发生器装置中，由大功率RF源按预定的频率，即13.56MHz，产生RF波，并且沿一个功率通道将该RF波传送到一个等离子腔。由于在RF功率源和所述等离子腔之间通常存在严重的阻抗不匹配，因此在二者之间插入一个阻抗匹配网路。由于在等离子腔内的非线性，以及在导线中或阻抗匹配网路中的损耗，RF功率发生器的输出功率不能全部到达所述等离子腔。因此，比较方便的是在等离子腔的功率输入端设置一个探头，当RF波输入到等离子腔中时，用该探头测量其电压和电流。通过对尽量靠近所述等离子腔的电压和电流进行准确测量，等离子处理的使用者可以获得对所述等离子品质的较好的表示。由此可以对硅晶片或腔内的其他工件的蚀刻或沉积特性进行更好的控制。

目前，经常使用二极管检测探头对所述电流和电压波形的幅值进行检测。这些探头简单地用二极管检测器电路对所述电压和电流波形进行整流，并且将电压和电流的简单的直流测量输出值传送出去。在这方面这些探头至少具有两个缺点。二极管检测器对于低信号水平具有固有的非线性，并且温漂严重。所述二极管检测器电路仅限于检测基频的信号峰值，而对所述RF功率波形中更高或更低频率不起作用。此外，用它还不能得到电流和电压波形之间的相位角，这导致功率测量的不准确。

为了改进对RF功率的检测，曾经考虑过获得探头输出的电压和电流的数字采样值的方案，即，通过快速转换，随后在高速缓冲器RAM上对所述采样值进行处理。然而，这个方法依然存在准确度和精密度的问题。目前，快速转换的动态范围低，通常限制在8比特的分辨率。为了获得等离子体用户需要的合理的相位准确度，需要达到至少12比特的精密度。此外，快速转换需要一个特别的快速RAM以便在数字信号处理器(DSP)对一段采样值进行处理之前对它进行缓冲，而快速RAM电路既占用空间又昂贵。

现存的电压和电流探头受到其性能的限制，这是由于它们仅在某一个频率监视电压、电流以及相位角，即使如此这些探头的动态范围依然很低。在不同频率进行检测需要改变硬件，这既耗资又费时。这就是说，只有负载是线性的才会有好的性能，而对于等离子腔来说则永远不可能实现。与电容，电感及电阻不同，等离子腔具有高度非线性的负载，它导致输入功率的正弦波形失真。这一失真导致最终的波形成为多个正弦曲线的和，每个正弦曲线的频率是输入正弦波频率的整数倍(即谐波)。普通的探头可以提供电压、电流以及粗略的相位信息，最多的是对于基波的电压和电流波形。这极大地限制了系统的准确度，并且当存在明显的谐波电压或谐波电流时，难以具有准确度和可重复控制。

在1996年7月22日提出的，与本申请具有相同的受让人的美国专利申请08/684833中提出了一种可能的解决方法。在此，电压/电流探头使用了一个频率转换装置，其将采样的电压和电流转换为一个较低频基带信号，从而便于准确检测基带约为0.2KHz到15KHz的所施加功率的RF电流和电压，以及相位信息。将所述基带电压和电流信号数字化，并对其进行处理从而得到电压和电流信息，并运用复数快速傅立叶变换技术从而得到准确的相位信息。该08/684833号申请以引用方式结合在有申请中。

即使使用这种方法仍然需要提供一个超高匹配定向性的电压和电流传感器，其工作时被视为具有零探头长度，并且要求它在所述RF负载条件下准确地反映电压、电流以及相位条件。由于实际的电压探头以及任何实际的电流探头都具有一点的长度，因此这样做依旧存在上述问题，而在传感器长度上的电流和电压波形不是平直的。

电压-电流探头是这样一种传感器，它的输出信号反映其插入位置的一个零长度的点。另一方面，任何实际的传感器必定具有一定的尺寸以便检测电压或电流。所述电压/电流探头产生一个与待测的高电平信号(即所用的电流或电压)具有良好的确定关系的低电平信号。由于所述探头或传感器具有确定长度，加上所施加的功率和实际的非理想负载所产生驻波，意味着所述RF电压(或电流)沿其确定长度上将不是各处同一的。也就是说，在更高频率，例如所施加的RF功率的谐波的情况下在传感器长度方向上的不均匀效应更显著。遗憾的是，现有技术没有能够对此进行补偿，而对于电压/电流探头的定标算法在现有技术中也是未知的。

发明内容

本发明的一个目的就是提供一种价格低廉的、可靠而准确的探头，用于检测施加给等离子腔的RF功率的电流和电压并且用于准确得到负载阻抗(它可以包括实部和虚部)以及负载上电压和电流之间的相位角。

本发明更加具体的目的就是提供一种改进的电压和电流采集头，它可以准确测量RF功率波形注入RF负载那一点的RF电压和电流。

本发明的另一个目的就是提供一个探头，它具有能够对探头的电压电流传感器非零长度进行补偿的定标算法。

根据本发明的一个方面，可以推导出以预定的RF频率施加到负载上的RF功率波、诸如等离子腔的功率输入的RF电压和电流电平以及相关的电流和电压的相位信息。该探头产生一个电压采集值V_V和一个电流采集值V_I。然而由于电压和电流探头具有一定的长度，而非简单的点，本发明的技术对其进行补偿以产生经过校正的电压、电流以及阻抗和相位值。这包括在对于特定的工作射频预定标系数的基础上，将电压作为电压采集信号和电流采集信号的复函数进行计算，并且同样在对于特定的工作射频预定标系数的基础上，将电流作为电压采集信号和电流采集信号的复函数进行计算。它也可以在对于工作射频预定标系数的基础上，将校正电压值作为电压采集信号和电流采集信号的复函数进行计算，在电压和电流采集信号的基础上计算在工作射频下负载的复阻抗，然后在校正的电压值和复数阻抗基础计算校正电流值。“复阻抗”可以理解为具有“实部”或电阻分量和“虚部”或电抗性(容性或感性)分量的负载阻抗。

对某范围中的多个频率中的每一个用校正因数对信号处理器进行定标。对某范围中多个频率中的每一个在下列条件下(a)开路负载，(b)短路负载，(c)固定的已知阻抗负载，例如，50欧姆，以及(d)从一个RF定标源以准确的输入水平将一个已知的定标电压和一个已知电流输入到已知的负载上，通过得到电压和电流采集信号可以获得这些数值。接着数字信号处理器基于在条件(a)到(d)下得到的电压和电流值计算并存储校正参数。这些参数是针对所应用的整个频率范围内的每一个定标频率得到的。当系统在选定的工作频率工作时，将存储的校正参数加到电压和电流采集信号上以得到经过校正的电压、电流和负载阻抗值。

在数字信号处理器中对电压和电流的幅值和相对相位进行计算。对连续的定标发射频率中的任何一个的校正参数进行存储，通过在高于和低于所选工作频率的定标频率的各个校正参数的存储值之间进行内插来应用校正参数。

电压和电流探头具有一个金属外壳，该外壳上具有一个纵穿其中的圆柱形腔以及第一和第二凹陷，该凹陷面向空腔敞开一个轴向距离。电压和电流传感器板就装在这些凹陷中，不久将讲到这些。沿空腔的轴有一个中心导体并且在腔中有一个圆柱形绝缘体。所述绝缘体围绕该中心导体并且在导体和外壳之间沿径向延伸。在第一凹陷中装有一个电压传感器板，它具有一个沿径向面对空腔轴的容性采集板。在第二凹陷处装有电流传感器板，它具有一个沿径向面对空腔轴并沿空腔轴向延伸一段上述预定的距离的细长的感性采集导体，例如导线。在一个优选实施例中，第一和第二凹陷在整个空腔轴长度的金属外壳上彼此相对地设置。

在许多可能的实施例中，所述电压传感器板和电流传感器板可以分别按照沿径向向外的次序包括容性板或采集线，绝缘层，接地板导电层，以及一个带有电压采集部分的电路板，至少一个从容性板或感性导线穿过的导电体经过绝缘体层内的开口以及接地板导电层到达所述各自的电压或电流采集部分。

在类似的形式中，可以按照沿径向向外的次序由感性采集导体，绝缘层，接地板导电层以及带有电流采集部分的电路板构成电流传感器板。至少一个从感性采集导体的每一端穿过的导电体经过绝缘体层内的开口以及接地板导电层到达电流采集部分。

根据本发明的一个方面，用于获取以预定射频施加在射频负载上的射频功率波的电流和电压成分的电流、电压以及相位信息的一种方法，其中具有一个具有一定长度的电压采集头以及一个具有一定长度的电流采集头的电压/电流探头向信号处理器提供电压采集信号V_V和电流采集信号V_i，该处理器对所述电压和电流采集信号进行处理并生成所述负载上出现的电压值、电流值、相位值，这些值已经相对于电压和电流的驻波分量效应进行了校正，其特征在于，该方法包括以下步骤：

在对于所述预定的射频的定标频率的预定参数的基础上，作为电压采集信号和电流采集信号的复函数计算所述电压，以及

在对于所述射频的定标频率的预定参数的基础上，作为电压采集信号和电流采集信号的复函数计算所述电流。

根据本发明的另一个方面，用于获取以预定射频施加在射频负载上的射频功率波的电流和电压成分的电流、电压以及相位信息的一种方法，其中具有一个具有一定长度的电压采集头以及一个具有一定长度的电流采集头的电压电流探头向信号处理器提供电压采集信号V_V和电流采集信号V_i，该处理器对所述电压和电流采集信号进行处理，并生成在所述负载上出现的电压值、电流值、相位值，这些值已经相对于电压和电流的驻波分量效应进行了校正，其特征在于，该方法包括以下步骤：

在对于预定的射频的定标频率的预定参数的基础上，作为电压采集信号和电流采集信号的复函数计算经过修正的电压值，

在所述电压和电流采集信号的基础上计算所述预定射频下的所述负载的复阻抗，以及

在所述经过校正的电压值和所述复阻抗的基础上，计算经过校正的电流值。

根据本发明的又一个方面，用于获取射频功率波的电流和电压成分的电流、电压以及相位信息的一种方法，所说射频功率波是以在0.2兆赫兹到100兆赫兹之间的范围内选择的一个工作频率施加在射频负载上的，其中具有一个具有一定长度的电压采集头以及一个具有一定长度的电流采集头的电压电流探头向信号处理器提供电压采集信号V_V和电流采集信号V_i，该处理器对所述电压和电流采集信号进行处理并产生出现在所述负载上的电压值、电流值、相位值，这些值已经相对于电压和电流的驻波分量效应进行了校正，其特征在于，该方法包括以下步骤：

-对在所述范围内的多个具有预定系数的定标射频的每一个，

在以下条件下：(a)开路负载，(b)短路负载，(c)固定的已知阻抗负载，以及(d)从一个在所选择的频率上供给电压或电流的射频源以一个精确的输入电平施加在一个已知负载上的电压和电流中的一个，得到电压和电流采集信号；以及

以在上述(a)到(d)的条件下所得到的电压和电流信号值为基础计算和存储校正系数；以及

-在所选择的工作频率下，将所存储的校正系数施加到所述电压和电流采集信号上，从而得到一个经过校正的电压值、一个经过校正的电流值，以及一个经过校正的负载阻抗值中的一个或多个值。

根据以下结合附图对参考实例的详细描述，上述以及许多其它本发明的实施例将更为清楚。

附图说明

图1是根据本发明一个实施例的一个RF等离子腔的的方框图，具有相关的RF等离子发生器，阻抗匹配网路，V-I传感器，以及V-I分析电路。

图2A和图2B是描述本发明的传感器的传输线结构的端部和侧部的剖视图。

图3是本发明一个实施例的传感器的分解剖视图。

图4是这个实施例的电压传感器板的剖视图。

图4A到图4D是表示电压传感器板各层面的平面图。

图5是本发明电流传感器板的剖视图。

图5A到图5D是电流传感器板各层面的平面图。

图6是用于解释本发明传输线特性的简图。

图7是解释本发明电压传感器的简图。

图8是为解释电压传感器重画的简图。

图9是解释本发明电流传感器的简图。

图10为是解释电流传感器重画的简图。

图11是表示将互感等效为T-电感的的简图。

图12是对应于图10的等效电路图。

图13是根据Thevenin定理解释等效性的一个电路图。

图14表示用于解释Thevenin转换的工作电路。

图15是是对应于图12的Thevenin等效电路。

具体实施方式

参考附图，先是附图1，一个等离子处理装置10，例如用于蚀刻硅晶片或其他工件，它具有一个RF功率发生器12，它产生一个预定频率，例如13.56MHz，预定功率水平，例如一千瓦的RF功率。该RF功率发生器12沿导管14将RF功率供给一个阻抗匹配网路16。由一个功率导管将阻抗匹配网路16的输出耦合到等离子腔20的输入端。一个探头电压和电流采集装置22当该RF功率输入等离子腔20时采集表示所述RF电压V_RF电压采样值V_V并且也采集一个表示所施加的RF功率的所述RF电流I_RF电流采样值V_I。所述等离子腔20具有一个与未示出的真空泵相连的真空管，以及一个气体入口，通过它将惰性气体，例如氩引入腔内。将所述电压和电流采样值V_V和V_I送至电压和电流(V-I)基带探头装置24，它测量所施加的电压和电流的量值或幅值，同时也计算所施加的电压和电流波形之间的相位角Φ。这三个值，能够以高精确度计算出来，并且可以再使用它们计算其它参量。在这种装置中，有一个可编程的数字控制器，例如通过将一个外部计算机与一个模块化的P.D.S编码系统28构成。该P.D.S.控制器26能够控制所述RF功率发生器12、阻抗匹配网路16的相位和幅度因数、以及其他附加器件、诸如施加在等离子腔20上的气体压力的压力控制器30。在P.D.S.控制器26和诸如等离子腔20和RF感受器12一类器件之间可以连接附加传感器。这一结构在由Daniel F.Vona等在1997年10月20日提出的与本申请具有同一受让人的美国专利申请08/954387中予以详细讨论。

所述基带电压-电流探头可以对电压幅值|V|，电流幅值|I|以及一个RF(射频)信号的电压和电流之间的相位Φ进行准确的测量。这一频率可以在从0.200MHz到67.8MHz范围内，使得使用者能够以较之传统模拟技术更高的精密度对等离子体进行分析。同样的概念可以用在这些频率以外的区域。最终的这种改进的性能包括改进的处理重复性、改进的处理尾点判定，更高的产量，以及更加一致的产量。当与RF等离子系统的RF通道连接使用时所述电压-电流探头可以让使用者实现较高的控制程度，并且可以实现使用RF波形简单的峰值电压和电流值以外的参数进行控制。使用基带电压-电流装置，使用者可以在释放到等离子体的功率的基础上控制等离子处理，不管在发生器频率还是在任何其它频率，以及等离子体的阻抗，不管在RF波形的频率还是在装置基带内的任何频率。例如，可以将谐波分析用于更准确地确定一个集成电路晶片的蚀刻步骤的完成。

应当理解使用这种探头装置，相比于现有技术的探头系统或技术在更小的体积内，以更低的价格、更低的漂移、更高准确度(特别是在高相位角)以及以更好的综合适应性获得了上述改善的参数。此外，与常规基于二极管的系统不同，这种结构允许进行谐波分析以及允许在使用者选定的频率测量等离子功率和阻抗。此外，这种探头装置允许将将数据方便地输出，便于远处的使用者操作和控制。

采用这种方式进行的相位测量是非常准确，即在1/5度即0.2°范围内。使用其它技术，诸如过零检测器，使不能够达到这样的准确度。

当然这种探头可以在一个宽的频率范围内使用，包括其他处理RF频率，诸如27.12MHz，40.68MHz等。

由于为了采集可检测的信号，电压和电流传感器具有一定的尺寸这一事实，在测量电压、电流以及相位的同时产生了精密度的问题。因此，本发明致力于产生超高匹配定向性的电压和电流传感器，并且可以进行非零长度传感器的定标。一个理想的电压和电流传感器应当产生表示一零长度插入点的采集信号Vv和Vi。然而，由于为了测量电压和电流，传感器具有一定的尺寸，因此这是不切实际的。电压和电流传感器产生一个在它自身及被测高电平信号之间具有良好的确定关系的低电平信号。从而，本发明的功绩在于创造了一个具有超高匹配定向性的电压和电流传感器，并产生一种定标算法用于解决并补偿传感器元件的非零长度。

从图2A和图2B可以看到电压电流探头22的硬件细节，它们表现了如同一段同轴电缆的电压电流探头22。制成的电压电流探头22象一段同轴传输线，它具有一个中心导体A，一个圆柱形的绝缘层B，它是由绝缘材料如空气，特福龙，陶瓷或其他合适的材料制成的，以及一个外部导体C，它与中心导体A和绝缘体B同轴。在图3、4、5、4A到4D表示了传感器的其余结构，而图5A到5D适于检测出现在中心导体A中的电压V_RF以及流在其中的电流I_RF。如图3所示，外部导体C形成一个基本为长方体形的铝壳30，具有一个轴腔，其中装有绝缘体B和中心导体A。壳体30在一个侧面(这里是顶部)还具有一个凹陷34，其中装有一个电压测量电路板，以及另一个与第一凹陷相对的凹陷36，其中装有一个电流测量电路板。上面装有许多金属板以及附件，但是图中没有示出。凹陷34和36沿径向向内延伸并与中心腔32相通，即在该中心腔中开口。这种结构保持了同轴线的电特性，但可以用来测试电信号。

壳体30的外观呈方形，内部有一个圆柱形的腔32。由于RF电流不会完全穿透电导体，即由于趋肤效应，电流在靠近中心腔32的壳体内流过，而不在这之外的方形部分中流动。因此，对所述RF电流和电压进行测量需要将测量元件引入到图2所示的结构中由腔体32限定的圆柱形表面上或其附近。

如图4和图4A所示，印刷电路板40具有一个形成在其上的容性板42。导电板长度为L，面对中心导体A设置并与之平行。将它放置在绝缘层43上(图4B)在其上安装一个导电层44(图4C)，它还具有一个围绕绝缘层43边缘的部分。将一个印刷电路板45设置在沿径向远离容性板42的侧面。在板42的横向上安置馈送口46和47，并位于一条线两端的中间部分。所述馈送口穿过层面43、44和45与PCB45上的电路元件48相连。如在此所示，元件48在板上无论是轴向还是横向都应当是对称分布的。

在图5以及图5A的剖面中表示了一个其上形成一个感应线52的印刷电路板50。该感应线长度为L它面对中心导体A并与其平行设置。这条线52位于绝缘层53上(图5B)其上设置有一个接地板导体层54(图5C)，它也具有一个围绕绝缘层53边缘的部分。一个印刷电路板55设置在沿径向远离感应线52的侧面上(图5D)。在感应线52的两个端部装有馈送口56和57，所述馈送口穿过层面53、44和55与PCB55上的电路元件58相连。如在此所示，元件58在板上无论是轴向还是横向都应当是对称分布的。而且，电压和电流传感器元件的长度也应该相同。

在这一实施例中，为了减少两个电路板40和50之间的串扰，将电压和电流测试元件设置在与中心导体相对的两个侧面上。在每种情况下，将接地板导电层44、54用作外部导体的接地层C，并且还形成具有最小损耗的主同轴线部分中电流的电流回路。

按照交流场和电磁波定律，在同轴传输线的中心导体上的电压(图2)在金属板42内感应出一个电压，(工作时类似于一个电容)。同样的电磁定律导致在同轴传输线的中心导体中流动的电流在金属线52内感应出一个电流(工作时类似一个互感器)。同轴线部分的设计(包括印刷电路板的长度)受如下因素的限制：(a)击穿电压；(b)电流容量；(c)特征阻抗；以及(d)电压和电路采集灵敏度。

击穿电压是由中心和外部导体之间的距离以及它们之间绝缘体的击穿电压确定的。距离越大，击穿电压越大。电流容量由所述两个导体中的每一个的尺寸确定；由于内部导体的直径小，所以它的尺寸是主要的因素。直径越大，电流容量越大。特征阻抗是由内部和外部导体的直径以及它们之间的绝缘体的电常数确定的。最后，采集灵敏度由每个传感器长度以及每个传感器和内部导体之间的距离确定的。总的效果就是，增加电容板42或金属线52的长度或者将任何一个向靠近同轴线的中心导体的方向移动将分别增加在它们各自中感应的电压和电流量。所有这四个因素的平衡状态就是所述V/I传感器的最佳工作状态。

每个PCB40、50相对于同轴线部分(既是长度方向也是宽度方向)的中心导体的对称性是获得同轴线部分的电压和电流波形向前和向后传输时一致的灵敏度的关键。一致的灵敏度产生一个具有平衡的接地系统的平衡系统。这种灵敏度被称为“匹配定向性”。在宽阻抗范围内的准确度需要理想的灵敏度(或超高匹配定向性)。

线性检测

用上述概括的同轴电压测量装置，电路的其他的设计目标将体现在每个测量PCB的外部层面45或55(电路结构)上。这些设计目标中的一个就是产生一个在主线部分上的电压表现为线性(对于相位和幅值都是)的电压信号。第二个设计目标就是产生一个在主线部分上的电流表现为线性(对于相位和幅值都是)的电压信号。有了这些令人满意的限制，可以方便地根据下列方程计算出电压和电流信号以及它们之间的相位角：

(1)V_D＝V_VI*V_G

(2)I_D＝V_II*I_G

(3)Φ＝ΦV_VI-ΦV_II

其中：

V_D：显示电压

V_VI：电压输入点的电压

V_G：电压增益系数

I_D：显示电压

V_II：电流输入点的电流

I_G：电流增益系数

φ：电压和电流之间的相位角

φV_VI：电压输入点的电压相位

φV_II：电流输入点的电压相位

实验室的实验证实相位和幅值为线性的初始设计目标用常规的电路是难以实现的。当电压-电流探头与低阻抗负载和高阻抗负载相连时上述(1)、(2)、(3)方程会产生显著的计算误差；该误差随着频率增加。

定标算法介绍

本发明的另一个方面包括对方程(1)、(2)和(3)的分析从而论证出这些方程是不正确的。其次，本发明还涉及找到能够实际描述传感器工作特性的方程。最后，本发明还涉及如何恰当地对上述硬件以这样的方式进行定标，从而使得新的方程在最大的频率范围和阻抗范围内是有效的。

由于V/I传感器作得象一段同轴线，我们将主要回顾一下传输线理论。传输线理论规定在不同位置产生的电压和电流值是这一位置的函数。这在图6中有图示，其中V_G和Z_G分别是所施加的RF电压和RF功率发生器阻抗。

下面的方程(4)和(5)限定了决定图2A和图2B中的传输线系统的规则。

(4)V(X)＝I_L(Z_L*Cosh(γ*X)+Z_O*Sinh(γ*X))

(5)I(X)＝(I_L/Z_O)*(Z_L*Sinh(γ*X)+Z_O*Cosh(γ*X))

其中：

V(X) ：作为传输线上位置的函数的电压

I(X) ：作为传输线上位置的函数的电流

X ：远离Z_L(Z_L为X＝0)的传输线上位置

I_L ：负载上的电流(X＝0)

Z_L ：负载阻抗((X＝0)

V_L ：负载上的电压(X＝0)

Z_O ：传输线的特征阻抗

γ：传输线的传播常数

在一个无损耗的传输线内，将所述两个常数Z_O和γ定义为：

(6)Z_O＝√(L/C)

(7)γ＝j*ω*√(L*C)

其中

L：传输线电感

C：传输线电容

ω：插入频率(弧度每秒)

电压传感器的检测

方程(4)清楚地表示了作为位置的函数在传输线上产生的电压仅当Z_L＝Z_O时才是恒定的。对Z_L的所有其它值，必须用方程(4)计算电压。

如上所述，电压传感器在制作时，将所述长度为L的金属容性板42设置成离开同轴传输线的中心导体一个固定的距离。这种几何形状在中心导体和金属板之间形成一个电容，这流失掉了线中一部分能量。正是这个电容和所述附加频率成形电路起电压传感器的作用。图7表示了一个电压传感器的草图，其中：

L：沿传输线中心导体平行设置的电压传感器长度

V_P：采集中心的电压(电容板42)

C_L：用于幅值响应平滑频率的负载电容

R_L：用于幅值响应平滑频率的负载电阻。

实际上，将上述电磁几何形状构造在一块印刷电路板中，可以实现方便的构造、维护、重复性和可靠性。

当负载与传输线相连时，向前和向后传输结合产生一个来自负载的标准波模式。如果负载阻抗与传输线的特性阻抗正确匹配，所述标准波模式在整个传输线长度上幅值恒定。由于在负载阻抗和线阻抗之间理想的匹配仅在理论上才是可能的，标准波形将一直存在而在电压传感器的金属板的长度上电压将不是一个常数。因此，必须用方程(4)来适合地计算在V_P点的电压。问题就在于要创造一个能够在数字信号处理器(DSP)、微处理器等当中计算的方程以便产生一个准确的结果。为了解决这个问题，我们用图示的方式将方程(4)和图7结合得到图8所示的电路。这里，一组电容元件表示在电压采集传感器上的金属板42和传输线的内部导体A之间的电容。在这种情况下，

X：在对于方程(4)的电压传感器板上的位置

L：与传输线导体A平行的电压传感器的长度

n：将长度L分成相等的长度段的个数

V₁，V₂，...V_n：在n个不同的X值计算出的电压

I₁，I₂，...I_n：根据电压V1，V2，...Vn而产生的电流

ΔC：由分成n部分的电容形成的电压传感器的部分电容

I_P：电流I₁，I₂，...I_n的和；离开点V_P的总电流

V_P：采集板42中心的电压

C_L：用于幅值响应平滑频率的负载电容

R_L：用于幅值响应平滑频率的负载电阻。

对图8进行的正确的电路分析包括应用Kirchoff电流定律(ECL)。通过这样做我们得到：

(8) - - - I_{P} = Σ_{k = 1}^{n} I_{k}

此外，图8表示了下列关系：

(9)I_P＝V_P/Z_P

＝V_P/(Z_CL‖R)

(10)ΔC＝C/n

(11)ΔZ_C＝1/(j*ω*ΔC)

(12)I_k＝(V_n-V_P)/(ΔZ_C)

(13)ΔX＝L/n

其中C是由电压传感器板42构成的电容。

将方程(10)和(13)结合得到：

(14)ΔC＝C*(ΔX)/L

结合方程(14)和(11)得到：

(15)ΔZ_C＝1/(j*ω*C*ΔX/L)

＝L/(j*ω*C*ΔX)

结合方程(15)和(12)得到：

(16)I_k＝(V_n-V_P)/L(j*ω*C*ΔX)

＝j*ω*C*(V_n-V_P)*ΔX/L

在方程(8)中的加和符号仅是个近以值，因此，不是精确的。精确的解需要将n增加到∞，这用积分比较容易实现。将方程(8)改写为积分形式得到：

{(17) - - - I}_{P} = {&Integral;}_{0}^{L} 1 d

其中由I_K形成dl：

(18)dl＝j*ω*C*(V(X)-V_P)*dX/L

将方程(18)代入(17)得出结果：

I_{P} = {&Integral;}_{0}^{L} \frac{j \cdot ω \cdot C \cdot (V (X) - V_{P})}{L} dx = \frac{j \cdot ω \cdot C}{L} {&Integral;}_{0}^{L} (V (X) - V_{P}) d

\frac{I_{P}}{j \cdot ω \cdot C} = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} (V (X) - V_{P}) dX = \frac{1}{L} \cdot ({&Integral;}_{0}^{L} V (X) dX - V_{P} \cdot L)

(19) - - - \frac{I_{P}}{j \cdot ω \cdot C} = - V_{P} + \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} V (X) d

综合方程(19)，(9)和(4)得到：

\frac{V_{P}}{(Z_{P}) \cdot (j \cdot ω \cdot C)} = - V_{P} + \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} [I_{L} \cdot (Z_{L} \cdot \cosh (γ \cdot X) + Z_{O} \cdot \sinh (γ \cdot X))] d - - - (20)

解方程(20)得到V_P(在采集板42处的电压)：

V_{P} \cdot [1 + \frac{1}{(Z_{P}) \cdot (j \cdot ω \cdot C)}] = \frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} [I_{L} \cdot (Z_{L} \cdot \cosh (γ \cdot X) + Z_{0} \cdot \sinh (γ \cdot X))] d - - - (21)

= [\frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} [I_{L} \cdot (Z_{L} \cdot \cosh (γ \cdot X))] dX] + [\frac{1}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} I_{L} \cdot [Z_{O} \cdot (\sinh (γ \cdot X))] dX]

= (\frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} \cosh (γ \cdot X) dX) + (\frac{I_{L} \cdot Z_{O}}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} \sinh (γ \cdot X) dX)

= \frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{L \cdot γ} \cdot (\sinh (γ \cdot X))_{0 . . . L} + \frac{I_{L} \cdot Z_{O}}{L \cdot γ} (\cosh (γ \cdot X))_{0 . . . L}

= \frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{L \cdot γ} \cdot \sinh (γ \cdot L) + \frac{I_{L} \cdot Z_{O}}{L \cdot γ} \cdot (\cosh (γ \cdot L) - 1)

= I_{L} \cdot Z_{L} \cdot \frac{\sinh (γ \cdot L)}{L \cdot γ} + I_{L} \cdot Z_{O} \cdot (\frac{\cosh (γ \cdot L) - 1}{L \cdot γ})

由于L一直是一个常数，而γ在给定频率(所述V/I探头在分散的频率进行定标)内是一个常数，我们可以将上式改写为：

V_{P} \cdot [1 + \frac{1}{(Z_{P}) \cdot (j \cdot ω \cdot C)}] = I_{L} \cdot Z_{L} \cdot A + I_{L} \cdot Z_{O} \cdot B

此外，由于Z_P以及j*ω*C在给定的频率也将是常数，上式可改写为：

V_{P} \cdot D = I_{L} \cdot Z_{L} \cdot A + I_{L} \cdot Z_{O} \cdot B

其中：

A＝Sinh(γ*L)/(γ*L) (对一个频率来说为常数)

B＝(Cosh(γ*L)-1)/(γ*L) (对一个频率来说为常数)

C＝1+1/(Z_P*j*ω*C) (对一个频率来说为常数)

在方程(22)的表达式中有三个常数。这个方程对于本发明的第二部分来说十分重要，在此后将予以简化。

电流传感器检测

方程(5)清楚地表示了在传输线上产生的电流，作为位置的函数，它仅在Z_L＝Z_O的条件下是常数。对于所有其它Z_L值，可以用方程(5)计算电流。

如上所述，电流传感器在制作时，将所述长度为L的导线设置成离开同轴传输线的中心导体一个固定的距离。这种几何形状在中心导体和导线之间形成一个电容，这流失掉了线中一小部分能量。正是这个互感和所述附加频率成形电路起电压传感器的作用。图7表示了一个电压传感器的草图，其中：

L是沿传输线中心导体平行设置的电流传感器导线52的长度

Z_I是电流电路负载阻抗，以及

V_I是电路负载上的电压。

当负载与传输线相连时，向前和向后传输结合产生一个来自负载的标准波模式。如果负载阻抗与传输线的特性阻抗正确匹配，所述标准波模式在整个传输线长度上幅值恒定。由于在负载阻抗和线阻抗之间理想的匹配仅在理论上才是可能的，标准波形将一直存在并且在电压传感器的金属板的长度上电压将不是一个常数。因此，必需用方程(5)来计算由电流I_I产生的负载Z_I上的电压。问题也就在于要创造一个能够在DSP、微处理器等当中计算的方程以便产生一个准确的结果。为了解决这个问题，我们用图示的方式将方程(5)和图9结合得到图10所示的电路，其中，变压器对表示在电流传感器上的电流采集导线和传输线的内部导体A之间的互感。在这里，

X：用方程(5)的电压传感器板上的位置

L：与传输线导体A平行的电流传感器的长度

n：将长度L分成相等的长度段的个数

I₁，I₂，...I_n：根据n个不同的X值由方程(5)计算出的电流

Z_I：用于幅值响应平滑频率的负载阻抗

V_I：由于电流I₁，I₂...I_n在负载Z_I上产生的电压

ΔM：由互感/n产生的部分互感

ΔL1：由分成n部分的变压器初级电感产生的部分初级变压器电感，

ΔL2：由分成n部分的变压器次极电感产生的部分次极变压器电感。

下一步就是对图10的电路实施电路分析。当用互感元件分析电路时，通常最有效的是用每个互感的“T”电感等效电路代替各个互感。在图11中图示了这种转换。

图12是图10的简化形式，但是对与简单的电路分析来说还是太复杂了。因此，下一步就是要简化图12的电路。这一简化工作最好是从将电路的每一部分(例如用虚线围起的部分)用其Thevenin等效电路代替开始。Thevenin等效电路使用Thevenin定理(任何受激的，固定的电路网络可以由一个等效的理想电压源和一个串联阻抗代替)完成转化。Thevenin定理在图13中予以了表示。在图14中表示了所述Thevenin转换电路。所述Thevenin阻抗(Z_TH)可以通过用一个开路(表示无限大阻抗)代替电流源并且对从标记为A和B的两个端子处看去的剩余阻抗进行计算：

(23)Z_TH＝jω*(ΔL₂-ΔM+ΔM)

＝jω*ΔL₂

所述Thevenin电压是通过计算端子A和B之间开路时的V_AB得到的：

(24)V_AB＝V_TH

V_TH＝I_n*(jωΔM)

图15表示了图12的电路，用适当的Thevenin等效电路进行过简化，其中：

V_TH1：电流为I₁的支路的等效Thevenin电压

Z_TH1：电流为I₁的支路的等效Thevenin阻抗

V_TH2：电流为I₂的支路的等效Thevenin电压

Z_TH2：电流为I₂的支路的等效Thevenin阻抗

Z_THn：电流为I_n的支路的等效Thevenin电压

Z_THn：电流为I_n的支路的等效Thevenin阻抗

进行完善的电路分析所关心的电压是由电流I_I在阻抗Z_I上形成的电压(在图15中未示出)，因此，有必要求解电流I_I。这可以通过恰当使用Kirchoff电压定律来实现。

(25)V_THn-...-V_TH2-V_TH1+I_I*(Z_THn+...+Z_TH2+Z_TH1)＝0

将方程(25)转换成加和的形成得到：

I_{I} \cdot (Σ_{k = 1}^{n} Z_{THK} + Z_{I}) = Σ_{k = 1}^{n} V_{THK} - - - (26)

结合方程(23)、(24)和(26)得到：

I_{I} \cdot (Σ_{k = 1}^{n} j \cdot ω \cdot Δ L_{2} + Z_{I}) = Σ_{k = 1}^{n} I_{k} \cdot j \cdot ω \cdot ΔM

I_{I} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = Σ_{k = 1}^{n} I_{k} \cdot j \cdot ω \cdot ΔM - - - (27)

随后，需要确定ΔM(部分互感)的数学定义：

(28)ΔM＝M/n

(29)ΔX＝L/n

结合方程(28)和(29)得到：

(30)ΔM＝M*(ΔX)/L

(31)ΔM＝M*(ΔX)/L

结合方程(30)和(27)得到：

I_{I} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = Σ_{k = 1}^{n} I_{k} \cdot j \cdot ω \cdot \frac{M \cdot ΔX}{L} - - - (32)

在方程(32)中的加和符号仅是个近似值，因此，不是精确的。精确的解需要将n增加到∞，这用积分比较容易做。将方程(32)改写为积分形式得到：

I_{I} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = {&Integral;}_{0}^{L} I (x) \cdot \frac{j \cdot ω \cdot M}{L} dx - - - (33)

结合方程(33)和(5)得到

I_{I} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = \frac{j \cdot ω \cdot M}{L} \cdot {&Integral;}_{0}^{L} [\frac{I_{L}}{Z_{O}} \cdot (Z_{L} \cdot Sinh (γ \cdot x) + Z_{O} \cdot Cosh (γ \cdot x))] dx

I_{I} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = \frac{j \cdot ω \cdot M}{L} \cdot [\frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{Z_{O}} \cdot (\frac{Cosh (γ \cdot L) - 1}{γ}) + I_{L} \cdot \frac{Sinh (γ \cdot L)}{γ}]

I_{1} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = j \cdot ω \cdot M \cdot [\frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{Z_{O}} \cdot (\frac{Cosh (γ \cdot L) - 1}{γ \cdot L}) + I_{L} \cdot \frac{Sihn (γ \cdot L)}{γ \cdot L}]

I_{I} \cdot (j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}) = j \cdot ω \cdot M \cdot (\frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{Z_{O}} \cdot B + I_{L} \cdot A)

I_{I} = (\frac{j \cdot ω \cdot M}{j \cdot ω \cdot L_{2} + Z_{I}}) \cdot (\frac{I_{L} \cdot Z_{L}}{Z_{O}} \cdot B + I_{L} \cdot A)

由于电流电路阻抗Z_I上的电压是I₁*Z_I，于是方程(34)可以简化为：

其中：

A＝Sinh(γ*L)/(γ*L) (对一个频率来说为常数)

B＝(Cosh(γ*L)-1)/(γ*L) (对一个频率来说为常数)

E＝(j*ω*M*Z_I)/(j*ω*L₂+Z_I) (对一个频率来说为常数)

这完成了对电压和电流采集电路的推导。总之，所述两个方程定义了V/I传感器内电压电路的输出(方程(22))以及电流电路的输出(方程(35))。为了清楚起见，在继续推导前将这两个方程重写一遍：

这些方程是一个好的开始，但是这个推导的最终目的是创建一个方程使得可以用计算机(即DSP)来补偿(定标)采集头(如在上述方程中所概括的)的非理想效应。粗看上述两个方程可以看到有5个常数(A、B、D、E和Z_O)。5个常数意味着在定标中有5个未知量。5个未知量意味对每个频率需要保留5个不同的测量标准。对于每个频率5个点太多了。这个推导剩下的部分其目的就是减少所需的常数个数。从这个目的出发，上述两个方程可以改写为：

(36)V_V＝F*V_L+G*I_L

(37)V_I＝H*V_L+J*I_L

其中

F＝A/D

G＝Z_O*B/D

H＝E*B/Z_O

J＝E*A

现在方程(36)和(37)仅有4个常数。

由于V_V和V_I将是可知的电压(即通过分析部分测量的电压)，可以解方程(36)和(37)求得V_L和I_L(分别为负载电压和电流)。将方程(36)和(37)看作一个方程组并对其求解，得到：

(38)V_L＝(J*V_V-G*V_I)/(F*J-G*H)

(39)I_L＝(F*V_I-H*V_V)/(F*J-G*H)

解出V_L和I_L，就可以方便地通过下式算出Z_L

(40)Z_L＝V_L/I_L

＝(J*V_V-G*V_I)/(F*V_I-H*V_V）

方程(38)、(39)和(40)表示了如何计算负载值，但是4个常数依然是太多了(4个常数意味着在定标中保留4个未知量)。继续进行简化，如果我们还记得：

(41)Z_V＝V_V/V_I

结合方程(40)和(41)得到

(42)Z_L＝(J*Z_V-G)/(F-H*Z_V)

方程(42)依然具有4个未知量，但是，Z_L(负载阻抗)可以通过Z_V(由分析电路板测量的阻抗)直接算出来。所述4个未知量中的两个可以通过短路和开路算出来。由于开路和短路是易于维持的，所以这是可以充分实现的。在负载为零的短路状态时计算方程(42)，得到：

0＝(J*Z_V-G)/(F-H*Z_V)

0＝J*Z_V-G

J*Z_V＝G

(43)Z_V＝G/J

如果产生一个常数Z_VS，含义为当Z_L短路时从分析部分看的阻抗，就产生了一个新的常数并且(43)成为：

(44)Z_VS＝G/J

方程(44)是一个非常重要的结果-这在后面将表现出来。在负载开路时(Z_L＝∞)计算方程(42)得到：

∞＝(J*Z_V-G)/(F-H*Z_V)

0＝(F-H*Z_V)/(J*Z_V-G)

0＝(F-H*Z_V)

H*Z_V＝F

(45)Z_V＝F/H

如果创造常数Z_VO，含义为当Z_L开路时从分析部分看的阻抗，产生了一个新的常数，并且方程(45)成为：

(46)Z_VO＝F/H

同样，方程(46)也是一个重要的结果。结合方程(42)、(44)以及(46)得到：

Z_L＝(J*Z_V-G)/(F-H*Z_V)

＝(Z_V-G/J)/((1/J)*(F-H*Z_V)

＝(J/H)*(Z_V-G/J)/(F/H-Z_V)

(47)Z_L＝(J/H)*(Z_V-Z_VS)/(Z_VO-Z_V)

另一个容易维持的阻抗标准是一个固定的50Ω的负载。如果创建一个常数Z_LX，其含义为当Z_L是所述固定的50Ω的负载时由所述分析部分看的阻抗，则创建了一个新的常数并且方程(47)成为：

(48)Z_L＝Z_LX*（Z_V-Z_VS)/(Z_VO-Z_V)

虽然依然需要4个定标标准，但是每个都容易维持。简单说，这4个标准是：

(1)短路负载

(2)开路负载

(3)固定50欧姆负载

(4)电压或电流标准

上列(1)到(3)项在前面已经讲过了，(4)项现在就介绍。此刻，准确的RF电压测量比准确的RF电流测量更容易获得。注意到这一点，可以容易地通过与方程(38)和(39)一起产生用来计算V_L和I_L的方程：

|V_L|＝|(J*V_V-G*V_I)/(F*J-G*H)|

＝|(V_V-(G/J)*V_I)/(F-(G/J)*H)|

＝|(V_V-Z_VS*V_I)/(F-Z_VS*H)|

(49)|V_L|＝|V_I*(Z_V-Z_VS)/V_C|

(50)|I_L|＝|V_L|/|Z_L|

其中V_C是从电压测量标准得到的电压定标系数。

通过由分析部分使用的定标和测量程序进行的解释可以理解上述推导：

(1)确立定标仅对于在电压-电流探头的基带内的指定频率进行(否则将得到一个无穷长的定标列表)。

(2)规定在每十个一组的确定数目的频率下对电压-电流探头进行定标。频谱之间的间隙可以通过在相邻的定标频率点之间简单的线性插补来填入。

(3)在步骤(2)确定的每个频率下对50Ω负载标准进行测量(阻抗和相位)。这个负载信息供分析部分中的DSP使用。

(4)将电压-电流探头短路，使足够的能量流过V/I传感器到达短路线从而产生足够强的信号供分析部分测量。分析部分中的DSP通过将电压信号V_V除以电流信号V_I计算出Z_V值。接着将这个Z_V值作为在测量频率下Z_VS的定标常数存储起来。对于在步骤(2)中选择的所有频率重复这一步骤。

(5)将电压-电流探头开路并使得足够的能量流过该传感器到达开路点从而产生足够强的信号供分析部分测量。分析部分中的DSP计算出Z_V值。接着将这个Z_V值作为在测量频率下Z_VO的定标常数存储起来。对于在步骤(2)中选择的所有频率重复这一步骤。

(6)将50Ω负载标准与电压-电流探头相连，并使得足够的能量流过该V/I传感器到达50Ω负载处，从而产生足够强的信号供分析部分测量。分析部分中的DSP计算出Z_V值。接着用这个Z_V值以及在步骤(3)到(5)所得到的数据计算定标常数Z_LX，将其对应测量频率存储起来。对于在步骤(2)中选择的所有频率重复这一步骤。

(7)将一个任意阻抗与电压-电流探头相连，用于电压测量标准，并使得足够的能量流过该V/I传感器和电压测量标准，从而产生足够强的信号供分析部分测量。分析部分中的DSP计算出Z_V值。接着用除从电压测量标准得到的数据之外的这个Z_V值计算定标常数Z_C，将其对应测量频率存储起来。对于在步骤(2)中选择的所有频率重复这一步骤。

现在，当需要从电压-电流探头得到数据时，DSP简单地要计算Z_V，取出存储的定标常数Z_VS、Z_VO、Z_LX和V_C并分别使用它门用方程(48)、(49)和(50)计算Z_L、V_L和I_L。完成了这三个定标，DSP获得了所有必要的数据(即|V|、|I|、|Z|以及＜Z)从而计算操作者需要的所有其它项。

关于这个定标方法唯一的一点就是其准确度仅是以固定50Ω负载测量的准确度以及电压标准的准确度为基础的。为了提高定标的准确度，所有要做的就是对50Ω负载的更加准确的测量以及更加准确的电压标准。

现在，参考一个最佳实施例以及详细地介绍了本发明，当然，本发明不仅限于该实施例，而可以在一个宽的范围内使用。进一步说，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，本领域技术人员可以对本发明进行多种改变和变形，如在所附的权利要求中限定的。

Claims

1、用于获取以预定射频施加在射频负载上的射频功率波的电流和电压成分的电流、电压以及相位信息的一种方法，其中具有一个具有一定长度的电压采集头(42)以及一个具有一定长度的电流采集头(52)的电压电流探头(22)向信号处理器(24)提供电压采集信号V_v和电流采集信号V_i，该处理器对所述电压和电流采集信号进行处理并生成所述负载(20)上出现的电压值、电流值、相位值，这些值已经相对于电压和电流的驻波分量效应进行了校正，其特征在于，该方法包括以下步骤：

2、用于获取以预定射频施加在射频负载上的射频功率波的电流和电压成分的电流、电压以及相位信息的一种方法，其中具有一个具有一定长度的电压采集头(42)以及一个具有一定长度的电流采集头(52)的电压电流探头(22)向信号处理器(24)提供电压采集信号V_v和电流采集信号V_i，该处理器对所述电压和电流采集信号进行处理，并生成在所述负载上出现的电压值、电流值、相位值，这些值已经相对于电压和电流的驻波分量效应进行了校正，其特征在于，该方法包括以下步骤：

3、用于获取射频功率波的电流和电压成分的电流、电压以及相位信息的一种方法，所说射频功率波是以在0.2兆赫兹到100兆赫兹之间的范围内选择的一个工作频率施加在射频负载(20)上的，其中具有一个具有一定长度的电压采集头(42)以及一个具有一定长度的电流采集头(52)的电压电流探头(22)向信号处理器(24)提供电压采集信号V_v和电流采集信号V_i，该处理器对所述电压和电流采集信号进行处理并产生出现在所述负载(20)上的电压值、电流值、相位值，这些值已经相对于电压和电流的驻波分量效应进行了校正，其特征在于，该方法包括以下步骤：

-对在所述范围内的多个具有预定系数的定标射频的每一个，

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，对于在已经为其存储了所述校正系数的连续的具有预定系数的定标射频之间所选择的一个工作频率，所述施加所存储的校正系数的步骤包括在所选择的工作频率之上和之下的所述具有预定系数的定标射频的每个所述校正系数的存储值之间进行内插。

5、如权利要求3所述的方法，其特征在于所述固定的已知阻抗是一个50Ω电阻性负载。