CN118214309B - 一种单级式隔离型可升降压单相逆变器及其控制方法 - Google Patents

一种单级式隔离型可升降压单相逆变器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种单级式隔离型可升降压单相逆变器及其控制方法包括电源，电源通过原边全桥电路电连接储能电感，储能电感电连接高频变压器的原边线圈；高频变压器的副边线圈电连接四开关电路，四开关电路电连接储能电容和输出低通滤波电路，输出低通滤波电路电连接负载。本发明具有输出范围宽，共模干扰小，输入与输出隔离，安全性高的特点。该拓扑输入可直接接入电池，因其拥有可升降压的特点，升降压比可通过变压器匝比以及调制信号共同调节，适用电池电压范围较宽的场景，且该拓扑为单级式变换，相比较于传统多级式变换器其在体积、成本、控制难度上有明显的优势，在电池输出电压剧烈变化时可实现稳定交流输出。

Description

一种单级式隔离型可升降压单相逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电学领域，特别是涉及一种单级式隔离型可升降压单相逆变器及其控制方法。
背景技术
由于不同电池的输出电压随电量变化区别较大，输出电压的波动对变换器的稳定输出能力提出挑战，传统两级式变换器拓扑如图2所示，通常是先将电池输出进行DC/DC升压并稳压，然后再进行DC/AC变换进行输出，由于DC/AC变换只能降压且无法实现100％的降压比，所以DC/DC升压输出电压需要高于要求的交流输出最大值，安全性以及稳定性难以保障，且对器件要求较高，成本自然无法很低，并且因为存在两级的变换过程，效率相对单级变换没有优势。
传统非隔离式拓扑升压倍数一般在10以下，整体输出范围较窄，导致电池不同电压的普适性不强，如遇到电池输出电压偏低，DC/DC变换阶段无法将电压转换至合适的电压的情况将无法正常工作。且非隔离拓扑共模干扰较大容易导致EMI问题，对设备运行稳定性有影响。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提出了一种单级式隔离型可升降压单相逆变器及其控制方法。
本发明的目的通过以下技术方案实现：
一种单级式隔离型可升降压单相逆变器，电源Uin通过原边全桥电路电连接储能电感Lm，储能电感Lm电连接高频变压器T0的原边线圈；高频变压器T0的副边线圈电连接四开关电路，四开关电路电连接储能电容C1和输出低通滤波电路，输出低通滤波电路电连接负载RL。
进一步的改进，所述四开关电路包括第五开关器件S5和第六开关器件S6，第五开关器件S5的漏极电连接高频变压器T0的副边线圈的一端和第七开关器件S7的漏极；第六开关器件S6的漏极电连接高频变压器T0的副边线圈的另一端和第八开关器件S8的漏极；第七开关器件S7的源极电连接储能电容C1的一端和输出低通滤波电路的一端；第八开关器件S8的源极电连接储能电容C1的另一端和输出低通滤波电路的另一端。
进一步的改进，所述输出低通滤波电路包括输出滤波电感LO和输出滤波电容CO；输出滤波电感LO一端电连接第七开关器件S7的源极和储能电容C1的一端，另一端电连接输出滤波电容CO的一端和负载RL的一端；输出滤波电容CO的另一端电连接第八开关器件S8的源极、储能电容C1的另一端和负载RL的另一端。
进一步的改进，所述原边全桥电路包括电容Cin，电容Cin一端电连接电源Uin正极和第一开关器件S1的漏极和第二开关器件S2的漏极，另一端电连接第三开关器件S3的源极和第四开关器件S4的源极；第一开关器件S1的源极电连接第三开关器件S3的漏极和储能电感Lm的一端，储能电感Lm的另一端电连接高频变压器T0的原边线圈的一端，高频变压器T0的原边线圈的另一端电连接第二开关器件S2的源极和第四开关器件S4的漏极。
进一步的改进，所述第一开关器件S1、第二开关器件S2、第三开关器件S3、第四开关器件S4、第五开关器件S5、第六开关器件S6、第七开关器件S7和第八开关器件S8均为全控型双向导通器件。
一种上述的单级式隔离型可升降压单相逆变器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
储能电感Lm工作在CCM模式下，在一个调制波周期内，共有状态1、状态2和状态3三种工作状态，在输出电压为正时状态1和状态3交错运行，在输出电压为负时状态2和状态3交错运行；八个开关器件的工作频率均为fS，开关周期均为TS，第五开关器件S5和第六开关器件S6开关信号相同、第七开关器件S7和第八开关器件S8的开关信号相同，原边全桥电路的每个半桥的上、下管驱动信号相反；
状态1时，第一开关器件S1、第四开关器件S4、第五开关器件S5和第六开关器件S6导通，第二开关器件S2、第三开关器件S3、第七开关器件S7和第八开关器件S8截止，第五开关器件S5和第六开关器件S6导通将高频变压器T0的副边线圈短路，使得高频变压器T0原边线圈只剩漏感，电源Uin通过第一开关器件S1和第四开关器件S4给储能电感Lm充电，此时储能电容C1为输出低通滤波电路和负载RL供电；
状态2时，第二开关器件S2、第三开关器件S3、第五开关器件S5和第六开关器件S6导通，第一开关器件S1、第四开关器件S4、第七开关器件S7和第八开关器件S8截止，电源Uin通过第二开关器件S2和第三开关器件S3给储能电感Lm充电，储能电容C1为输出低通滤波电路和负载RL供电；
状态3时，第三开关器件S3、第四开关器件S4、第七开关器件S7和第八开关器件S8导通，第一开关器件S1、第二开关器件S2、第五开关器件S5和第六开关器件S6截止，储能电感Lm与高频变压器T0的原边线圈并联，若上个状态为状态1，则高频变压器T0的原边线圈承担正向电压，储能电感Lm中存储的能量传输到高频变压器T0的副边线圈，通过第七开关器件S7和第八开关器件S8为储能电容C1充电，通过滤波网络后负载RL呈现正向压降；若上个状态为状态2，则高频变压器T0的原边线圈承担反向电压，储能电感Lm中的能量传输到高频变压器T0的副边线圈后使储能电容C1呈现反向压降；当开关器件的占空比以增益线性化后的正弦波规律变化时，输出电压即为正弦波。
本发明的有益效果在于：
本发明具有输出范围宽，共模干扰小，输入与输出隔离，安全性高的特点。该拓扑输入可直接接入电池，因其拥有可升降压的特点，升降压比可通过变压器匝比以及调制信号共同调节，适用电池电压范围较宽，且该拓扑为单级式变换，相比较于传统多级式变换器其在体积、成本、控制难度上有明显的优势，在电池输出电压剧烈变化时可实现稳定交流输出。
附图说明
利用附图对本发明做进一步说明，但附图中的内容不构成对本发明的任何限制。
图1为本发明所提出的一种单级式隔离型可升降压单相逆变器拓扑结构图；
图2为传统两级式单相逆变器结构图；
图3为本发明提出的单级式隔离型可升降压单相逆变器的调制策略示意图；
图4a为本发明在状态1的工作模态示意图；
图4b为本发明在状态2的工作模态示意图；
图4c为本发明在状态3的工作模态示意图；
图5为本发明所提出的单级式隔离型可升降压单相逆变器输出增益随占空比变化的示意图；
图6为所提出的逆变器在输入电压在剧烈变化时输出稳定的波形图。
具体实施方式
为了使发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实例，对本发明进行进一步的详细说明。
实施例1
如图1所示，本发明提出一种单级式隔离型可升降压单相逆变器，包含原边全桥驱动的储能电感及变压器，副边变压器输出、四开关电路及输出低通滤波电路。单级式隔离型可升降压单相逆变器用于将电池输出的直流电转换为交流信号，可用于驱动电声换能器或者并入电网。由于变换过程有变压器参与，输出电压可通过匝比调节，可适用于更宽范围输出电压的电池，无需额外一级DC/DC变换器。
如图1，本发明实例中的单级式隔离型可升降压单相逆变器，由开关器件S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8(本发明中所使用的所有开关器件均为全控型双向导通器件，不只限于图中所示MOSFET)，储能电感Lm，高频变压器T0，储能电容C1，输出滤波电感LO，输出滤波电容CO。本发明输入端可直接与电池相连。S1、S2、S3、S4构成全桥电路，储能电感Lm与高频变压器TO原边串联后接入全桥两桥臂之间。反向串联的开关管S5、S6源极相连，漏极接于变压器副边两端用于短路高频变压器(两漏极相连，两源极接于变压器两端亦可)。S7和S8的漏极分别与变压器副边两侧相连，S7和S8的两源极分别接C1储能电容两端。储能电容两端接由LO和CO组成的输出低通滤波电路，输出端连接负载RO。
本实施例中所展示的单级式隔离型可升降压单相逆变器拓扑的控制方法由以下步骤构成：
单级式隔离型可升降压单相逆变器输出电压UO为正弦波时的调制策略如图3所示，储能电感Lm工作在CCM模式下，在一个调制波周期内，共有三种工作状态，在输出电压为正时状态1和状态3交错运行，在输出电压为负时状态2和状态3交错运行。定义8个管子的工作频率为fS，开关周期为TS。S5与S6开关信号相同、S7与S8的开关信号相同。S1至S4组成的两个半桥每个半桥的上下管驱动信号相反。定义上管导通时间为DTS(占空比D大于0小于1)，则工作状态1为S1导通DTS，工作状态2为S3导通DTS，工作状态3为两半桥下管导通。
状态1：如图4a所示，开关管S1、S4、S5、S6导通，S2、S3、S7、S8截止。S5、S6将变压器副边短路，变压器原边只剩漏感，假设变压器为理想变压器。输入电源通过S1、S4给Lm充电，储能电感电流逐渐上升开始储能，占空比D越高，Lm中储存的能量与越多。此时输出侧储能电容C1为输出滤波网络以及负载供电，同时因为S7、S8为截止状态，储能电容C1的能量不会倒灌到被短路的变压器副边。
状态2：如图4b所示，开关管S2、S3、S5、S6导通，S1、S4、S7、S8截止，工作状态与状态1相似。储能电感Lm工作电流与状态1相反。
状态3：如图4c所示，开关管S3、S4、S7、S8导通，S1、S2、S5、S6截止。储能电感Lm并联在了变压器原边，如果上个状态为状态1，变压器原边承担正向电压。Lm中存储的能量传输到变压器副边，通过S7、S8为储能电容C1充电，通过滤波网络后负载呈现正向压降。如果上个状态为状态2，那么变压器承担反向电压，Lm中的能量传输到副边后使储能电容呈现反向压降。前一个状态中电感Lm储存的能量越多，负载两端的压降越大，当占空比以增益线性化后的正弦波规律变化时，输出电压即为正弦波。
根据以上所述调制策略，在状态1和的DTs区间励磁电感开始储能，对其两端有式(1)(Lm*为对应Lm的感值)：
其中，i0为谐振电感上的电流，di0为i0的微分，t为时间，dt为t的微分，Uin为输入电压；
设变压器匝比为K在状态3区间，储能电感及变压器两端有式(2):
其中，U1表示储能电感两端电压。
设备稳定运行时，励磁电感由伏秒平衡和小纹波近似有式(3):
对滤波电感LO也有(4)
UO＝U1 (4)
UO表示输出电压；
联立(1)、(2)、(3)、(4)可得:
G表示逆变器增益。
由式(5)可知，逆变器增益受占空比D与变压器匝比K影响，在匝比为1不且不变的情况下的情况下，增益随占空比D变化的曲线如图5所示，当占空比小于0.5时为降压区间，大于0.5时为升压区间。
本发明提供关于一种单级式隔离型可升降压单相逆变器器件参数的计算方法，包括储能电感Lm，储能电容C1，输出滤波网络中的LO和CO。设ΔILm为储能电感的纹波电流；ΔImax为电感上允许的最大纹波电流；ΔUC1为储能电容C1上的纹波电压；ΔUmax为允许其出现的最大纹波电压；负载RO的电流为IO，Iomax为最大负载电流，LK为变压器漏感；Uinmax为最大输入电压，Uomax为最大输出电压。
在状态2以及状态3下有(C1 *为储能电容C1的容值))：
C1 *ΔUC1＝DTSIO (7)
其中，Lsum表示储能电感和变压器漏感的和。
联立式(4)、(5)、(6)、(7)得
根据公式(8)、(9)，可得出储能电感和储能电容的取值
为尽可能减小C1上开关频谐波对输出质量的影响，低通滤波器的截止频率f应满足式(12)，其中fout为输出频率。
有滤波电感、滤波电容构成的低通滤波器针对电压的增益公式为：
低通滤波器谐振点频率为：
电路的品质因数为：
联立公式(12)至公式(15)设定电压衰减-3分贝时为将开关次分量滤除。
为简化计算，设A为：
ω为低通滤波器谐振点频率
得出以下LO及CO的取值范围：
如图6所示，本发明对所提出的拓扑以及控制方法进行了仿真，模拟了在输入电池电压下降时稳定输出的过程，结果表明本发明提出的单级式隔离型可升降压单相逆变器具有升降压能力，输入电压在电池输出电压剧烈变化时可实现稳定交流输出。
最后应当说明的是，以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而非对本发明保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明作了详细说明，本领域的普通技术人员应当了解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和范围。

Claims (2)

1.一种单级式隔离型可升降压单相逆变器，其特征在于，电源（U in ）通过原边全桥电路电连接储能电感（L m ），储能电感（L m ）电连接高频变压器（T 0 ）的原边线圈；高频变压器（T 0 ）的副边线圈电连接四开关电路，四开关电路电连接储能电容（C 1 ）和输出低通滤波电路，输出低通滤波电路电连接负载（R L ）；所述四开关电路包括第五开关器件（S 5 ）和第六开关器件（S 6 ），第五开关器件（S 5 ）的漏极电连接高频变压器（T 0 ）的副边线圈的一端和第七开关器件（S 7 ）的漏极；第六开关器件（S 6 ）的漏极电连接高频变压器（T 0 ）的副边线圈的另一端和第八开关器件（S 8 ）的漏极；第七开关器件（S 7 ）的源极电连接储能电容（C 1 ）的一端和输出低通滤波电路的一端；第八开关器件（S 8 ）的源极电连接储能电容（C 1 ）的另一端和输出低通滤波电路的另一端；所述输出低通滤波电路包括输出滤波电感（L O ）和输出滤波电容（C O ）；输出滤波电感（L O ）一端电连接第七开关器件（S 7 ）的源极和储能电容（C 1 ）的一端，另一端电连接输出滤波电容（C O ）的一端和负载（R L ）的一端；输出滤波电容（C O ）的另一端电连接第八开关器件（S 8 ）的源极、储能电容（C 1 ）的另一端和负载（R L ）的另一端；所述原边全桥电路包括电容（C in ），电容（C in ）一端电连接电源（U in ）正极和第一开关器件（S 1 ）的漏极和第二开关器件（S 2 ）的漏极，另一端电连接第三开关器件（S 3 ）的源极和第四开关器件（S 4 ）的源极；第一开关器件（S 1 ）的源极电连接第三开关器件（S 3 ）的漏极和储能电感（L m ）的一端，储能电感（L m ）的另一端电连接高频变压器（T 0 ）的原边线圈的一端，高频变压器（T 0 ）的原边线圈的另一端电连接第二开关器件（S 2 ）的源极和第四开关器件（S 4 ）的漏极；所述第一开关器件（S 1 ）、第二开关器件（S 2 ）、第三开关器件（S 3 ）、第四开关器件（S 4 ）、第五开关器件（S 5 ）、第六开关器件（S 6 ）、第七开关器件（S 7 ）和第八开关器件（S 8 ）均为全控型双向导通器件。
2.一种权利要求1所述的单级式隔离型可升降压单相逆变器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
储能电感（L m ）工作在CCM模式下，在一个调制波周期内，共有状态1、状态2和状态3三种工作状态，在输出电压为正时状态1和状态3交错运行，在输出电压为负时状态2和状态3交错运行；八个开关器件的工作频率均为f S，开关周期均为T S，第五开关器件（S 5 ）和第六开关器件（S 6 ）开关信号相同、第七开关器件（S 7 ）和第八开关器件（S 8 ）的开关信号相同，原边全桥电路的每个半桥的上、下管驱动信号相反；
状态1时，第一开关器件（S 1 ）、第四开关器件（S 4 ）、第五开关器件（S 5 ）和第六开关器件（S 6 ）导通，第二开关器件（S 2 ）、第三开关器件（S 3 ）、第七开关器件（S 7 ）和第八开关器件（S 8 ）截止，第五开关器件（S 5 ）和第六开关器件（S 6 ）导通将高频变压器（T 0 ）的副边线圈短路，使得高频变压器（T 0 ）原边线圈只剩漏感，电源（U in ）通过第一开关器件（S 1 ）和第四开关器件（S 4 ）给储能电感（L m ）充电，此时储能电容（C 1 ）为输出低通滤波电路和负载（R L ）供电；
状态2时，第二开关器件（S 2 ）、第三开关器件（S 3 ）、第五开关器件（S 5 ）和第六开关器件（S 6 ）导通，第一开关器件（S 1 ）、第四开关器件（S 4 ）、第七开关器件（S 7 ）和第八开关器件（S 8 ）截止，电源（U in ）通过第二开关器件（S 2 ）和第三开关器件（S 3 ）给储能电感（L m ）充电，储能电容（C 1 ）为输出低通滤波电路和负载（R L ）供电；
状态3时，第三开关器件（S 3 ）、第四开关器件（S 4 ）、第七开关器件（S 7 ）和第八开关器件（S 8 ）导通，第一开关器件（S 1 ）、第二开关器件（S 2 ）、第五开关器件（S 5 ）和第六开关器件（S 6 ）截止，储能电感（L m ）与高频变压器（T 0 ）的原边线圈并联，若上个状态为状态1，则高频变压器（T 0 ）的原边线圈承担正向电压，储能电感（L m ）中存储的能量传输到高频变压器（T 0 ）的副边线圈，通过第七开关器件（S 7 ）和第八开关器件（S 8 ）为储能电容（C1）充电，通过滤波网络后负载（R L ）呈现正向压降；若上个状态为状态2，则高频变压器（T 0 ）的原边线圈承担反向电压，储能电感（L m ）中的能量传输到高频变压器（T 0 ）的副边线圈后使储能电容（C 1 ）呈现反向压降；当开关器件的占空比以增益线性化后的正弦波规律变化时，输出电压即为正弦波。
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