CN117748882A - 反向导通损耗降低电路、半导体装置、开关电源 - Google Patents

反向导通损耗降低电路、半导体装置、开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种反向导通损耗降低电路、半导体装置、开关电源。该反向导通损耗降低电路例如在具有与栅极‑源极间电压对应的反向导通特性的增强模式的开关元件处于反向导通时，将所述开关元件的所述栅极‑源极间电压提高至预定的偏置电压。

Description

反向导通损耗降低电路、半导体装置、开关电源
技术领域
本公开涉及反向导通损耗降低电路、半导体装置以及开关电源。
背景技术
近年来，作为小型且能够进行高频驱动的开关元件，GaN器件等的实用化不断发展。
另外，作为与上述相关的现有技术的一例，能够举出专利文献1(日本特开2022-067768号公报)。
但是，GaN器件等开关元件与Si器件等开关元件相比，存在反向导通损耗较大的缺点。
发明内容
例如，本公开的反向导通损耗降低电路构成为，在具有与栅极-源极间电压对应的反向导通特性的增强模式的开关元件处于反向导通时，将所述开关元件的所述栅极-源极间电压提高至预定的偏置电压。
另外，关于其他的特征、要素、步骤、优点以及特性，通过以下的用于实施发明的方式以及与其相关的附图而变得更加明确。
附图说明
图1是表示开关电源的比较例的图。
图2是表示该比较例的动作波形的图。
图3是表示该比较例的反向导通损耗的图。
图4是表示开关电源的第一实施方式的图。
图5是表示第一实施方式的动作波形的图。
图6是表示第一实施方式的反向导通损耗的图。
图7是表示开关电源的第二实施方式的图。
图8是表示第二实施方式的动作波形的图。
具体实施方式
＜开关电源(比较例)＞
图1是表示开关电源的比较例(与后述的实施方式对比的普通结构)的图。本比较例的开关电源1是使初级电路系统1p(GND1系统)与次级电路系统1s(GND2系统)之间电绝缘，并且根据直流输入电压VIN生成所期望的直流输出电压VOUT的LLC谐振型的绝缘DC/DC转换器。
根据本图所示，开关电源1具备半导体装置10、电压源E1以及E2、输出反馈电路FB、各种分立部件(变压器TR、电容器C1～C3、二极管D1～D3以及电感器Lr)。
另外，在将开关电源1用作AC/DC转换器的情况下，另外设置用于对交流输入电压VAC进行整流和平滑而生成直流输入电压VIN的前级电路(二极管桥或功率因数改善电路等)即可。
半导体装置10是开关电源1的控制主体(所谓的电源控制IC)。半导体装置10具备多个外部端子(本图中为HVCC引脚、VBUS引脚、LVCC引脚、HIN引脚、LIN引脚、GND引脚以及SW引脚)作为用于确立与装置外部的电连接的单元。
变压器TR包括设置在初级电路系统1p中的初级绕组Lp和设置在次级电路系统1s中且与初级绕组Lp磁耦合的次级绕组Ls。
初级绕组Lp的第一端(本图中为卷绕始端)与电感器Lr的第一端连接。电感器Lr的第二端与半导体装置10的SW引脚(开关电压Vsw的施加端)连接。初级绕组Lp的第二端(本图中为卷绕终端)与电容器C2的第一端连接。电容器C2的第二端与半导体装置10的GND引脚和初级电路系统1p的接地端(接地电压GND1的施加端)连接。
另外，变压器TR也可以是泄露变压器或谐振变压器。即，电感器Lr也可以是变压器TR的漏电感。
次级绕组Ls1的第一端(例如卷绕始端)与二极管D2的阳极连接。次级绕组Ls2的第一端(例如卷绕终端)与二极管D3的阳极连接。二极管D2和D3各自的阴极和电容器C3的第一端均与直流输出电压VOUT的施加端连接。次级绕组Ls1的第二端(例如卷绕终端)以及次级绕组Ls2的第二端(例如卷绕始端)和电容器C3的第二端均与次级电路系统1s的接地端(接地电压GND2的施加端)连接。次级绕组Ls1和Ls2可以理解为具有中间抽头的单个次级绕组Ls。
另外，如上述那样连接的变压器TR、电感器Lr、二极管D2和D3、以及电容器C2和C3与内置于半导体装置10的上侧开关元件11H和下侧开关元件11L(详细内容后述)一起形成从直流输入电压VIN生成所期望的直流输出电压VOUT的LLC谐振型的开关输出级。特别是，二极管D2和D3以及电容器C3作为对在次级绕组Ls中产生的感应电压进行整流和平滑而生成直流输出电压VOUT的整流平滑电路发挥功能。
电压源E1的正极端(直流输入电压VIN的施加端)与半导体装置10的VBUS引脚连接。电压源E2的正极端(电源电压Vcc的施加端)以及二极管D1的阳极均与半导体装置10的LVCC引脚连接。电压源E1和E2各自的负极端均与半导体装置10的GND引脚(接地电压GND1的施加端)连接。二极管D1的阴极以及电容器C1的第一端均与半导体装置10的HVCC引脚(升压电压Vbst的施加端)连接。电容器C1的第二端与半导体装置10的SW引脚(开关电压Vsw的施加端)连接。
另外，如上述那样连接的二极管D1和电容器C1作为自举电路发挥功能，该自举电路生成始终比开关电压Vsw高出电容器C1的两端间电压VC(≈Vcc-Vf，其中Vf是二极管D1的正向压降)的升压电压Vbst。即，在Vsw≈0V(GND1)时，Vbst≈VC，在Vsw≈VIN时，Vbst≈VIN+VC。
输出反馈电路FB生成与直流输出电压VOUT对应的反馈信号Sfb并将反馈信号Sfb输出到半导体装置10的HIN引脚以及LIN引脚。另外，输出反馈电路FB的电路结构是任意的。例如，作为输出反馈电路FB，一般是使用分路调节器和光电耦合器的结构或者使用变压器TR的辅助绕组的结构等。
＜半导体装置＞
接着，参照图1对半导体装置10的结构以及动作进行说明。本比较例的半导体装置10具备上侧开关元件11H、下侧开关元件11L、上侧驱动器12H、下侧驱动器12L、上侧驱动逻辑电路13H、下侧驱动逻辑电路13L、逻辑电路14和电平移位器15。
上侧开关元件11H(例如N沟道型)的漏极与VBUS引脚连接。上侧开关元件11H的源极与SW引脚连接。上侧开关元件11H的栅极与上侧栅极信号HG的施加端连接。这样连接的上侧开关元件11H在上侧栅极信号HG为高电平(≈Vbst)时成为接通状态，在上侧栅极信号HG为低电平(≈Vsw)时成为断开状态。
下侧开关元件11L(例如N沟道型)的漏极与SW引脚连接。下侧开关元件11L的源极与GND引脚连接。下侧开关元件11L的栅极与下侧栅极信号LG的施加端连接。这样连接的下侧开关元件11L在下侧栅极信号LG为高电平(≈Vcc)时成为接通状态，在下侧栅极信号LG为低电平(≈GND1)时成为断开状态。
这样，半导体装置10具备在直流输入电压VIN(相当于第一电压)的施加端与接地电压GND1(相当于第二电压)的施加端之间串联连接的上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L作为开关元件。
上侧开关元件11H和下侧开关元件11L也可以分别是具有与上侧栅极-源极间电压VgsH(＝HG-Vsw)和下侧栅极-源极间电压VgsL(＝LG-GND1)对应的反向导通特性的增强模式(常断型)的开关元件。例如，上侧开关元件11H和下侧开关元件11L可以是GaN器件。GaN器件可以是GaN-HEMT(high electron mobility transistor，高电子迁移率晶体管)和MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的组合。
另外，上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L可以分别作为集成元件而内置于半导体装置10，也可以作为分立元件而外部连接于半导体装置10。
上侧驱动器12H生成上侧栅极信号HG。根据本图的所示，上侧驱动器12H包括晶体管P1(例如P沟道型MOSFET)和晶体管N1(例如N沟道型MOSFET)。晶体管P1的源极与HVCC引脚连接。晶体管P1和N1各自的漏极均与上侧栅极信号HG的施加端(上侧开关元件11H的栅极)连接。晶体管N1的源极与SW引脚连接。
因此，上侧栅极信号HG在晶体管P1为接通状态且晶体管N1为断开状态时成为高电平(≈Vbst)。另一方面，上侧栅极信号HG在晶体管P1为断开状态且晶体管N1为接通状态时成为低电平(≈Vsw)。
下侧驱动器12L生成下侧栅极信号LG。根据本图的所示，下侧驱动器12L包括晶体管P2(例如P沟道型MOSFET)和晶体管N2(例如N沟道型MOSFET)。晶体管P2的源极与LVCC引脚连接。晶体管P2和N2各自的漏极均与下侧栅极信号LG的施加端(下侧开关元件11L的栅极)连接。晶体管N2的源极与GND1引脚连接。
因此，下侧栅极信号LG在晶体管P2为接通状态且晶体管N2为断开状态时成为高电平(≈Vcc)。另一方面，下侧栅极信号LG在晶体管P2为断开状态且晶体管N2为接通状态时成为低电平(≈GND1)。
上侧驱动逻辑电路13H根据电平移位后的上侧控制信号HS'进行上侧驱动器12H的驱动控制。例如，当电平移位后的上侧控制信号HS'为高电平时，上侧驱动逻辑电路13H将晶体管P1设为接通状态，将晶体管N1设为断开状态。另一方面，当电平移位后的上侧控制信号HS'为低电平时，上侧驱动逻辑电路13H将晶体管P1设为断开状态，将晶体管N1设为接通状态。
下侧驱动逻辑电路13L根据下侧控制信号LS进行下侧驱动器12L的驱动控制。例如，下侧驱动逻辑电路13L在下侧控制信号LS为高电平时将晶体管P2设为接通状态，将晶体管N2设为断开状态。另一方面，下侧驱动逻辑电路13L在下侧控制信号LS为低电平时将晶体管P2设为断开状态，将晶体管N2设为接通状态。
逻辑电路14根据输入到HIN引脚和LIN引脚的反馈信号Sfb生成上侧控制信号HS和下侧控制信号LS，以便互补地对上侧开关元件11H和下侧开关元件11L进行接通/断开控制。
本说明书中的术语“互补”可以广义地解释为不仅包括上侧开关元件11H和下侧开关元件11L各自的接通/断开状态完全反转的情况，而且还包括上侧开关元件11H和下侧开关元件11L的接通/断开转变定时被延迟的情况(设置有所谓的同时断开期间(死区时间)的情况)。
此外，关于基于逻辑电路14的输出反馈控制，能够应用现有的公知技术(电压模式控制方式、电流模式控制方式或者滞后控制方式等)。
电平移位器15对上侧控制信号HS的信号电平进行移位，生成电平移位后的上侧控制信号HS’。
图2是表示本比较例的动作波形的图。在本图中，从上到下依次分别描绘了上侧栅极-源极间电压VgsH、下侧栅极-源极间电压VgsL、开关电压Vsw、流过上侧开关元件11H的上侧开关电流IHQ、以及流过下侧开关元件11L的下侧开关电流ILQ。
另外，关于上侧开关电流IHQ，将从VBUS引脚朝向SW引脚的方向定义为正(+)，将反方向定义为负(-)。另外，关于下侧开关电流ILQ，将从SW引脚朝向GND1引脚的方向定义为正(+)，将反方向定义为负(-)。
在时刻t12～t13，上侧栅极-源极间电压VgsH被设为高电平(≈VC)，下侧栅极-源极间电压VgsL被设为低电平(≈0)。因此，上侧开关元件11H成为接通状态，下侧开关元件11L成为断开状态。因此，正的上侧开关电流IHQ增大，开关电压Vsw成为高电平(≈VIN)。另外，此时，下侧开关电流ILQ不流动。
在时刻t13，在上侧开关电流IHQ流动的过程中，上侧栅极-源极间电压VgsH下降为低电平(≈0)，上侧开关元件11H被切换为断开状态。此时，初级绕组Lp和电感器Lr保持流过自身的初级电流Ip。
但是，经由上侧开关元件11H的电流路径被切断，正的上侧开关电流IHQ不流动。因此，初级电流Ip作为经由下侧开关元件11L的反向导通电流(负的下侧开关电流ILQ)而流动。此时，开关电压Vsw降低至比接地电压GND1(＝0V)低了下侧源极-漏极间电压VsdL的负电压(＝-VsdL)。
在时刻t14～t15，上侧开关元件11H成为断开状态，下侧开关元件11L成为接通状态。因此，正的下侧开关电流ILQ增大，开关电压Vsw成为低电平(≈GND1)。另外，此时，上侧开关电流IHQ不流动。
在时刻t15，在流过下侧开关电流ILQ的过程中，下侧栅极-源极间电压VgsL下降为低电平(≈0)，下侧开关元件11L被切换为断开状态。此时，初级绕组Lp和电感器Lr保持流过自身的初级电流Ip。
但是，经由下侧开关元件11L的电流路径被切断，正的下侧开关电流ILQ不流动。因此，初级电流Ip作为经由上侧开关元件11H的反向导通电流(负的上侧开关电流IHQ)而流过。此时，开关电压Vsw上升至比直流输入电压VIN高出上侧源极-漏极间电压VsdH的正电压(＝VIN+VsdH)。
＜关于反向导通损耗的考察＞
然而，在上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L均为断开状态的死区时间区间Td，产生上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L各自的反向导通损耗Ploss(＝Vsd×IQ×Td×Fsw×2，其中Vsd＝VsdH＝VsdL，IQ＝IHQ＝ILQ，Fsw为开关频率)。
此外，在上侧开关元件11H和下侧开关元件11L均为MOSFET的情况下，Vsd＝Vf(其中，Vf为MOSFET所附带的体二极管的正向压降)。一般而言，Vsd＝0.7V～1V左右。
另一方面，在上侧开关元件11H和下侧开关元件11L均为GaN器件的情况下，Vsd＝Vth-Vgs+Ron×IQ(其中，Vth和Ron是GaN器件的接通阈值电压和接通电阻)。一般而言，Vsd＝3～4V(Vgs＝0V)左右。
图3是表示比较例的反向导通损耗Ploss的图。如本图所示，作为上侧开关元件11H和下侧开关元件11L，在使用增强型的GaN器件的情况下(本图右侧)，与使用MOSFET的情况(本图左侧)相比，反向导通损耗Ploss增大。
例如，若Vf＝1V、Vth＝1.4V、Vgs＝0V、Ron＝70mΩ、IQ＝5A、Fsw＝300kHz、Td＝100ns，则MOSFET使用时的反向导通损耗Ploss为0.30W，GaN器件使用时的反向导通损耗Ploss为0.53W。
这样，GaN器件与MOSFET相比小型化且能够进行高频驱动，另一方面，死区时间区间Td中的反向导通损耗Ploss增大。另外，死区时间区间Td的反向导通损耗Ploss与开关频率Fsw成比例地增大。因此，在要求GaN器件的高频驱动的应用中，降低死区时间区间Td的反向导通损耗Ploss变得重要。
＜开关电源(第一实施方式)＞
图4是表示开关电源1的第一实施方式的图。本实施方式的开关电源1以之前出现的比较例(图1)为基础，并且对半导体装置10的内部结构施加了变更。若按照本图的所示，则半导体装置10除了上述的构成要素之外，还具备反向导通损耗降低电路16。
此外，在以下的说明中，上侧开关元件11H和下侧开关元件11L分别是具有与上侧栅极-源极间电压VgsH和下侧栅极-源极间电压VgsL对应的反向导通特性的增强型的GaN器件。
反向导通损耗降低电路16具备在上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L各自反向导通时将上侧栅极-源极间电压VgsH以及下侧栅极-源极间电压VgsL分别提高至预定的偏置电压Vx的功能。
若按照本图的所示，则反向导通损耗降低电路16包含上侧预接通驱动器16H和下侧预接通驱动器16L。
上侧预接通驱动器16H以在上侧开关元件11H反向导通时将上侧开关元件11H的上侧栅极-源极间电压VgsH从0V提高到偏置电压Vx的方式进行动作。
例如，上侧预接通驱动器16H也可以以在下侧开关元件11L的接通期间中将上侧开关元件11H的上侧栅极-源极间电压VgsH从0V提高到偏置电压Vx的方式进行动作。
若按照本图的所示，则上侧预接通驱动器16H包含晶体管P3(例如P沟道型MOSFET)、晶体管N3和N4(例如N沟道型MOSFET)、电压源E3、及电流源CS1。
晶体管P3的源极和电流源CS1的第一端均与HVCC引脚连接。晶体管P3的漏极与晶体管N3的漏极连接。晶体管N3的源极与上侧栅极信号HG的施加端(上侧开关元件11H的栅极)连接。晶体管P3的栅极与上侧驱动逻辑电路13H的输出端连接。
晶体管N3的栅极和电流源CS1的第二端均与晶体管N4的漏极连接。晶体管N4的栅极与晶体管N4的漏极连接。晶体管N4的源极与电压源E3的正极端连接。电压源E3的负极端与SW引脚连接。电压源E3以施加于其负极端的开关电压Vsw为基准，在其正极端生成偏置电压Vx。
例如，在晶体管P1和P3均被设为断开状态、晶体管N1被设为接通状态时，施加开关电压Vsw作为上侧栅极信号HG。因此，上侧栅极-源极间电压VgsH(＝HG-Vsw)成为0V。
另一方面，在晶体管P1和N1均被设为断开状态、晶体管P3被设为接通状态时，施加比开关电压Vsw高出偏置电压Vx的电压(＝Vsw+Vx)作为上侧栅极信号HG。因此，施加偏置电压Vx作为上侧栅极-源极间电压VgsH(＝HG-Vsw)。
下侧预接通驱动器16L以在下侧开关元件11L反向导通时将下侧开关元件11L的下侧栅极-源极间电压VgsL从0V提高到偏置电压Vx的方式进行动作。
例如，下侧预接通驱动器16L也可以以在上侧开关元件11H的接通期间中将下侧开关元件11L的下侧栅极-源极间电压VgsL从0V提高到偏置电压Vx的方式进行动作。
若按照本图的所示，则下侧预接通驱动器16L包含晶体管P4(例如P沟道型MOSFET)、晶体管N5和N6(例如N沟道型MOSFET)、电压源E4以及电流源CS2。
晶体管P4的源极和电流源CS2的第一端均与LVCC引脚连接。晶体管P4的漏极与晶体管N5的漏极连接。晶体管N5的源极与下侧栅极信号LG的施加端(下侧开关元件11L的栅极)连接。晶体管P4的栅极与下侧驱动逻辑电路13L的输出端连接。
晶体管N5的栅极和电流源CS2的第二端均与晶体管N6的漏极连接。晶体管N6的栅极与晶体管N6的漏极连接。晶体管N6的源极与电压源E4的正极端连接。电压源E4的负极端与GND引脚连接。电压源E4以施加于其负极端的接地电压GND1为基准，在其正极端生成偏置电压Vx。
例如，在晶体管P2和P4均被设为断开状态、晶体管N2被设为接通状态时，施加接地电压GND1作为下侧栅极信号LG。因此，下侧栅极-源极间电压VgsL(＝LG-GND1)成为0V。
另一方面，在晶体管P2和N2均被设为断开状态、晶体管P4被设为接通状态时，作为下侧栅极信号LG而施加比接地电压GND1高出偏置电压Vx的电压(＝GND1+Vx)。因此，施加偏置电压Vx作为下侧栅极-源极间电压VgsL(＝LG-GND1)。
图5是表示第一实施方式的动作波形的图。在本图中，与之前的图2相同，从上到下依次分别描绘了上侧栅极-源极间电压VgsH、下侧栅极-源极间电压VgsL、开关电压Vsw、上侧开关电流IHQ以及下侧开关电流ILQ。
本图所示的第一实施方式的动作波形基本上与比较例的动作波形(图2)相同。即，通过将图2的时刻t11～t16替换为本图的时刻t21～t26，能够理解开关电源1的基本动作。
但是，在本实施方式的开关电源1中，通过之前的反向导通损耗降低电路16，进行上侧栅极-源极间电压VgsH和下侧栅极-源极间电压VgsL各自的偏置施加控制。
根据本图(图5)的所示，在下侧开关元件11L反向导通时(例如时刻t23～t24)，下侧栅极-源极间电压VgsL被提高到偏置电压Vx。例如，下侧栅极-源极间电压VgsL也可以在从上侧栅极-源极间电压VgsH上升到高电平起经过了待机时间Tw后的时间点从0V上升至偏置电压Vx。通过这样的偏置施加控制，下侧源极-漏极间电压VsdL(＝Vth-VgsL+Ron×ILQ)与偏置非施加时(VgsL＝0V)的电压相比降低了偏置电压Vx的量。因此，能够降低下侧开关元件11L的反向导通损耗。
另外，例如，在上侧开关元件11H反向导通时(例如时刻t21～t22以及时刻t25～t26)，上侧栅极-源极间电压VgsH被提高至偏置电压Vx。例如，上侧栅极-源极间电压VgsH也可以在从下侧栅极-源极间电压VgsL上升到高电平起经过了待机时间Tw后的时间点从0V上升到偏置电压Vx。通过这样的偏置施加控制，上侧源极-漏极间电压VsdH(＝Vth-VgsH+Ron×IHQ)与偏置非施加时(VgsH＝0V)的电压相比降低偏置电压Vx的量。因此，可以降低上侧开关元件11H的反向导通损耗。
此外，偏置电压Vx也可以设定为比0V高且比上侧开关元件11H和下侧开关元件11L各自的接通阈值电压Vth低的电压值(例如Vx＝0.8V)。根据这样的电压设定，能够防止上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L的同时接通。
图6是表示第一实施方式的反向导通损耗的图。如本图所示，在施加偏置电压Vx作为栅极-源极间电压Vgs的情况下(本图右侧)，与不施加偏置电压Vx的情况(本图左侧)相比，反向导通损耗Ploss降低。
例如，当设为Vth＝1.4V、Vx＝0.8V、Ron＝70mΩ、IQ＝5A、Fsw＝300kHz、Td＝100ns时，偏置非施加时的反向导通损耗Ploss为0.53W，偏置施加时的反向导通损耗Ploss为0.32W。
＜开关电源(第二实施方式)＞
图7是表示开关电源1的第二实施方式的图。本实施方式的开关电源1以之前出现的第一实施方式(图4)为基础，变更了根据直流输入电压VIN生成直流输出电压VOUT的开关输出级的拓扑。
根据本图的所示，在本实施方式的开关电源1中，代替之前出现的变压器TR、电感器Lr、电容器C2以及C3、二极管D2以及D3，将电感器L1以及电容器C4外部连接于半导体装置10。
电感器L1的第一端与半导体装置10的SW引脚连接。电感器L1的第二端和电容器C4的第一端均与直流输出电压VOUT的施加端连接。电容器C4的第二端与半导体装置10的GND引脚(接地电压GND1的施加端)连接。
如上所述连接的电感器L1和电容器C4与内置于半导体装置10的上侧开关元件11H以及下侧开关元件11L一起形成根据直流输入电压VIN生成直流输出电压VOUT的BUCK型的开关输出级。
此外，随着上述的拓扑变更，半导体装置10的内部结构也变更。若按照本图的所示，则之前出现的上侧预接通驱动器16H被去除。
图8是表示第二实施方式的动作波形的图。在本图中，与之前的图2以及图5相同，从上到下依次分别描绘了上侧栅极-源极间电压VgsH、下侧栅极-源极间电压VgsL、开关电压Vsw、上侧开关电流IHQ以及下侧开关电流ILQ。
在本实施方式的开关电源1中，通过之前出现的反向导通损耗降低电路16，进行下侧栅极-源极间电压VgsL的偏置施加控制。
根据本图(图8)的所示，在下侧开关元件11L反向导通时(例如时刻t33～t34)，下侧栅极-源极间电压VgsL被提高到偏置电压Vx。例如，下侧栅极-源极间电压VgsL也可以在从上侧栅极-源极间电压VgsH上升到高电平起经过了待机时间Tw后的时间点从0V上升到偏置电压Vx。通过这样的偏置施加控制，下侧源极-漏极间电压VsdL(＝Vth-VgsL+Ron×ILQ)与非偏置施加时(VgsL＝0V)的下侧源极-漏极间电压VsdL’相比降低偏置电压Vx的量。因此，能够降低下侧开关元件11L的反向导通损耗。
这样，反向导通损耗降低电路16不仅能够应用于被软开关控制的LLC谐振转换器，还能够应用于被硬开关控制的BUCK转换器的同步整流侧。
＜总结＞
以下，对上述说明的各种实施方式进行总结说明。
例如，本说明书中公开的反向导通损耗降低电路构成为，在具有与栅极-源极间电压对应的反向导通特性的增强模式的开关元件处于反向导通时，将所述开关元件的所述栅极-源极间电压提高至预定的偏置电压(第一结构)。
在上述第一结构的反向导通损耗降低电路中，也可以构成为，所述偏置电压高于0V且低于所述开关元件的接通阈值电压(第二结构)。
另外，本说明书中公开的半导体装置构成为具备基于上述第一或第二结构的反向导通损耗降低电路(第三结构)。
此外，上述第三结构的半导体装置也可以构成为，还具备串联连接在第一电压的施加端与第二电压的施加端之间的上侧开关元件和下侧开关元件作为所述开关元件(第四结构)。
此外，在上述第四结构的半导体装置中，所述反向导通损耗降低电路包括：下侧预接通驱动器，其构成为在所述下侧开关元件处于反向导通时将所述下侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压(第五结构)。
另外，在所述第五结构的半导体装置中，所述下侧预接通驱动器在所述上侧开关元件的接通期间将所述下侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压(第六结构)。
此外，在上述第五或第六结构的半导体装置中，所述反向导通损耗降低电路还包括：上侧预接通驱动器，其构成为在所述上侧开关元件处于反向导通时将所述上侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压(第七结构)。
另外，在所述第七结构的半导体装置中，所述上侧预接通驱动器在所述下侧开关元件的接通期间将所述上侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压(第八结构)。
此外，在上述第三至第八的任一个结构的半导体装置中，所述开关元件是GaN器件(第九结构)。
另外，例如，本说明书中公开的开关电源构成为具备：上述第三至第九中任意一个结构的半导体装置；以及，输出级，其外部连接于所述半导体装置，并根据输入电压生成所期望的输出电压(第十结构)。
根据本公开，能够降低在GaN器件等开关元件中产生的反向导通损耗。
＜其他变形例＞
此外，本说明书中公开的各种技术特征除了上述实施方式之外，还能够在不脱离其技术创作的主旨的范围内施加各种变更。即，应认为上述实施方式在所有方面都是例示而非限制性的。另外，本公开的技术范围由请求专利保护的范围规定，应理解为包含与请求专利保护的范围等同的含义以及范围内的全部变更。

Claims (10)

1.一种反向导通损耗降低电路，其特征在于，
所述反向导通损耗降低电路在具有与栅极-源极间电压对应的反向导通特性的增强模式的开关元件处于反向导通时，将所述开关元件的所述栅极-源极间电压提高至预定的偏置电压。
2.根据权利要求1所述的反向导通损耗降低电路，其特征在于，
所述偏置电压高于0V且低于所述开关元件的接通阈值电压。
3.一种半导体装置，其特征在于，包括：权利要求1或2所述的反向导通损耗降低电路。
4.根据权利要求3所述的半导体装置，其特征在于，
所述半导体装置具备串联连接在第一电压的施加端与第二电压的施加端之间的上侧开关元件和下侧开关元件作为所述开关元件。
5.根据权利要求4所述的半导体装置，其特征在于，
所述反向导通损耗降低电路包括：下侧预接通驱动器，其构成为在所述下侧开关元件处于反向导通时将所述下侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压。
6.根据权利要求5所述的半导体装置，其特征在于，
所述下侧预接通驱动器在所述上侧开关元件的接通期间将所述下侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压。
7.根据权利要求5或6所述的半导体装置，其特征在于，
所述反向导通损耗降低电路还包括：上侧预接通驱动器，其构成为在所述上侧开关元件处于反向导通时将所述上侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压。
8.根据权利要求7所述的半导体装置，其特征在于，
所述上侧预接通驱动器在所述下侧开关元件的接通期间将所述上侧开关元件的栅极-源极间电压提高至所述偏置电压。
9.根据权利要求3至8中的任一项所述的半导体装置，其特征在于，
所述开关元件是GaN器件。
10.一种开关电源，其特征在于，包括：
权利要求3至9中的任一项所述的半导体装置；以及
输出级，其外部连接于所述半导体装置，并根据输入电压生成所期望的输出电压。
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