CN118249625B - 开关电源系统及其控制电路和方法 - Google Patents

开关电源系统及其控制电路和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN118249625B
CN118249625B CN202410670114.0A CN202410670114A CN118249625B CN 118249625 B CN118249625 B CN 118249625B CN 202410670114 A CN202410670114 A CN 202410670114A CN 118249625 B CN118249625 B CN 118249625B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
frequency
time
control
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202410670114.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN118249625A (zh
Inventor
张旭东
谢宇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Jingyi Semiconductor Co ltd
Original Assignee
Jingyi Semiconductor Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Jingyi Semiconductor Co ltd filed Critical Jingyi Semiconductor Co ltd
Priority to CN202410670114.0A priority Critical patent/CN118249625B/zh
Publication of CN118249625A publication Critical patent/CN118249625A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN118249625B publication Critical patent/CN118249625B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供了一种开关电源系统及其控制电路和方法。控制电路包括最小时间设定模块、计时比较模块和时钟信号产生模块。最小时间设定模块设定功率开关具有最小导通时间，计时比较模块计时功率开关管的导通时间，并将功率开关管的导通时间和参考时间比较。时钟信号产生模块产生时钟信号。当导通时间大于参考时间时，时钟信号具有第一频率；当导通时间小于等于参考时间时，时钟信号具有第二频率，第二频率等于第一频率的K倍，K大于1。该控制电路通过判断功率开关的导通时间准确选择频率切换的时机，扩大了系统安全工作区，并可在系统的带载能力和安全工作范围之间灵活折中选择，具有稳定性好、可靠性高的优点。

Description

开关电源系统及其控制电路和方法
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，具体而言，涉及一种开关电源系统及其控制电路和方法。
背景技术
在电路系统中，电子计量设备特别是智能电表，在电网应用中可能会受到外界强磁介入干扰。因此关于智能电表中的AC-DC开关电源系统设计，抗强磁干扰往往是必须考虑的一个重要因素。
在强磁下，变压器线圈由于强磁的原因，电感量变成原来的几十分之一，而由于AC-DC电源的工作频率固定，最大电流固定，因此能传递的能量也等比例变小。而避免强磁下供电不足成为一个重要的芯片指标。通常，电路设计中需要AC-DC电源芯片即使在强磁干扰下也能够输出一定的功率，保证系统上报错误，或者其他信息处理的操作。
传统的处理方法常常是在输出电压不足的情况下直接提高工作频率。但是提高工作频率后，其过载保护点也会增大，例如，对于一个额定功率15W的电表电源来说，当频率增大三倍后，其过载保护点也将增大到理论三倍额定功率的值（即45W）。这将导致在强磁环境下，系统可能进入非安全工作范围，电表出现超负荷运行也不会触发过载保护，不但会导致电器设备寿命的降低，也会导致电线电缆过热，引发火灾和触电的危险。此外，一旦强磁环境消失时发生输出过载、短路等问题，系统过载保护点远超设计预期也将导致电源系统过载保护可靠性严重降低，致使芯片被烧毁等状况出现。
因此需要根据应用需求准确且灵活地选择进入倍频的时机，扩大系统在强磁下的安全工作范围，并可在系统带载能力和安全工作范围之间灵活折中选择，同时还需要考虑进入倍频后系统的短路保护等问题。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的问题。
本发明一方面提供了一种开关电源系统的控制电路。开关电源系统包括变压器和功率开关管，功率开关管耦接在变压器原边绕组和参考地之间，控制电路包括：最小时间设定模块，产生最小时间控制信号，最小时间控制信号用于设置功率开关管导通时具有最小导通时间；计时比较模块，接收控制功率开关管的开关控制信号，根据开关控制信号计时功率开关管的导通时间，并将功率开关管的导通时间和参考时间比较，输出倍频使能信号；时钟信号产生模块，接收倍频使能信号，并根据倍频使能信号产生时钟信号，时钟信号用于控制功率开关管导通；其中，当功率开关管的导通时间大于参考时间时，倍频使能信号控制时钟信号具有第一频率；当功率开关管的导通时间小于等于参考时间时，倍频使能信号控制时钟信号具有第二频率；其中，第二频率等于第一频率的K倍，K大于1。
本发明又一方面提供了一种开关电源系统，包括：功率开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中功率开关管的第二端耦接至原边参考地；变压器，具有原边绕组和副边绕组，其中，原边绕组耦接在开关电源系统的输入端和功率开关管的第一端之间，副边绕组耦接在开关电源系统的输出端和副边参考地之间；电压反馈电路，采样开关电源系统的输出电压以产生代表输出电压的第一反馈信号；以及上述的控制电路，用于产生控制信号以控制功率开关管的导通和关断时间。
本发明又一方面提供了一种开关电源系统的控制方法，开关电源系统包括变压器和功率开关管，功率开关管耦接在变压器原边绕组和参考地之间，控制方法包括：产生最小时间控制信号，最小时间控制信号用于设置功率开关管导通时具有最小导通时间；判断功率开关管的导通时间是否大于参考时间；当功率开关管的导通时间大于参考时间，产生具有第一频率的时钟信号；当功率开关管的导通时间小于等于参考时间，产生具有第二频率的时钟信号；其中，所述第二频率等于所述第一频率的K倍，K大于1。
本发明提出的电路其电路结构简单，在强磁环境下可根据应用场合的需要，通过判断功率开关的导通时间准确选择频率切换的时机，扩大系统在强磁下的安全工作范围，并可在开关电源系统的带载能力和负载的安全工作范围之间灵活折中选择，可靠性高、鲁棒性好。本发明的附加方面和优点将在下面的描述部分中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1所示为根据本发明实施例的一个开关电源系统的电路示意图；
图2所示为根据本发明一个实施例中系统带载能力随变压器线圈的电感量变化的曲线示意图；
图3所示为强磁环境下本发明又一个实施例中系统带载能力随变压器线圈的电感量变化的曲线示意图；
图4所示为根据本发明实施例公开的另一个开关电源系统的电路示意图。
图5所示为根据本发明实施例公开的又一个开关电源系统的电路示意图。
图6所示为根据本发明实施例公开的再一个开关电源系统的电路示意图。
图7所示为根据本发明一个实施例公开的计时比较模块12的电路原理图。
图8所示为根据本发明一个实施例的工作参数波形示意图。
图9所示为根据本发明又一个实施例的工作参数波形示意图。
图10所示为根据本发明一个实施例公开的时钟信号产生模块13的电路原理图；
图11所示为根据本发明一个实施例公开的倍频电流产生电路131的具体电路原理图；
图12所示为根据本发明一个实施例的开关电源系统的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其它不同于在此描述的方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。在整个说明书中对“一个实施例”或“一实施例”的引用意味着结合该实施例所描述的特定特征、结构或特点被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书在各处出现的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”并不一定都是指同一实施例。动词“包括”和“具有”在本文中用作开放限制，其既不排除也不要求还存在未叙述特征。除非另有明确说明，否则从属权利要求中记载的特征可以相互自由组合。在整个文件中使用“一”或“一个”（即，单数形式）限定的元件，并不排除多个这个元件的可能。更进一步地，所描述的特征、结构或特点可以在一个或多个实施例中以任何合适方式组合。除非另外指明，否则术语“连接”或“耦接”被用于指定可以是直接的或可以经由一个或多个其他元件的电路元件之间的电连接。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。当提及节点或端子的电压时，除非另外指示，否则认为该电压是该节点与参考电位（通常是地）之间的电压。
在AC-DC开关电源系统中，通常包括变压器和功率开关管等元器件，开关电源系统的带载能力可表示为：
（1）
其中，LT为开关电源系统中变压器线圈的电感量，Ip为额定条件下线圈流过的最大电流，f为系统频率。此外，电感电流IL与电感量LT、功率开关管MS导通时间DT以及线圈上的电压V的关系可表示为：
（2）
由上述公式（1）和（2）可以看出，在强磁环境下，由于电感量LT变化很大将导致电源系统的带载能力也将发生很大的变化，通过提高电源系统的频率f可以提高系统的带载能力。然而增大频率后，其过载保护点也将增大，导致负载的安全工作范围缩小。
现有技术中常通过判断输出电压的大小选择频率切换的时机，这样并不能准确地在带载能力和安全工作范围之间灵活折中选择，还常导致系统带载能力超出正常工作的过载保护点。本发明提出的技术方案可根据应用场合的需要，通过判断功率开关的导通时间准确选择频率切换的时机，实现在开关电源系统的带载能力和负载的安全工作范围之间折中选择。
图1示出了根据本发明实施例的一个开关电源系统的电路示意图，在图1所示的AC-DC开关电源系统中，交流电压VAC经过整流桥整流以及电容CIN滤波后变为直流输入电压VIN。直流输入电压VIN经过电压变换单元转化为输出电压VOUT。电压变换单元包括变压器TF、功率开关管MS、二极管D和输出电容COUT。
变压器TF的原边耦接在输入电容CIN正端和功率开关管MS之间；变压器TF的副边通过二极管D耦接在输出电容COUT的正端和参考地之间。本领域的普通技术人员可以理解，在该AC-DC开关电源系统中，副边开关管被示意为二极管D，在其他实施例中，副边开关管也可以和功率开关管MS一样，为可控的半导体功率开关管器件。在图1所示实施例中，功率开关管MS被示意为N型金属半导体场效应管（Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，MOSFET)，但本领域一般技术人员可以理解，功率开关管MS还可以是其他合适的可控半导体功率开关管器件。在图1示出的开关电源系统中，功率开关管MS耦接在变压器原边绕组和参考地之间。开关电源系统还包括控制电路，用于产生开关控制信号CTL，通过开关控制信号CTL控制功率开关管MS进行导通和关断的切换以实现输入电压VIN到输出电压VOUT的变换。
在图1的示例中，控制电路包括最小时间设定模块11、计时比较模块12和时钟信号产生模块13。
最小时间设定模块11用于产生最小时间控制信号T-min，最小时间控制信号T-min用于设置功率开关管MS导通时具有最小导通时间tmin。功率开关管MS在导通和关断切换阶段可能存在电压波动、或尖峰毛刺等不稳定情况，采用最小时间设定模块11强制功率开关管MS具有最小导通时间tmin可避免系统因上述提到的不稳定情况导致采样不准确而出现的控制错误。
计时比较模块12接收控制功率开关管MS的开关控制信号CTL，根据开关控制信号CTL计时功率开关管的导通时间，并将功率开关管MS的导通时间和参考时间tref比较，输出倍频使能信号Mul-en。在一个实施例中，参考时间tref包括一个固定的预设值。倍频使能信号Mul-en具有第一逻辑状态和第二逻辑状态，当功率开关管MS的导通时间DT小于等于参考时间tref时，倍频使能信号Mul-en具有第一逻辑状态；当功率开关管MS的导通时间DT大于参考时间tref时，倍频使能信号Mul-en具有第二逻辑状态。
时钟信号产生模块13接收倍频使能信号Mul-en，并根据倍频使能信号产生时钟信号CLK。时钟信号CLK的频率与功率开关管MS的工作频率相等，即时钟信号CLK决定了功率开关管MS的工作频率。在图1所示实施例中，时钟信号CLK用于控制功率开关管MS的导通，即控制其导通的时刻。当功率开关管MS的导通时间DT大于参考时间tref时，时钟信号CLK具有第一频率f1；当功率开关管MS的导通时间DT小于等于参考时间tref时，时钟信号CLK具有第二频率f2。其中，第二频率f2等于第一频率f1的K倍，K为大于1的数。在一个实施例中，参考时间tref可根据最小导通时间tmin的值和K的取值设置。
图2根据本发明一个实施例示意了强磁环境下，系统在两个不同频率f1和f2下带载能力P随变压器线圈的电感量LT变化的工作曲线示意图。在强磁环境下，变压器的线圈由于强磁的原因，电感量LT会随磁场强度的增加而降低。如图2所示，在t1阶段，由于系统的工作频率f1固定，额定条件下最大电流Ip不变，随着电感量LT的降低系统的带载能力也随之线性降低。同时，功率开关管MS的导通时间DT也会随之降低。当带载能力降低到a点时，功率开关管MS的导通时间DT也下降到参考时间tref，电源系统将工作频率从第一频率f1切换到第二频率f2（后称为“倍频”），系统的带载能力从a点提高到a1点，系统进入t2阶段。在图2所示实施例中，a点被示意为和b点的带载能力相等。在t2阶段，如果强磁下电感量LT继续减少，功率开关管MS的导通时间DT也会继续降低，系统的带载能力也随之继续线性降低。当系统的带载能力从a1点下降到b点时，此时功率开关管的导通时间DT等于最小导通时间tmin。由于最小时间设定模块11设置功率开关管MS的导通时间DT最低只能下降到最小导通时间tmin，因此，在t3阶段，导通时间DT保持不变而电感量LT继续降低时，电感电流将突破最大电流限制，最大电流Ip会随电感量LT降低而增大。因此，根据公式（1）可知，开关电源系统的带载能力将随最大电流Ip呈抛物线上升。所以从图示的工作曲线可知，由于示意的a点和b点的带载能力相等，如果在带载能力下降到a之前切换频率，系统带载能力最差的时刻即为功率开关管MS的导通时间DT等于最小导通时间tmin的b点；如果在带载能力下降到a之后切换频率，系统带载能力最差的时刻就为频率切换点对应的时刻。
此外，在图2所示曲线中还示意了正常工作在第一频率f1下的过载保护点POL1和强磁环境下倍频工作在第二频率f2下的过载保护点POL2。电源系统在正常工作状态下带载能力应该不超过设定的过载保护点POL1，也即是说带载能力低于过载保护点POL1下才是安全工作区。强磁状态下，过载保护点随频率增加而增大到过载保护点POL2。在现有技术中，一旦发生强磁就倍频，导致系统在很长一段时间工作在非安全工作区（参见频率f2对应的曲线中高于过载保护点POL1的虚线部分）。本发明公开的技术方案中，在系统被强磁干扰后，不会立刻进行倍频，依然会以第一频率f1工作一段时间（t1阶段），同时检测功率开关管MS的导通时间，并根据应用场合设置参考时间tref的值以选择合适的频率切换点。在一个实施例中，可参考a点值设置参考时间tref。可以理解，过早于a点进行频率切换，可以进一步提高电源系统在强磁下的带载能力，但倍频后的带载能力将可能突破安全工作区（超过POL1），过载保护失败的风险增大；过晚于a点进行频率切换，可以进一步降低过载保护失败风险，但带载能力进一步恶化。
在本发明公开的一个实施例中，可选择系统的最差带载能力等于或略小于倍频后系统最小导通时间tmin所对应的带载能力，即b点对应的带载能力。这样可保证系统在进行倍频切换前的带载能力不会太差。也即是说，当系统工作在频率f1时，只需要在带载能力下降到a点或略小于a点之前进行频率切换，即可保证系统在频率切换前的最差带载能力等于或略低于最小导通时间tmin所对应的带载能力。
在一个实施例中，考虑到器件的一些寄生参数和精度的分布，常会在带载能力略高于a点的地方进行频率切换，例如在图3所示曲线图中的c点进行频率切换，切换后的带载能力提升到c1点。当然，不排除一些实施例中，为进一步确保系统工作在安全工作区，可牺牲部分带载能力，选择低于a点一个较大值的地方进行频率切换。
参考时间tref即为频率切换点对应的功率开关的导通时间，参考时间tref可根据最小导通时间tmin和K设置。在图2所示实施例中，由于a点的负载能力和b点的负载能力相等，根据公式（1）和（2）可知，在最大电流Ip不变的情况下，b点的频率增大K倍，则可算出a点对应的导通时间也需增大K倍，即为K×tmin。因此在具体实施例中，参考时间tref的设置可以K×tmin为参照标准，通过设置参考时间tref大于、等于或小于K×tmin来调节系统的最差带载能力以及选择系统的安全工作范围。
在一个实施例中，参考时间tref可以设置为大于等于K×tmin，以使得系统最差的带载能力不低于最小导通时间tmin对应的带载能力。又如，设置参考时间tref略小于K×tmin以进一步保证系统工作在安全工作区，此时系统最差的带载能力略低于a点对应的带载能力，参考时间tref可表示为h×K×tmin，一般地，系数h满足：0.8＜h＜1。例如，在一个具体实施例中，系统设置的功率开关管MS的最小导通时间tmin为400ns，在强磁环境下需要将频率提升三倍以提高系统带载能力。随着电感量减少，功率开关管MS的导通时间逐渐减小，如果选择在a点进行频率切换，则设置参考时间tref=3×400ns，也即是说当导通时间减小到1.2us时，时钟信号CLK的频率将从第一频率f1增大到第二频率f2（3×f1）。如果考虑到器件的一些寄生参数和精度的分布，常会在略大于1.2us的导通时间（例如c点）进行频率切换。
相比于现有技术，在本发明所公开的实施例中，系统被强磁干扰后不会立刻进行倍频，安全工作范围区间更长，同时可根据频率增大的倍数和最小导通时间tmin设置参考时间tref，可准确设置系统的最差带载能力，还可根据实际需求在带载能力和安全工作范围之间灵活折中选择。
继续参见图1，在一个实施例中，控制电路至少还包括关断控制模块14和逻辑电路15。关断控制模块14接收表征开关电源系统输出电压VOUT的第一反馈信号和表征流过功率开关管MS电流的电流采样信号ICS，并根据第一反馈信号和电流采样信号ICS产生关断控制信号T-off。需要说明，第一反馈信号可通过多种形式表征开关电源系统输出电压VOUT。例如，在一个实施例中，第一反馈信号可表征输出电压VOUT值的大小；在又一个实施例中，第一反馈信号也可表征输出电压VOUT偏离期望值的程度。
例如，在图1所示实施例中，第一反馈信号被示意为表征输出电压VOUT值的大小的输出电压反馈信号VFB。输出电压反馈信号VFB与输出电压VOUT的值成正比，可根据应用场景选择合适的方式获得。在图1中，示意通过采用电压反馈电路30产生电压反馈信号。电压反馈电路30的电路结构可灵活选择，这里不做任何限制。例如，可通过电阻分压电路和光耦电路采样输出电压VOUT以产生输出电压反馈信号VFB；又如，在其他实施例中，也可以通过第三绕组的方式采样输出电压VOUT以产生输出电压反馈信号VFB。
在该实施例中，关断控制模块14被示意为包括误差放大器EA和比较器CA。误差放大放大器EA接收电压反馈信号VFB和预设参考电压VREF，对电压反馈信号VFB和预设参考电压VREF比较后将两者的差值放大产生所述误差信号eao。预设参考电压VREF代表期望输出的输出电压VOUT的值。比较器CA接收电流采样信号ICS和误差信号eao，所并对电流采样信号ICS和误差信号eao比较后输出关断控制信号T-off。在一个实施例中，当电流采样信号ICS上升到误差信号eao时，关断控制信号T-off用于控制功率开关管MS关断，即关断控制信号T-off用于决定功率开关管MS的关断时刻。在图1中，示意通过原边电流采样电路20产生电流采样信号ICS。原边电流采样电路20的电路结构可灵活选择，这里也不做任何限制。
又如，在一些实施例中，第一反馈信号也可以直接是表征输出电压VOUT偏离期望值的程度。此时，第一反馈信号即可以直接为图1所示实施例中的误差信号eao。在一些实施例中，误差信号eao直接来源于片外电路，也即是说误差信号eao是由集成电路外部的电路产生后直接送至片内系统。
继续参考图1，逻辑电路15接收关断控制信号T-off、时钟信号CLK和最小时间控制信号T-min，并对所述关断控制信号T-off、时钟信号CLK和最小时间控制信号T- min做逻辑运算产生开关控制信号CTL。在图1的示例中，逻辑电路15被进一步示意为包括或门和RS触发器。或门接收关断控制信号T-off和最小时间控制信号T-min，并对关断控制信号T-off和最小时间控制信号T-min做逻辑或运算，进而产生用于复位RS触发器的复位信号。RS触发器的置位端接收时钟信号CLK，当时钟信号CLK有效沿来临时，用于置位RS触发器。当RS触发器被置位，开关控制信号CTL为逻辑高电平用于导通功率开关管MS；当RS触发器被复位，开关控制信号CTL为逻辑低电平用于关断功率开关管MS。
图1中所示的关断控制模块14和逻辑电路15的具体电路仅用于对其各自功能的举例说明，并不用于对本发明电路结构的限制，在其他实施例中，也可采用其他不同的实现电路实现关断控制模块14和逻辑电路15的功能。
图4所示为根据本发明实施例公开的另一个开关电源系统的电路示意图。相比图1所示实施例中参考时间tref为设置的固定值，在图4实施例中，参考时间tref可跟随输入电压VIN的变化而变化，因此在强磁环境下电源系统进入倍频的时机选择更灵活。由上述公式（2）可知，电感电流IL上升的速度和电压V成正比，因此，在输入电压VIN值较低的情况下，其导通时间更长，可适当增大参考时间tref的值，也即是说：相比输入电压VIN值较大的情况，输入电压VIN值较小时电感电流IL上升的速度较慢，导通时间更长，因此可在导通时间较大的时候进行频率切换以提高系统在频率切换前的带载能力。同样地，在输入电压VIN值较高的情况下，导通时间短，可适当减小参考时间tref的值，牺牲部分带载能力以保证其较大的安全工作区间。
在图4所示实施例中，控制电路进一步设置参考时间产生模块16用于产生参考时间tref。参考时间产生模块16接收代表开关电源系统的输入电压VIN的第二反馈信号VIN-SEN，根据第二反馈信号VIN-SEN产生参考时间tref。在一个实施例中，参考时间产生模块16将产生一个电压信号用于代表参考时间tref。在一个实施例中，第二反馈信号VIN-SEN与输入电压VIN成正比；参考时间tref与第二反馈信号VIN-SEN成反比。例如，在一个实施例中，设置tref≥j×h×K×tmin，其中，j等于1+1/VIN-SEN。当VIN-SEN增大，j减小，参考时间tref减小；当VIN-SEN减小，j增大，参考时间tref增大。
在一些应用场合，如果开关电源系统的负载发生短路，将会导致电流急剧增大，因此也会导致功率开关管的导通时间快速减小。控制电路有可能将负载短路的情况误判为强磁干扰而增加开关频率导致电流进一步失控，又或者在增加开关频率后出现负载短路也会导致电流失控，这些情况最终都可能导致芯片烧坏。因此，图5根据本发明实施例公开了又一个开关电源系统的电路示意图。和图4所述开关电源系统相比，图5所示实施例中，控制电路进一步包括副边电流过零检测模块17。副边电流过零检测模块17用于检测流过变压器副边的电流是否为零，并据此产生过零指示信号ZCD。在一个实施例中，过零指示信号ZCD具有第一逻辑状态和第二逻辑状态，当变压器的副边电流为零时，过零指示信号ZCD具有第一逻辑状态；当变压器的副边电流不为零时，过零指示信号ZCD具有第二逻辑状态。在该应用情况下，只有在变压器的副边电流为零，即，过零指示信号ZCD具有第一逻辑状态，功率开关管MS才可以被开通。
需要说明的是，在变压器的副边电流为零时，在不同的实施例中功率开关管的工作频率（即时钟信号CLK的频率）可以是第一工作频率f1，也可能工作频率已经增大到第二工作频f2。
例如，在一个实施例中，过零指示信号ZCD可用于控制是否开启倍频，只有变压器的副边电流为零时控制电路才进行开启增大频率的倍频动作。一般在该情况下，开关电源系统被设计工作在断续模式。如图5所示，过零指示信号ZCD被送至计时比较模块12，用于使能计时比较模块12，只有当过零指示信号ZCD指示变压器的副边电流为零时，计时比较模块12才使能开始工作。可以理解，计时比较模块12不使能时，则倍频使能信号Mul-en无效，默认为具有第二逻辑状态，因此时钟信号产生模块13产生的时钟信号CLK只具有第一频率f1。
又如，在一个实施例中，如果开关电源系统本身设计工作在非断续模式，则，过零指示信号ZCD还可以用于在强磁环境系统进入倍频后延时导通功率开关管MS，即只有过零指示信号ZCD指示变压器的副边电流为零时才允许功率开关管MS再次导通。参见图6，与图5所示的开关电源系统相比，在图6所示的开关电源系统中，过零指示信号ZCD不再用于使能计时比较模块12，副边电流过零检测模块17由倍频使能信号Mul-en控制使能，副边电流过零检测模块17在使能后将产生的过零指示信号ZCD直接送至逻辑电路15中。此实施例中，逻辑电路15进一步包括另一个与门，用于对时钟信号CLK和过零指示信号ZCD做逻辑与运算，只有时钟信号CLK和过零指示信号ZCD均为逻辑高时，即变压器的副边电流一定是下降到零后，开关控制信号CTL才为高电平，功率开关管MS才被导通。
在以上图5和图6所示实施例中，因为在每个开关周期都会要求电流降低至零后再开通功率开关管MS，因此，电流失控风险低，可靠性更高。需要说明，可通过很多方式检测变压器的副边绕组电流是否过零，也即是说副边电流过零检测模块17的电路结构不唯一，对此本申请不对副边电流过零检测模块17的电路结构进行限制。示例性的，副边电流过零检测模块17可采用专利申请号CN202310318123.9，专利名称为“开关电源系统的控制电路和控制方法”的专利文献中公开的副边电流过零检测模块所示意的电路原理图。在其他实施例中，也可采用第三绕组检测其绕组上的电压的方式来产生过零指示信号ZCD以判定副边绕组上的电流是否为零。
图5和图6所示实施例是针对图1所示实施例的改进，可以理解，图5和图6所示实施例中的副边电流过零检测模块17也可以运用在图4所示实施例中，以进一步降低图4所示实施例的电流失控风险。
图7所示为根据本发明一个实施例公开的计时比较模块12的电路原理图。如图7所示，计时比较模块12包括第一基本电流源I1、第一电容C1、第一开关M1、第一反相器INV1、比较器121和逻辑电路122。
第一基本电流源I1，具有第一端和第二端，第一基本电流源的第一端耦接供电电压信号VDD。第一电容C1，具有第一端和第二端，第一电容C1的第一端耦接第一基本电流源I1的第二端，第一电容C1的第二端耦接参考地。 第一开关M1，具有第一端、第二端和控制端，第一开关M1的第一端耦接第一电容C1的第一端，第一开关M1的第二端耦接第一电容C1的第二端，第一开关M1的控制端通过第一反相器INV1接收开关控制信号CTL。比较器121具有第一输入端、第二输入端和输出端，比较器的121第一输入端接收第一参考电压V_tref，比较器121的第二输入端耦接第一电容C1的第一端，比较器121将第一参考电压V_tref和第一电容C1的第一端上的电压V-time比较，并在其输出端输出计时信号LTR。第一参考电压V_tref代表参考时间tref对应的电压。在图7所示实施例中，第一电容C1的第一端上的电压V-time从零上升到第一参考电压V_tref值的时间即为参考时间tref。计时信号LTR为一个高低逻辑电平信号，在图7所示实施例中，第一电容C1的第一端上的电压V-time大于第一参考电压V_tref时，计时信号LTR为逻辑低电平；第一电容C1的第一端上的电压V-time小于第一参考电压V_tref时，计时信号LTR为逻辑高电平。逻辑电路122接收计时信号LTR和开关控制信号CTL，并对计时信号LTR和开关控制信号CTL做逻辑运算，以输出倍频使能信号Mul-en。倍频使能信号Mul-en为高低逻辑电平信号，其逻辑状态与计时信号LTR和开关控制信号CTL的逻辑状态有关。
图7所示实施例的工作参数波形可为图8和图9示意的波形。例如，如图8所示，在一个开关周期中，当出现计时信号LTR为逻辑高且开关控制信号CTL为逻辑低时，代表在该开关周期中功率开关管MS的导通时间小于参考时间tref，倍频使能信号Mul-en被设置为逻辑高电平状态；在一个开关周期中，当出现计时信号LTR为逻辑低且开关控制信号CTL为逻辑高时，则代表在该开关周期中功率开关管MS的导通时间大于参考时间tref，倍频使能信号Mul-en被设置为逻辑低电平状态。
能实现计时信号LTR和开关控制信号CTL比较进而产生倍频使能信号Mul-en的逻辑器件很多，可采用不同的逻辑器件搭建逻辑电路实现相同的功能，因此这里不对逻辑电路进行进一步限制，只在图7中公开了一个具体电路用于示意。图7中除1223和1224两个脉冲发生器，其余均为标准的逻辑器件符号，具有对应器件的逻辑功能，为了不模糊本发明的重点，这里不再赘述各逻辑器件的工作原理。其中，脉冲发生器1223用于在开关控制信号CTL的上升沿时刻产生一个脉冲信号，脉冲发生器1224用于在开关控制信号CTL的下降沿时刻产生一个脉冲信号。
此外，在一些实施例中，为了进一步保证电源系统进入倍频和跳出倍频的准确性，会对功率开关管MS的导通时间和参考时间tref进行多次比较，即对计时信号LTR和开关控制信号CTL的逻辑状态进行多次比较后再触发倍频使能信号Mul-en改变逻辑状态。参见图9示意的一个具体实施例的参数波形，当连续三个开关周期（M=3）中出现计时信号LTR为逻辑高且开关控制信号CTL为逻辑低时，倍频使能信号Mul-en才从逻辑低电平状态设置为逻辑高电平状态（进入倍频）。同样地，当连续三个开关周期（N=3）中出现计时信号LTR为逻辑低且开关控制信号CTL为逻辑高时，倍频使能信号Mul-en才从逻辑高电平状态设置为逻辑低电平状态（跳出倍频）。上述连续比较的过程同样可以通过逻辑电路122中的逻辑模块实现，如图7逻辑电路122中示意的计数器1221和1222。计数器1221是由两个D触发器组成的计数器，最多可以记录三次功率开关管MS的导通时间小于参考时间tref，其输出的计数信号用于设置倍频使能信号Mul-en为逻辑高电平状态以进入倍频状态；计数器1222也是由两个D触发器组成的计数器，最多可以记录三次功率开关管MS的导通时间大于参考时间tref，其输出的计数信号用于设置倍频使能信号Mul-en为逻辑低电平状态以跳出倍频状态。在该实施例中，M和N都被设置等于三，可以理解，可通过调整D触发器的个数调整M和N的值，M和N只需要设置为大于等于2的整数即可。
图10所示为根据本发明一个实施例公开的时钟信号产生模块13的电路原理图。
如图所示，时钟信号产生模块13包括倍频电流产生电路131、第二基本电流源I2、第二电容C2、第二开关M2、第二反相器INV2和第二比较器132。
倍频电流产生电路131具有第一输入端、第二输入端和输出端，倍频电流产生电路131的第一输入端接收倍频使能信号Mul-en，倍频电流产生电路131的第二输入端接收第二参考电压V_plus或代表开关电源系统输出电压VOUT的第一反馈信号（在图10中，第一反馈信号被具体示意为误差信号eao）。第二参考电压V_plus为一个预设的固定电压值，用于设置第二频率f2，第二参考电压V_plus的值越大，第二频率f2越高。当倍频使能信号Mul-en在有效逻辑状态（例如，逻辑高电平状态）时，倍频电流产生电路131将第二参考电压V-plus或误差信号eao转换为倍频电流信号I-plus并在其输出端输出。可以理解，当倍频使能信号Mul-en在无效逻辑状态时，倍频电流产生电路131将不产生倍频电流信号I-plus。
在该实施例中，如果倍频电流产生电路131的第二输入端接收第二参考电压V_plus，因为第二参考电压V_plus为一个固定电压值，因此，产生的倍频电流信号I-plus是固定的，也即是说时钟信号的第二频率f2是固定的。如果倍频电流产生电路131的第二输入端接收第一反馈信号，因为第一反馈信号的值随开关电源系统输出电压VOUT的变化而变化，因此，时钟信号的第二频率f2是可跟随输出电压VOUT的变化调节的，开关电源系统在频率切换时稳定性好。
第二基本电流源I2具有第一端和第二端，第二基本电流源I2的第一端耦接供电电压信号VDD。
第二电容C2具有第一端和第二端，第二电容C2的第一端耦接第二基本电流源I2的第二端和倍频电流产生电路131的输出端，第二电容C2的第二端耦接参考地。
第二开关M2具有第一端、第二端和控制端，第二开关M2的第一端耦接第一电容C1的第一端，第二开关M2的第二端耦接第一电容C1的第二端，第二开关M2的控制端通过第二反相器INV2接收时钟信号CLK。
第二比较器132具有第一输入端、第二输入端和输出端，第二比较器132的第一输入端接收第三参考电压V-clk，第二比较器132的第二输入端耦接第二电容C2的第一端，第二比较器132将第三参考电压V-clk和第二电容C2的第一端上的电压比较，并在其输出端输出时钟信号CLK。第三参考电压V-clk也为一个预设的固定电压值，用于设置第一频率f1，在图9示例中，第三参考电压V-clk的值越大，第一频率f1越低。
在图10中，同时也公开了倍频电流产生电路131的一个具体实施例的电路原理图。如图所示，倍频电流产生电路131包括由运算放大器1311、开关M4、镜像电流源1312、电阻R1组成的电压控制电流源和开关M3组成。电压控制电流源用于将第二参考电压V_plus误差信号eao转换为电流信号；开关M3耦接在电压控制电流源的输出端和倍频电流产生电路131的输出端之间，开关M3的控制端接收倍频使能信号Mul-en。当倍频使能信号Mul-en导通开关M3时，电压控制电流源产生的电流信号作为倍频电流信号I-plus在倍频电流产生电路131的输出端输出。当倍频使能信号Mul-en关断开关M3时，没有电流在倍频电流产生电路131的输出端输出。
接下来，以图10为为例描述时钟信号产生模块13的工作原理。当倍频使能信号Mul-en为逻辑低时，开关M3断开，倍频电流产生电路131没有电流输出。第二开关M2断开时，第二基本电流源I2对第二电容C2充电，第二电容C2上的电压线性上升，第二比较器132将第三参考电压V-clk和第二电容C2上的电压比较，输出时钟信号CLK。时钟信号为逻辑高低电平信号，例如，当第二电容C2上的电压大于第三参考电压V-clk时，时钟信号CLK为逻辑低电平；当第二电容C2上的电压小于第三参考电压V-clk时，时钟信号CLK为逻辑高电平。
当倍频使能信号Mul-en为逻辑高时，开关M3导通，倍频电流产生电路131将第二参考电压V-plus或误差信号eao转换为倍频电流信号I-plus。此时，当开关M3断开时，不仅第二基本电流源I2对第二电容C2充电，倍频电流信号I-plus也对同时对第二电容C2充电，电容C2上的电压上升到第三参考电压V-clk的时间变短，因此时钟信号CLK的频率增大，实现了倍频的效果。
图11公开了倍频电流产生电路131的另一个实施例的具体电路原理图。与图10所示实施例相比，图11所示的倍频电流产生电路131还具有第三输入端，倍频电流产生电路131的第二输入端和第三输入端分别接收第二参考电压V_plus和代表开关电源系统输出电压VOUT的第一反馈信号（在图11中，第一反馈信号被具体示意为误差信号eao）。当倍频使能信号Mul-en在有效逻辑状态时，倍频电流产生电路131将根据第一反馈信号和第二参考电压V-plus产生为倍频电流信号I-plus并在其输出端输出。其中，倍频电流信号I-plus跟随误差信号eao的变化而变化，第二参考电压V_plus用于设置倍频电流信号I-plus的最大值。同样地，当倍频使能信号Mul-en在无效逻辑状态时，倍频电流产生电路131将不产生倍频电流信号I-plus。
相比图10公开的倍频电流产生电路，图11公开的倍频电流产生电路131进一步包括运算放大器1313、开关M5和电流源I-low。运算放大器1311的一个输入端接收第二参考电压V_plus，而运算放大器1313的一个输入端接收误差信号eao，其中，第二参考电压V_plus大于误差信号eao。当第一反馈信号大于第二参考电压V_plus，开关M5导通，倍频电流信号I-plus根据第二参考电压V_plus产生，即：I-plus=V_plus/R1。当第一反馈信号小于第二参考电压V_plus，开关M4导通，倍频电流信号I-plus根据误差信号eao产生，即：I-plus= eao/R1。电流源I-low用于设置倍频电流信号I-plus的最小值，如图11中电路结构所示，即使误差信号eao为零，倍频电流信号I-plus依然等于I-low。在图11公开的实施例中，时钟信号的第二频率f2不但可跟随输出电压VOUT的变化而变化，且能设置第二频率f2的最大值和最小值，因此，开关电源系统稳定性和可靠性更好。
图12所示为根据本发明一个实施例的开关电源系统的控制方法的流程示意图。该控制方法可以用于上述实施例中的开关电源系统中，如图12所示，该控制方法包括步骤S1~S4。
步骤S1：产生最小时间控制信号，最小时间控制信号用于设置功率开关管导通时具有最小导通时间tmin。
步骤S2：判断功率开关管的导通时间是否大于参考时间tref。当功率开关管的导通时间大于参考时间tref，执行步骤S3，否则执行步骤S4。
步骤S3：产生具有第一频率f1的时钟信号CLK，时钟信号CLK用于控制功率开关管MS导通。
步骤S4：产生具有第二频率f2的时钟信号CLK，第二频率f2大于第一频率f1。其中，第二频率f2等于第一频率f1的K倍，K大于1。在一个实施例中，参考时间tref可根据最小导通时间tmin和K的取值设置。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (14)

1.一种开关电源系统的控制电路，开关电源系统包括变压器和功率开关管，所述功率开关管耦接在变压器原边绕组和参考地之间，其特征在于，所述控制电路包括：
最小时间设定模块，产生最小时间控制信号，最小时间控制信号用于设置功率开关管导通时具有最小导通时间；
计时比较模块，接收控制功率开关管的开关控制信号，根据开关控制信号计时功率开关管的导通时间，并将功率开关管的导通时间和参考时间比较，输出倍频使能信号；
时钟信号产生模块，接收倍频使能信号，并根据倍频使能信号产生时钟信号，所述时钟信号用于控制功率开关管导通；其中，当所述功率开关管的导通时间大于所述参考时间时，所述倍频使能信号控制所述时钟信号具有第一频率；当所述功率开关管的导通时间小于等于参考时间时，所述倍频使能信号控制所述时钟信号具有第二频率，其中，所述第二频率等于所述第一频率的K倍，K大于1。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括：
关断控制模块，接收表征开关电源系统的输出电压的第一反馈信号和表征流过功率开关管电流的电流采样信号，并根据第一反馈信号和电流采样信号产生关断控制信号；
第一逻辑电路，接收所述关断控制信号、时钟信号和最小时间控制信号，并对所述关断控制信号、时钟信号和最小时间控制信号做逻辑运算产生所述开关控制信号。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括：
参考时间产生模块，接收代表开关电源系统的输入电压的第二反馈信号，所述参考时间产生模块根据第二反馈信号、最小导通时间和K的取值产生所述参考时间，其中，当所述输入电压越低，所述参考时间值越大。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括：
副边电流过零检测模块，用于判定变压器副边绕组的电流是否降低至零，并输出过零指示信号，其中，当变压器副边绕组的电流降低至零时，过零指示信号使能计时比较模块，否则计时比较模块不工作。
5.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路进一步包括：
副边电流过零检测模块，用于判定变压器副边绕组的电流是否降低至零，并输出过零指示信号；
第一逻辑电路进一步接收过零指示信号，并对所述关断控制信号、时钟信号、最小时间控制信号和过零指示信号做逻辑运算产生所述开关控制信号。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述计时比较模块包括：
第一基本电流源，具有第一端和第二端，第一基本电流源的第一端耦接供电电压信号；
第一电容，具有第一端和第二端，第一电容的第一端耦接第一基本电流源的第二端，第一电容的第二端耦接参考地；
第一开关，具有第一端、第二端和控制端，第一开关的第一端耦接第一电容的第一端，第一开关的第二端耦接第一电容的第二端，第一开关的控制端通过第一反相器接收所述开关控制信号；
第一比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一比较器的第一输入端接收第一参考电压，第一比较器的第二输入端耦接第一电容的第一端，第一比较器将第一参考电压和第一电容的第一端上的电压比较，并在其输出端输出计时信号；
第二逻辑电路，接收开关控制信号和计时信号，并对开关控制信号和计时信号做逻辑运算以输出所述倍频使能信号。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，当功率开关管的导通时间连续M次小于等于参考时间后，所述倍频使能信号控制所述时钟信号从第一频率转换为第二频率；当所述功率开关管的导通时间连续N次大于参考时间时，所述倍频使能信号控制所述时钟信号从第二频率转换为第一频率；其中，M和N都为大于等于2的整数。
8.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，其中，所述时钟信号产生模块包括：
倍频电流产生电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，倍频电流产生电路的第一输入端接收倍频使能信号，倍频电流产生电路的第二输入端接收第二参考电压，当倍频使能信号在有效逻辑状态时，倍频电流产生电路将第二参考电压转换为倍频电流信号并在其输出端输出；
第二基本电流源，具有第一端和第二端，所述第二基本电流源的第一端耦接供电电压信号；
第二电容，具有第一端和第二端，第二电容的第一端耦接第二基本电流源的第二端和倍频电流产生电路的输出端，所述第二电容的第二端耦接参考地；
第二开关，具有第一端、第二端和控制端，第二开关的第一端耦接第二电容的第一端，第二开关的第二端耦接第二电容的第二端，第二开关的控制端通过第二反相器接收时钟信号；
第二比较器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，第二比较器的第一输入端接收第三参考电压，第二比较器的第二输入端耦接第二电容的第一端，第二比较器将第三参考电压和第二电容的第一端上的电压比较，并在其输出端输出时钟信号。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述时钟信号产生模块进一步接收所述第一反馈信号；所述倍频电流产生电路的第二输入端不再接收第二参考电压，而是接收第一反馈信号；当倍频使能信号在有效逻辑状态时，倍频电流产生电路将第一反馈信号转换为倍频电流信号。
10.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述时钟信号产生模块进一步接收所述第一反馈信号；所述倍频电流产生电路还包括第三输入端，所述倍频电流产生电路的第三输入端接收第一反馈信号；当倍频使能信号在有效逻辑状态时，如果第一反馈信号大于等于第二参考电压，倍频电流产生电路将第二参考电压转换为倍频电流信号；当倍频使能信号在有效逻辑状态时，如果第一反馈信号小于第二参考电压，倍频电流产生电路将第一反馈信号转换为倍频电流信号。
11.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述第一反馈信号包括表征输出电压信号与预设参考电压之间误差的误差信号，所述关断控制模块包括比较器，所述比较器接收电流采样信号和误差信号，并将所述电流采样信号和所述误差信号比较输出所述关断控制信号。
12.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述参考时间大于等于h×K倍的最小导通时间，其中，h大于等于0.8。
13.一种开关电源系统，其特征在于，包括：
功率开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中功率开关管的第二端耦接至原边参考地；
变压器，具有原边绕组和副边绕组，其中，原边绕组耦接在开关电源系统的输入端和功率开关管的第一端之间，副边绕组耦接在开关电源系统的输出端和副边参考地之间；
电压反馈电路，采样开关电源系统的输出电压以产生代表输出电压的第一反馈信号；
如权利要求1～12任一项所述的控制电路，用于产生控制信号以控制功率开关管的导通和关断时间。
14.一种开关电源系统的控制方法，所述开关电源系统包括变压器和功率开关管，所述功率开关管耦接在变压器原边绕组和参考地之间，其特征在于，所述控制方法包括：
产生最小时间控制信号，所述最小时间控制信号用于设置功率开关管导通时具有最小导通时间；
将功率开关管的导通时间和参考时间比较，输出倍频使能信号；
当功率开关管的导通时间大于参考时间，根据倍频使能信号产生具有第一频率的时钟信号；
当功率开关管的导通时间小于等于参考时间，根据倍频使能信号产生具有第二频率的时钟信号，其中，所述第二频率等于所述第一频率的K倍，K大于1。
CN202410670114.0A 2024-05-28 2024-05-28 开关电源系统及其控制电路和方法 Active CN118249625B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410670114.0A CN118249625B (zh) 2024-05-28 2024-05-28 开关电源系统及其控制电路和方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410670114.0A CN118249625B (zh) 2024-05-28 2024-05-28 开关电源系统及其控制电路和方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN118249625A CN118249625A (zh) 2024-06-25
CN118249625B true CN118249625B (zh) 2024-08-06

Family

ID=91552895

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202410670114.0A Active CN118249625B (zh) 2024-05-28 2024-05-28 开关电源系统及其控制电路和方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN118249625B (zh)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110957909A (zh) * 2019-10-08 2020-04-03 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电源控制电路及控制方法
CN113726132A (zh) * 2020-05-22 2021-11-30 万国半导体国际有限合伙公司 一种控制导通时间变化的反激式转换器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104467389B (zh) * 2014-12-30 2017-10-17 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制器和控制方法
CN112994453A (zh) * 2019-12-18 2021-06-18 力智电子股份有限公司 电源转换器的时间信号产生电路及其控制方法
CN115549469A (zh) * 2021-06-30 2022-12-30 圣邦微电子（北京）股份有限公司 开关变换器及其控制电路
CN114759906A (zh) * 2022-05-19 2022-07-15 厦门澎湃微电子有限公司 一种精度可调二倍频电路结构
CN116032102B (zh) * 2023-03-29 2023-05-26 晶艺半导体有限公司 电源系统的控制电路和控制方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110957909A (zh) * 2019-10-08 2020-04-03 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关电源控制电路及控制方法
CN113726132A (zh) * 2020-05-22 2021-11-30 万国半导体国际有限合伙公司 一种控制导通时间变化的反激式转换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN118249625A (zh) 2024-06-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7773392B2 (en) Isolated switching power supply apparatus
CN101107772B (zh) 同步整流开关调节器、其控制电路，及控制其操作的方法
KR20180020919A (ko) 공진형 변환기들을 위해 펄스 폭 변조（ｐｗｍ）를 이용한 단락 보호
US7224590B2 (en) Forward converter with synchronous rectifier and reverse current control
US8427850B2 (en) Switching power supply device with a switching control circuit
KR101569903B1 (ko) 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 컨버터
CN111106739B (zh) 多相位电源降压系统
CN107959421B (zh) Buck-boost型直流转换器及其控制方法
KR102116705B1 (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
CN113196640A (zh) 用于功率转换器中的变压器的次级侧的硬开关检测的次级绕组感测
KR20090084292A (ko) 공진형 컨버터
JP2011200094A (ja) 直列共振コンバータ
CN211656009U (zh) 开关电源的控制装置、芯片及开关电源
JP2013021831A (ja) 力率改善回路
CN116032102B (zh) 电源系统的控制电路和控制方法
JP6053235B2 (ja) 電源装置
US20060013020A1 (en) Dc converter
CN111953209B (zh) 开关型变换器及其控制电路和控制方法
JP6714519B2 (ja) スイッチング電源装置
CN117277748A (zh) 用于反激式开关电源导通波谷选取切换锁定的控制装置
CN118249625B (zh) 开关电源系统及其控制电路和方法
JP2020108246A (ja) 制御回路、および、ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
WO2019113588A1 (en) Buck-boost power converter controller
JP4352299B2 (ja) 電力変換装置における偏磁低減回路
EP4005079B1 (en) A prestart control circuit for a switching power converter comprising a synchronous rectifier switch on the secondary side of an energy storage section

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant