CN1178441C - 解调器 - Google Patents

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Abstract

提供一种具有改善的TMCC信号解码可靠性的解调器，其在接收分层传输方式的数字广播的数字广播接收机中使用。伪-码型发生器(8)生成固定伪-数据，该伪-数据相对于继TMCC信号之后的主信号没有错误，并保持卷积关系，通过选择器6(B)和选择器(6)在TMCC信号和继TMCC信号之后的主信号之间插入所产生的伪-数据，从而进行维特比解码。

Description

解调器
技术领域
本发明涉及数字卫星广播接收机所使用的解调器，所述数字卫星广播接收机用于接收被多种不同的调制方式所调制的被调制波经过时分复用进行传输的、采用分层传输方式的广播。
背景技术
在数字卫星广播中，采用分层传输方式，其中在每个间隔中组合多个具有不同所需C/N值的传输方式，例如，8PSK，QPSK和BPSK，并且，逐帧反复传输。
接收这种分级传输方式调制的数字调制波的数字卫星广播接收机通过从解调的基带信号中捕获帧同步信号，并且根据捕获到的帧同步信号的定时，判断为解调传输的信号所必需的有关主信号传输的最基本信息，例如，调制方式，作为传输复用控制信号代表纠错方式的TMCC信号(传输和复用结构控制)的位置和猝发信号的位置，能够进行解调。
经过连续卷积编码的TMCC信号被预先判定为BPSK，其卷积编码的编码率为r＝1/2。但是，由于在TMCC信号被解码之前，不知道TS数据(以下称为主信号或简称为TS信号)的调制方式和编码方式(卷积编码的编码率)，通过仅对TMCC信号进行维特比解码处理并通过由TMCC解码器对其进行解码，然后读出调制波的复用结构以及跟在TMCC信号后面的TS数据的调制方式和编码方式之后，才能进行包括TMCC信号和TS数据在内的整个帧上的维特比网格解码。
这种现有技术的解调器被配置成如图4所示。在图4中，解调电路1接收输入的中频信号并输出基带信号，比如I(6)和Q(6)，所述中频信号是将接收的数字调制波的频率转换成预定的中间频率而得到的，所述基带信号I(6)和Q(6)的量化比特为6比特(以下，省去比特数将它们表示为I和Q。另外，其它信号也同样省去比特数来表示)。
输出的基带信号I和Q被输入到用于获得帧同步信号的同步捕获电路2，并且在它确认在每个恒定的帧间隔内反复接收到在同步捕获电路2中所捕获的帧同步信号时，判定各帧是同步的，使得在每个帧周期输出帧脉冲。
帧脉冲被输入到定时发生电路3用于生成后级电路必需的定时信号和控制信号，由定时发生电路送出TMCC使能信号(以下称为TMCCENA)、VALID信号、3比特率(rate)信号和选择信号(以下还简称为S信号)。
TMCC使能信号是一个选通信号，在经纠错后的TMCC信号从维特比解码器4输出期间为高电平，并且在TMCC使能信号保持在高电平期间，TMCC解码器5的输入门打开，使得维特比解码的TMCC信号被输入到TMCC解码器5。
VALID信号是仅在猝发码元信号(也简称为BS信号)区间变为低电平的信号，所述猝发码元信号是为了易于载波再现，以203码元的TS数据对4码元的比率插入后进行传送的，在VALID信号被保持在低电平期间，维特比网格解码器4的输入门被关闭，并且去掉了猝发脉冲。
S信号是仅在被TMCC信号期间变为高电平的信号。RATE信号是基于调制方式和编码率被分配的信号。
另外，TMCC解码器5对TMCC信号执行预定的解码，向定时发生电路3返回TMCC信号，所述TMCC信号是复用结构、TS数据的调制方式和编码方式等的信息。定时发生电路3能够基于该TMCC信号生成RATE信号。
另一方面，基带信号I和Q还被提供到选择器6。用S信号对基带信号I、Q和Ia、Qa进行选择，输出到选择器6，所述Ia、Qa是把I信号作为输入并由用于串行/并行变换的S/P变换器7对其进行并行变换后的基带信号。以选择器6的输出作为基带信号Ib和Qb进行处理。
基带信号Ib和Qb被输入到维特比网格解码器4，在维特比网格解码器4接收作为基带信号Ib和Qb的调制类型和编码方式的识别信号的RATE信号，并进行与其相应的解码。解码后的数据从TMCC信号的开头以字节为单元进行串行/并行变换，逐字节地输出到TMCC解码器5和后续电路。
下面将参照图5和图6说明选择器6的选择信号S信号和控制维特比网格解码器4的解码操作的RATE信号。
如图5所示，S信号是在基带信号I和Q为BPSK，r＝1/2的部分为高电平的信号。因此，在TMCC信号区间总是高电平。BPSK、r＝1/2的信号总是经受串行/并行变换的原因是：在发送方的卷积编码器中，在对于1-比特的输入并行地输出2-比特的C0和C1中，在BPSK，r＝1/2的情况下，以C0为开头进行并行/串行变换，映射倒I轴上再输出，为此接收方必须进行与之相反的操作进行解码。
另一方面，RATE信号控制维特比解码器4的解码操作。图5示出了调制方式和编码方式(解码方式)。RATE＝000代表BPSK，r＝1/2。另外，RATE＝001代表QPSK，r＝1/2。
但是，在经过上述的串行/并行变换后，BPSK，r＝1/2能够作为QPSK，r＝1/2来对待进行维特比解码，但是，有一点不同是，与QPSK，r＝1/2相比，经过串行/并行变换的速率是一半。另外，RATE＝010到101的调制方式是QPSK，但是根据穿孔(puncture)编码而编码率不同。在这种情况下，在维特比解码器内进行对应于RATE，即，编码率的去穿孔解码。另外，RATE＝110意味着TC(TC代表网格编码)8PSK，r＝2/3，并且执行网格解码。
图6描述了在图4所示的现有技术中的各个信号的一帧。图6(A)示出了帧脉冲，其在经过帧同步固定后的每个帧周期从同步捕获电路2输出。图6(B)示出了解码后的基带信号I和Q，作为一例，示出了在TMCC信号后，复用的TC8PSK的主信号和QPSK，r＝1/2主信号的结构。
图6(C)示出了S信号，其在BPSK，r＝1/2的部分变为高电平。在本例中，在仅以BPSK，r＝1/2传输的TMCC区间，变为高电平。图6(D)示出了RATE信号，对于TMCC信号区间为000，对于TC8PSK，r＝1/2的主信号区间为110，对于QPSK，r＝1/2的主信号区间为001。
但是，跟在TMCC信号后的主信号的调制方式和编码方式在TMCC信号被解码之后才能被识别和控制。因此，在解码TMCC信号之前，必须仅对于TMCC信号区间执行维特比解码。
另外，图6(E)、6(F)和6(G)分别是在解调TMCC信号之前被解调的基带信号I和Q，S信号和RATE信号的时序图。在RATE信号为对应于在TMCC信号区间的S信号为高电平，RATE信号为000，在其它部分不详。
对TMCC信号和伴随该不详区间的数据流进行维特比解码，带来以下问题。图7示出了维特比解码的概念。图7(A)示出了TMCC信号的96码元(在串行/并行变换后，192码元TMCC信号将等于96码元的QPSK码元)累积在传递(PASS)存储器中，并输入随后的TC8PSK的主信号数据。当前的96码元占有传递存储器的大部分长度，因此，如图7(B)所示，当输入主信号后，TMCC信号被解码输出。
但是，在主信号的调制和编码方式不详的情况下，输入的数据等于噪声，因此，如图7(C)和7(D)所示，噪声成分逐渐累积在用于纠错的传递存储器的数据后，进行编码，使输出(out-pushed)的TMCC信号数据变得不可靠。另外，问题不仅仅发生在TMCC信号解码之前，还发生在当TC8PSK被作为主信号接收时，接收C/N降低了，低于能够对TC8PSK进行有效纠错的C/N值，TC8PSK数据等于噪声，因此存在对TMCC信号进行解码的可靠性降低的问题。
本发明的目的在于，提供一种解调器，其改善了对TMCC信号解码的可靠性。
发明综述
本发明的解调器是接收采用分层传输方式的数字广播的数字广播接收机中的解调器，其特征在于，包括：伪-数据插入装置，用于在TMCC信号和跟在TMCC信号之后的主信号之间插入没有任何错误的并保持卷积关系的固定的伪-数据。
根据本发明的解调器，将没有错误的固定数据插入在TMCC信号和跟在TMCC信号后的主信号之间，并进行维特比解码，使得即使在主信号数据不确定并且在低C/N状态下具有类似噪声的情况下，TMCC信号将变得能够确实纠错，而且，比在解码连续的BPSK，r＝1/2的情况下，能够改善在维特比解码之后的错误率，且提高可靠性。
附图的简要说明
图1是显示本发明的实施例的解调器结构的方框图；
图2是在本发明的一个实施例的解调器中TMCC信号的格式变换的示意图；
图3是用于说明本发明的一个实施例的解调器的操作的定时图；
图4是显示常规解调器的结构的方框图；
图5是解调器中的控制信号的真值表；
图6是用于说明现有技术中的解调器的操作的定时图；
图7是维特比解码的技术概念的示意图。
本发明的实施方案
下面啊通过一个实施例对本发明的解调器进行说明。
图1是一个显示本发明一个实施例的解调器结构的方框图。
如图1所示，除了如图4所示的现有技术中的解调器外，本发明的一个实施例的解调器还包括：伪-码型发生器8，用于生成伪-码型的伪-数据IP、QP，上述伪-码型是预先经过QPSK变换并保持卷积关系的相关固定数据；以及FIFO电路9，其是用于存储在S/P变换器7中经过串行/并行变换(QPSK变换)，其速率变为传送码元率的一半的96码元的TMCC信号，然后以双倍传输码元速率读出TMCC信号的存储器。在图1中，以IA和QA表示从S/P变换器输出的数据。
本发明一个实施例的解调器还包括：选择器6B，用于复用伪-码型发生器8的输出IP和QP和FIFO电路9的输出IB和QB；选择器6A，用于对于经过BPSK调制的主信号部分输出S/P变换器7的输出作为基带信号IC和QC，并对于通过其它调制方式调制的数据部分输出基带信号I和Q作为基带信号IC和QC；以及延时电路11，用于将基带信号IC和QC延迟预定的时间，使选择器6B输出和选择器6A输出在选择器6的输入端的输入定时相匹配。
另外，可以用定时发生电路3A代替定时发生电路3。除了输出与定时发生电路3的输出相同外，定时发生电路3A还提供用于选择器6A的选择信号SA，选择器6B的选择信号SB，用于写入FIFO电路9的选通信号FIFO-I和用于从FIFO电路9读出的选通信号FIFO-O分别作为另外的控制信号。
在描述本发明的一个实施例的解调器的操作之前，首先参照图2描述TMCC信号的格式变换。
图2(A)示出了TMCC信号区间的码元流。跟在为了便于捕获载波再现而插入的4-码元猝发信号(BS信号)之后，，发送方用卷积器编码卷积代码1B95h(以下字母h代表十六进制)，并经过BPSK映射，传送所生成的由斜线表示的32码元的数据流。在该数据流中，前面的12码元根据其前面的TS数据的内容而不同，但是后面的20码元变成一个固定的信号ECD28h，该信号可用于帧同步。
其后面的20码元是用于传输帧同步的同步字，被称为w1。跟在w1后，传输TMCC信号的内容的128码元，然后由卷积编码器卷积A340h或5CBFh，传送经过BPSK映射所生成的一个32码元的数据流(交叉线部分)。在交叉线部分前面的12码元根据TMCC信号而不同，但是交叉线部分后面的20码元信号将成为固定的信号0B677h或F4988h。
这里，0B677是用于标识超帧的引导帧的同步字，被称为w2。F4988是用于标识超帧的第二到第八帧的同步字，被称为w3，w3等于w2的逻辑反转。因此，w2表示用作标识由八帧组成的超帧的引导帧的超帧标识信号。用于标识在超帧中的第二至第八帧传送w3。
本发明的伪-数据插入在w2/w3和随后的TS数据之间。在本实施例中，设伪-数据都全为0。但是，插入预先计算的数据，以便不破坏从w2/w3到固定数据的12码元部分和从固定数据到TS数据的12码元部分的卷积关系。这些数据在此将被称为相关固定数据。
接下来，描述这些相关固定数据的计算方法。这里使用：用于卷积编码的工业标准的约束长度k＝7的，生成多项式171和133(八进制)的编码器，和以C0作为并行/串行变换的开头，对该编码器的输出C0和C2进行并行/串行变换的并行/串行变换器。
例如，对w2/w3后面的相关固定数据，在用于生成w2/w3的基本数据A340Ah或5CBFh的尾部全都添加0数据，进行卷积，并进行并行/串行变换后，继0B677h或F4988h之后，生成000h或268h。
此后的数据都是0。因此，000h或26Bh成为与固定数据相关的前导12码元。对后面的相关固定数据，同样，在足够长的全为0的数据后面，添加用于生成w2/w3的基本数据A340h或5CBFh，然后进行编码、并行/串行变换后，在0B677h或F4988h之前，生成E1Eh或38Ah。这将成为相关固定数据的后部。
因此，如放大显示的图2(B)所示，伪-数据由总共192码元＝[前相关固定数据000h或26Bh(12码元)]+[固定数据0(148码元)]+[后相关固定数据E1Eh或38Ah(12码元)]+[w2或w3(20码元)]构成。伪-数据被插入到TS数据之前。
经过以BPSK，r＝1/2编码和调制后的192码元的TMCC信号在进行串行/并行变换后，将变成上述的QPSK，r＝1/2的96码元的数据流。因此，同样如果伪-码型为BPSK，r＝1/2编码的192码元，经过串行/并行变换，它将等于QPSK，r＝1/2的96码元的数据流。
因此，如果解码不以TMCC信号的正常解码率(通常在串行/并行变换后变为1/2解码率)进行，而是以其双倍速率(传输码元速率时钟)进行解码，在并行变换后的TMCC信号(96码元)+伪-数据(96码元)将能够在预定的时间(用于接收192码元的TMCC信号的时间)内解码。
图2(C)是具有在串行/并行变换后的压缩到一半时间的[TMCC信号]+[伪-数据]。由于伪-数据是不在传输路径上传输的信号，可以说跟在TMCC信号之后的数据的可靠性是最高的。因此，即使在TS数据的调制方式不详或是噪声的情况下，TMCC信号也能被解码，而且，还有一个编码增益变得大于正常的BPSK，r＝1/2的优点。
下面，根据图3中所示的定时图说明如图1所示的本发明的一个实施例的解调器的操作。
图3(A)示出了帧脉冲，如现有技术那样，在确定了帧同步之后在每个帧间隔从同步捕获电路2输出图3(B)所示的解调基带信号I和Q，并且为了对映射到I轴上并进行传输的BPSK信号进行串行/并行变换，基带信号I总是输入到S/P变换器7。
经过S/P变换器7并行变换，变成QPSK码元的96码元的TMCC信号在选通信号FIFO-I为高电平时，被以传输码元速率一半的速率写入FIFO电路9。另外，写入FIFO电路9的96码元的TMCC信号在选通信号FIFO-O为高电平期间被以传输码元速率从FIFO电路9读出，而输出到选择器6B。
由于从FIFO电路读取的速率时向FIFO电路写入的速率的两倍，如果在96-QPSK码元的TMCC信号期间内，从写入约其一半的48码元的时间点开始读出，能使FIFO电路9的规模最小。因此，FIFO电路必需的容量为48码元。
如上所述，由伪-码型发生器8生成96码元的经QPSK处理过的码元的相关固定数据。速率是传输码元速率，伪-码型发生器8从选择信号SB的上升沿开始生成相关固定数据，并在高电平期间继续生成。
当选择信号SB为高电平时，选择器6B同时输出从伪-码型发生器8输出的信号，因此，如图3(F)所示，选择器6B的输出被时间压缩的TMCC信号和伪-码型时分复用。另外，基带信号Ia和Qa和将选择器6A的输出由延时电路11延迟后的基带信号ID和QD被输入到选择器6中，并且在选择信号S为高电平期间，选择并输出Ia和Qa，因此选择器6的输出Ia和Qa如图3(H)所示。
同时，延时电路11的延长占96码元。另外，在选择器6A中，当选择信号SA为高电平时，选择S/P变换器7的输出IA和QA并输出，但是由于选择信号SA仅仅在以BPSK，r＝1/2传输的主信号区间被设定为高电平，因此它在图3的例子中总是低电平，选择基带信号I和Q并输出。
但是，众所周知，维特比解码，由于其纠错方式，其纠错能力较之在被解码的数据之前输入的数据，更大地依赖于(在时间上)在被解码的数据之后输入的等于传送存储器长度的数据的可靠性。因此，希望改善继TMCC信号之后的数据的可靠性，但是，在解码TMCC信号前，在低C/N状态下，由于如上所述，就象噪声一样，会输入完全不可靠的数据。
但是，在本发明一个实施例的解调器中，通过在TMCC信号维特比解码之前，在TMCC信号后插入保持卷积时序关系的伪-数据，并在维特比解码后去掉它们，从而解决了这些问题。
希望相关固定数据长度不小于传输存储器(96码元或以上)。
在本发明的一个实施例的解调器中，伪-数据长度被设定为96码元的QPSK码元，使得的[在插入伪-数据后的TMCC信号期间]+[伪-数据期间]的时间等于接收到的TMCC信号期间(192码元期间)的时间。这是因为是以在到达维特比解码器的输入之前，使用传输码元速率时钟为前提的，但若使用更快的时钟，使伪-数据能够添加到不小于96码元。
而且，不仅紧跟在TMCC信号后面，而且在其前面，可以加入本发明的一个实施例中所述的伪-数据，使得能够进一步略微提高编码增益。
工业实用性
如上所述，根据本发明的解调器，将没有错误的固定数据插入到继TMCC信号之后的主信号中，并且进行维特比解码，可以获得即使在当主信号数据不确定和在低C/N状态下的类似噪声的情况下，TMCC信号将变成可纠错的，并且与在BPSK，r＝1/2解码的情况下相比可以改善在维特比解码后的错误率，提高了可靠性的效果。

Claims (5)

1.一种数字广播接收机中的解调器，所述数字广播接收机用于接收分层传输方式的数字广播，其包括：
伪-数据插入装置，其用于在解调基带信号中包含的TMCC信号前面和/或紧跟TMCC信号后面的位置上插入伪-数据，所述伪-数据至少包括保持卷积时序关系的相关固定数据；
其中所述伪-数据插入装置包括：串行/并行变换器，用于对由解调电路解调的基带信号进行串行/并行变换；伪-数据发生器，用于生成所述伪-数据；以及选择器，选择性地输出从串行/并行变换器输出的并行数据或者从所述伪-数据发生器输出的所述伪-数据，以时分多路传输所述并行数据和所述伪-数据。
2.根据权利要求1所述的解码器，其特征在于，所述解码是维特比解码。
3.据权利要求1所述的解调器，其特征在于，所述伪-数据还包括固定数据和用于帧标识的同步字。
4.据权利要求1所述的解调器，其特征在于，在所述解调器中具有数字存储器，用于以传输速率一半的速率写入串行/并行变换器的输出数据，并且以上述传输速率相同的速率读出存储器中的数据并输出到所述选择器。
5.一种数字广播接收机中的调制方法，所述数字广播接收机用于接收分层传输方式的数字广播，所述方法包括：
在解调基带信号中包含的TMCC信号前面和/或紧跟TMCC信号后面的位置上插入伪-数据的步骤，所述所述伪-数据至少包括保持卷积时序关系的相关固定数据；
其中所述插入步骤包括：对由解调电路解调的基带信号进行串行/并行变换的步骤；生成所述伪-数据的步骤；以及选择性地输出从串行/并行变换器输出的并行数据或者从所述伪-数据发生器输出的所述伪-数据，以时分多路传输所述并行数据和所述伪-数据的步骤。
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