CN117578903A - 双有源桥变换器的控制方法、功率变换装置及储能设备 - Google Patents

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CN117578903A CN202311580847.7A CN202311580847A CN117578903A CN 117578903 A CN117578903 A CN 117578903A CN 202311580847 A CN202311580847 A CN 202311580847A CN 117578903 A CN117578903 A CN 117578903A
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Abstract

本申请提供一种双有源桥变换器的控制方法、功率变换装置及储能设备。其中方法包括：在每个控制周期中，获取双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率；根据目标交流电压和目标交流电流确定目标能量流动方向；根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角；根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路与交流侧桥式电路之间的外移相角；根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号，控制信号用于控制双有源桥变换器按照目标能量流动方向进行能量变换。本申请双有源桥变换器的控制方法能够控制双有源桥变换器充电或放电。

Description

双有源桥变换器的控制方法、功率变换装置及储能设备
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，具体涉及一种双有源桥变换器的控制方法、功率变换装置及储能设备。
背景技术
传统的储能电源采用两级式并离网逆变器拓扑(比如一级LLC谐振变换电路和一级PFC电路)来实现能量双向流动。相比于两级式并离网逆变器拓扑，单级双有源桥(DualActive Bridges，DAB)变换器具有更低的器件成本、更高的传输效率等优势。传统的单级双有源桥变换器通常需要采用不同的控制逻辑来分别实现对充电和放电(也即能量正反向流动)的控制，控制过程较为复杂。
发明内容
鉴于此，本申请提供一种能够兼容能量正反向流动的双有源桥变换器的控制方法、功率变换装置及储能设备。
本申请第一方面提供一种双有源桥变换器的控制方法。其中双有源桥变换器包括直流侧桥式电路、变压器和交流侧桥式电路，直流侧桥式电路的第一端连接变压器的原边，直流侧桥式电路的第二端用于连接直流电源和直流负载中的至少一个，变压器的副边连接交流侧桥式电路的第一端，交流侧桥式电路的第二端用于连接电网和交流负载中的至少一个。该双有源桥变换器的控制方法包括：在每个控制周期中，获取双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率；根据目标交流电压和目标交流电流确定双有源桥变换器的目标能量流动方向；根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角；根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路与交流侧桥式电路之间的外移相角；根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器，控制信号用于控制双有源桥变换器按照目标能量流动方向进行能量变换。
采用本申请双有源桥变换器的控制方法，在每个控制周期中，通过获取双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率，然后根据目标交流电压和目标交流电流确定双有源桥变换器的目标能量流动方向，根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角，再根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路与交流侧桥式电路之间的外移相角，最后就可以根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号。在控制信号的控制下，双有源桥变换器可以调整能量变换过程，使得调整后的能量流向与目标能量流动方向一致。由此可见，基于本申请双有源桥变换器的控制方法，能够控制双有源桥变换器充电或放电，因此，无需针对双有源桥变换器的充电和放电分别使用不同的控制逻辑，故，双有源桥变换器的控制可以更简单。
在一种实施例中，方法还包括：获取双有源桥变换器的实际运行工况，实际运行工况包括并网工况和离网工况中的至少一种工况。其中，当双有源桥变换器处于并网工况时，根据电网电压确定目标交流电压。当双有源桥变换器处于离网工况时，根据交流负载的需求电压确定目标交流电压。
在一种实施例中，当双有源桥变换器处于离网工况时，方法还包括：获取双有源桥变换器的实际交流电压。根据目标交流电压和实际交流电压获得交流电压差值；根据交流电压差值进行偏差运算，得到目标交流电流。
在一种实施例中，根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器，控制信号用于控制双有源桥变换器按照目标能量流动方向进行能量变换，包括：在目标能量流动方向为从直流侧桥式电路流向交流侧桥式电路时，控制信号用于控制直流侧桥式电路的桥臂中点电压的相位角为内移相角，并控制直流侧桥式电路的桥臂中点电压相比于交流侧桥式电路的桥臂中点电压超前外移相角。在目标能量流动方向为从交流侧桥式电路流向直流侧桥式电路时，控制信号用于控制直流侧桥式电路的桥臂中点电压的相位角为内移相角，并控制直流侧桥式电路的桥臂中点电压相比于交流侧桥式电路的桥臂中点电压滞后外移相角。
在一种实施例中，方法还包括：获取预设的内移相角期望值；根据目标交流电流的最大值、内移相角期望值和实际直流电压确定最大开关频率。
在一种实施例中，最大开关频率与目标交流电流的最大值呈负相关关系，最大开关频率与内移相角期望值呈正相关关系，最大开关频率与实际直流电压呈正相关关系。
在一种实施例中，根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角，包括：根据目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率获得移相角前馈值；根据目标交流电流和实际交流电流获得移相角补偿值；计算移相角前馈值和移相角补偿值之和，得到内移相角。
在一种实施例中，方法还包括：根据内移相角和最大开关频率进行计算，得到目标开关频率。对应地，根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器，包括：根据目标开关频率、目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器。
本申请第二方面提供一种功率变换装置，功率变换装置包括双有源桥变换器和控制器，控制器用于执行上述第一方面或第一方面的任一种实施例所述的双有源桥变换器的控制方法。
本申请第三方面提供一种储能设备，储能设备包括储能电池和上述第二方面所述的功率变换装置，储能电池连接功率变换装置，并为功率变换装置提供直流电或者存储功率变换装置输出的直流电。
本申请第四方面提供一种动力设备，动力设备包括电机和上述第二方面所述的功率变换装置，电机连接功率变换装置，并由功率变换装置供电。
本申请第五方面提供一种电子设备，包括处理器和存储器，存储器用于存储程序、指令或代码，处理器用于执行存储器中的程序、指令或代码，以完成上述第一方面或第一方面的任一种实施例所述的双有源桥变换器的控制方法。
本申请第六方面提供一种双有源桥变换器的控制装置，包括获取模块、第一确定模块、第二确定模块、第三确定模块和生成模块。其中，获取模块用于在每个控制周期中，获取双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率。第一确定模块用于根据目标交流电压和目标交流电流确定双有源桥变换器的目标能量流动方向。第二确定模块用于根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角。第三确定模块用于根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路与交流侧桥式电路之间的外移相角。生成模块用于根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器，控制信号用于控制双有源桥变换器按照目标能量流动方向进行能量变换。
本申请第七方面提供一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，计算机程序通过处理器进行加载来执行上述第一方面或第一方面的任一种实施例所述的双有源桥变换器的控制方法。
另外，第二方面至第七方面中任一种可能的实现方式所带来的技术效果可参见第一方面中不同实现方式所带来的技术效果，此处不再赘述。
附图说明
图1是本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制方法的一种应用场景图。
图2是图1中的双有源桥变换器的一种电路示意图。
图3A是图2所示双有源桥变换器进行逆变时的一种时序图。
图3B是图2所示双有源桥变换器进行整流时的一种时序图。
图4是本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制方法的一种流程图。
图5是本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制方法的另一种流程图。
图6是本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制方法的另一种流程图。
图7是图4所示方法中的步骤S13的一种细化流程图。
图8A是图4所示方法在并网工况下的一种控制框图。
图8B是图4所示方法在离网工况下的一种控制框图。
图9是本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制方法的另一种流程图。
图10A是图4所示方法在并网工况下的另一种控制框图。
图10B是图4所示方法在离网工况下的另一种控制框图。
图11是双有源桥变换器采用图4所示方法时的一种仿真波形图。
图12是本申请实施例提供的功率变换装置的一种示意图。
图13是本申请实施例提供的储能设备的一种示意图。
图14是本申请实施例提供的动力设备的一种示意图。
图15是本申请实施例提供的电子设备的一种示意图。
图16是本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制装置的一种示意图。
具体实施方式
需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及附图中的术语“第一”、“第二”是用于区别类似的对象，而不是用于描述特定的顺序或先后次序。
另外需要说明的是，本申请实施例中公开的方法或流程图所示出的方法，包括用于实现方法的一个或多个步骤，在不脱离权利要求的范围的情况下，多个步骤的执行顺序可以彼此互换，其中某些步骤也可以被删除。
下面将结合附图对一些实施例做出说明。在不冲突的情况下，下述的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
传统的储能电源采用两级式并离网逆变器拓扑(比如一级LLC谐振变换电路和一级功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)电路)来实现能量双向流动。相比于两级式并离网逆变器拓扑，单级双有源桥(Dual Active Bridges，DAB)变换器具有更低的器件成本、更高的传输效率等优势。传统的单级双有源桥变换器通常需要采用不同的控制逻辑来分别实现对充电和放电(也即能量正反向流动)的控制，控制过程较为复杂。
对此，本申请提供一种双有源桥变换器的控制方法，能够兼容控制双有源桥变换器的充电和放电，因此，控制更为简单、更易实现。
请参阅图1，为本申请实施例双有源桥变换器的控制方法的一种应用场景图。图1场景中包括双有源桥变换器1、直流电源2、直流负载3、电网4、交流负载5和控制器6。
具体地，双有源桥变换器1包括直流侧桥式电路11、变压器12和交流侧桥式电路13。直流侧桥式电路11的第一端连接变压器12的原边，直流侧桥式电路11的第二端用于连接直流电源2和直流负载3，变压器12的副边连接交流侧桥式电路13的第一端，交流侧桥式电路13的第二端用于连接电网4和交流负载5。
直流侧桥式电路11可用于将直流电源2的能量进行逆变后传输至变压器12，变压器12再通过磁场将能量传输至交流侧桥式电路13，交流侧桥式电路13可用于将能量加以转换后传输至交流负载5或馈入电网4。反过来，交流侧桥式电路13可用于将电网4的能量进行转换后传输至变压器12，变压器12再通过磁场将能量传输至直流侧桥式电路11，直流侧桥式电路11可用于将能量加以整流后传输至直流负载3。由此可见，双有源桥变换器1可以实现能量双向流动。
其中，可以定义能量从直流侧桥式电路11流向交流侧桥式电路13的方向为正向，能量从交流侧桥式电路13流向直流侧桥式电路11的方向为反向。可以理解的是，变压器12的原边和副边的匝数比可以是1：n，n为大于1的正数，因此，变压器12的原边可视为低压侧，变压器12的副边可视为高压侧，能量正向流动可视为放电，能量反向流动可视为充电。当然，在其他实施例中，正反向反之亦可，具体可视实际情况而定，均在本申请实施例的范围内。
在一些实施例中，直流侧桥式电路11也可以只连接直流电源2或直流负载3。在另一些实施例中，交流侧桥式电路13也可以只连接交流负载5或电网4。可以理解的是，若交流侧桥式电路13连接至电网4，则此时双有源桥变换器1的运行工况可称为并网工况，若在交流侧桥式电路13未连接至电网4，则此时双有源桥变换器1的运行工况可称为离网工况。
在本申请实施例中，直流侧桥式电路11和交流侧桥式电路13还分别连接至控制器6。控制器6可用于控制直流侧桥式电路11实现直流-交流(也即Direct Current-Alternating Current，DC-AC)变换功能，控制交流侧桥式电路13实现交流-交流(也即Alternating Current-Alternating Current，AC-AC)变换功能。
其中，直流侧桥式电路11可以采用全桥拓扑或半桥拓扑，交流侧桥式电路13也可以采用全桥拓扑或半桥拓扑，此处不做限定。控制器6可以采用微控制单元(Microcontroller Unit，MCU)或其他控制电路。
直流电源2可以是储能电池、光伏发电装置或其他可提供直流电的电源。直流负载3可以是任意一种需要消耗直流电的电子负载。可以理解的是，由于储能电池可以接收能量以进行充电，因此，储能电池也可以作为直流负载。
电网4可以是市电网、其他地方电网或微电网。交流负载5可以是任意一种需要消耗交流电的电子负载，例如可以是电机或家庭中的各类交流负载等，又例如可以是阻性负载、感性负载、容性负载、RCD负载(包含有电容、电阻和二极管)或其他非线性负载等。
进一步地，若此时双有源桥变换器1的能量正向流动，则此时的运行工况可称为逆变工况，也即双有源桥变换器1将直流电源2的直流电逆变为交流电后输出给交流负载5或者电网4。若此时双有源桥变换器1的能量反向流动，则此时的运行工况可称为整流工况，也即双有源桥变换器1将电网4或者其他交流电源提供的交流电整流为直流电后给直流负载3供电或者给直流电源2充电。
为更好地理解，下面以图2所示电路为例对双有源桥变换器1做进一步说明。在图2示出的双有源桥变换器1中，直流侧桥式电路11采用全桥拓扑。交流侧桥式电路13采用半桥拓扑。
具体地，如图2所示，直流侧桥式电路11包括开关管S1～S4，开关管S1和S3串联成一桥臂，开关管S2和S4串联成另一桥臂，两个桥臂并联连接。两个桥臂中点(对应图2中的点a、b)构成直流侧桥式电路11的第一端。两个桥臂的两端构成直流侧桥式电路11的第二端。
直流侧桥式电路11与直流电源2之间还可以并联有第一电容单元。其中，第一电容单元可以包括串联的电容C1和电阻R1。当然，在其他实施例中，第一电容单元也可以直接采用电容C1，或是其他包含有电容C1的电路。
交流侧桥式电路13包括开关管S5～S8、第二电容单元和第三电容单元。开关管S5～S8构成第一桥臂，第二电容单元和第三电容单元构成第二桥臂。具体地，开关管S5和S6串联且相反设置(也即反向串联)后构成第一桥臂的上桥臂，开关管S7和S8串联且相反设置后构成第一桥臂的下桥臂，该上桥臂和该下桥臂串联成第一桥臂。第二电容单元构成第二桥臂的上桥臂，第三电容单元构成第二桥臂的下桥臂，第二电容单元和第三电容单元串联成第二桥臂。两个桥臂中点(对应图2中的点c、d)构成交流侧桥式电路13的第一端。两个桥臂的两端构成交流侧桥式电路13的第二端。其中，第二电容单元、第三电容单元的结构均可以与第一电容单元相同或类似，例如图2中的第二电容单元包括串联的电容C2和电阻R2，第三电容单元包括串联的电容C3和电阻R3。
可以理解的是，开关管S1～S4、S5～S8可以根据实际情况采用相应类型的半导体开关(例如三极管、MOSFET或IGBT等)，本申请对此不做具体限定。开关管S1～S4、S5～S8均可用于从控制器6接收控制信号，进而在控制信号的控制下导通或关断。其中，控制信号可以是脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号，如图2中开关管S1～S8的控制信号对应展示为PWM1～PWM8。PWM信号的占空比和开关频率决定开关管S1～S8的通断情况(包括通断状态、通断次数、通断时长等)，进而影响双有源桥变换器1的能量传输。
双有源桥变换器1还可以包括副边漏感Lk，副边漏感Lk可以独立设置，也可以集成于变压器12(参见图2中的Tr)中。为方便理解，图2的电路中示出了副边漏感L，副边漏感L连接于变压器12的副边与桥臂中点c之间。电感L可以为滤波电感。
请一并参阅图3A和图3B，图3A示出了双有源桥变换器1实现能量正向流动时的时序图，图3B示出了双有源桥变换器1实现能量反向流动时的时序图。其中，在一个完整的开关周期Ts中，直流侧桥式电路11在正、负半周期中的工作情况是对称的，交流侧桥式电路13亦是如此。因此，图3A和图3B中示出的是正半周期(t0～Ts/2)的时序图。负半周期(Ts/2～Ts)的时序图可参考正半周期的时序图，此处不做描述。
具体地，如图3A所示，直流侧桥式电路11中同一桥臂的开关管(即S1和S2，S3和S4)高频地交替导通，直流侧桥式电路11中不同桥臂且处于对角线方向上的两个开关管(即S1和S4，S2和S3)以一定的相角差先后导通或关断。对应地，控制信号之间也呈现相应的相角差。该相角差也称之为直流侧桥式电路11的内移相角φ。在本实施例中，控制开关管S1和S4的控制信号之间的相角差就称之为内移相角φ。
也就是说，在正半周期或负半周期中，一部分时间是不同桥臂且处于对角线方向上的两个开关管同时导通(如S1和S4)，另一部分时间是不同桥臂的相同位置的两个开关管同时导通(如S1和S3)。应理解，具体的通断逻辑可以根据实际需要的输出电压等来进行控制，而并不限于附图以及前述提及的实现方式。
因此，当直流侧桥式电路11的第一端接入直流电源2提供的实际直流电压Vdc时，直流侧桥式电路11可以将Vdc进行转换，使得直流侧桥式电路11的点a、b之间产生桥臂中点电压Vp。Vp的移相(或者也可以称之为Vp的相位角)等于内移相角φ。
请继续参阅图3A，在本实施例中，交流侧桥式电路13的第一桥臂中上下两个桥臂会交替处于导通或者关断状态。具体地，上桥臂的两个开关管的状态交替切换，下桥臂的两个开关管的状态交替切换，且不同桥臂相反设置的两个开关管交替切换，从而实现对变压器12输出的电能的转换并给负载供电。以图2的实施例为例，在第一时段内，开关管S7和S6导通，在第一时段之后的第二时段内，开关管S5和S8导通。
由于第二桥臂的上桥臂和下桥臂均由电阻和电容构成，因此相邻两个桥臂之间并不会存在移相角。但是直流侧桥式电路11中的开关管的控制信号与交流侧桥式电路13中的开关管的控制信号之间会存在相角差，该相角差也称之为直流侧桥式电路11与交流侧桥式电路13之间的外移相角参考图3A，开关管S1的控制信号与开关管S5/S8的控制信号之间的相角差就称之为外移相角/>
因此，在双有源桥变换器1处于正向能量流动时，当直流侧桥式电路11产生Vp时，交流侧桥式电路13的点a、b之间可以产生桥臂中心电压Vs，Vs与Vp之间会存在相角差，该相角差等于外移相角此时，对于交流侧桥式电路13来说，输出的实际交流电流Iac可以根据如下方式确定。
其中，实际交流电流Iac的表达式可以为：
式中，t为时间。
在桥臂中点电压Vp、Vs和内移相角φ、外移相角确定的情况下，
由式(1)可以推导得出式(2)：
式中，n为变压器12的原副边匝数比，k是预设比例参数，用于表征内移相角φ和外移相角之间的比值，f是双有源桥变换器1的开关频率(也可以说是控制信号的开关频率)。由式(2)可以看出，实际交流电流Iac、实际直流电压Vdc、开关频率f和内移相角φ相关联，内移相角φ还与外移相角/>相关联。
由于图3B的能量流动方向与图3A的能量流动方向相反，因此，图3B所示的双有源桥变换器1的工作过程是图3A所示工作过程的逆过程，故在此不再详细描述。其中，如图3A所示，能量流动方向为正向时，Vp比Vs超前外移相角如图3B所示，能量流动方向为反向时，Vp比Vs滞后外移相角/>
另外，对于上述直流侧桥式电路11和交流侧桥式电路13，在切换开关管时，还可以先延迟一段死区时间再进行切换，以实现零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)，从而降低开关损耗。从这也可以得出，直流侧桥式电路11的内移相角φ可以小于或等于0.5。
在本申请实施例中，控制器6可用于执行本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制方法，由此实现通过同一套控制方法来准确控制双有源桥变换器1的能量正向流动或能量反向流动。
接下来，对本申请实施例双有源桥变换器的控制方法进行介绍。可理解地，在其他实施例中，也可以由专用于控制上述双有源桥变换器1的装置/电子设备/处理器等实现。
请参阅图4，为本申请实施例双有源桥变换器的控制方法的一种流程图。如图4所示，控制方法可以包括：
步骤S11：在每个控制周期中，获取双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率。
其中，控制周期是指控制器6执行双有源桥变换器的控制方法的周期，控制周期的长短可根据实际情况而定，此处不做限定。
交流侧桥式电路13的第二端上可以设置有电流检测电路，直流侧桥式电路11的第二端上可以设置有电压检测电路，控制器6由此可以通过电流检测电路来检测得到实际交流电流Iac，通过电压检测电路来检测得到实际直流电压Vdc。其中，电流检测电路和电压检测电路可以集成于控制器6中，也可以独立设置，此处不做限定。
目标交流电流Iac_ref是指双有源桥变换器1期望达到的交流电流，目标交流电压Vac_ref是指双有源桥变换器1期望达到的交流电压。Iac_ref、Vac_ref和最大开关频率fmax均可以根据实际情况进行相应设置，此处不做具体限定。
控制器6在每个控制周期中获取实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率后，还可以将实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率进行记录，并保存于内部或外部的存储器中。
步骤S12：根据目标交流电压和目标交流电流确定双有源桥变换器的目标能量流动方向。
其中，目标能量流动方向P_sign是指双有源桥变换器1期望的能量流动方向。目标能量流动方向P_sign可以是正向，即，能量从直流侧桥式电路11流向交流侧桥式电路13，此时交流侧桥式电路13是输出交流电压和交流电流。目标能量流动方向P_sign也可以是反向，即，能量从交流侧桥式电路13流向直流侧桥式电路11，此时交流侧桥式电路13是输入交流电压和交流电流。可见，交流电压和交流电流与能量流动方向相关联。因此，步骤S12中，根据目标交流电压Vac_ref和目标交流电流Iac_ref，可以确定目标能量流动方向P_sign。
步骤S13：根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角。
其中，交流电流、直流电压、开关频率和内移相角相关联。因此，步骤S13中，根据实际交流电流Iac、目标交流电流Iac_ref、实际直流电压Vdc和最大开关频率fmax，可以确定出直流侧桥式电路11的内移相角φ。
可理解地，步骤S12和S13的执行顺序不做限定，例如可以同时进行。
步骤S14：根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路与交流侧桥式电路之间的外移相角。
可理解地，直流侧桥式电路11的内移相角φ和直流侧桥式电路11与交流侧桥式电路13之间的外移相角存在线性关系。因此，根据内移相角φ和预设比例参数k，可以确定出外移相角/>其中，预设比例参数k可以根据实际情况(如需要实现ZVS、传输效率等)相应设置，此处不做限定。在本申请实施例中，k可以取0.25或接近于0.25的其他数。
步骤S15：根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器，控制信号用于控制双有源桥变换器按照目标能量流动方向进行能量变换。
具体地，在目标能量流动方向P_sign为从直流侧桥式电路11流向交流侧桥式电路13时，控制信号用于控制直流侧桥式电路11的桥臂中点电压Vp的相位角为内移相角φ，并控制直流侧桥式电路11的桥臂中点电压Vp相比于交流侧桥式电路13的桥臂中点电压Vs超前外移相角进而实现能量的正向流动。可以理解，还可以通过对电压环以及电流环等对交流测桥式电路输出的实际交流电压和实际交流电流进行调节，使得交流侧桥式电路输出的实际交流电流可以调整至目标交流电流Iac_ref，输出的实际交流电压可以调整至目标交流电压Vac_ref。当然，对输出电压和输出电流的调节，也可以采用其他方式实现。例如，在本实施例中，也可以根据在求取内移相角过程中求取得到的电流调节量来实现对输出电压以及输出电流的调节等。
在目标能量流动方向P_sign为从交流侧桥式电路13流向直流侧桥式电路11时，控制信号用于控制直流侧桥式电路11的桥臂中点电压Vp的相位角为内移相角φ并控制直流侧桥式电路11的桥臂中点电压Vp相比于交流侧桥式电路13的桥臂中点电压Vs滞后外移相角以实现能量的反向流动控制。
综上所述，本申请实施例双有源桥变换器的控制方法，通过根据目标交流电压和目标交流电流来确定双有源桥变换器1的目标能量流动方向，根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路11的内移相角，根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路11与交流侧桥式电路13之间的外移相角，最终，就可以根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角来准确控制双有源桥变换器1进行能量变换(也就是充电或放电)。可见，本申请实施例控制方法可以兼容控制双有源桥变换器1的充放电，无需针对双有源桥变换器1的充电和放电分别使用不同的控制逻辑，因此，本申请实施例控制方法对双有源桥变换器1的控制可以更简单、更易实现。
在本申请实施例中，双有源桥变换器可以运行于不同的工况，并在不同的工况下对应有不同的输入输出，故，不同的工况下对应不同的目标交流电压和目标交流电流。
因此，如图5所示，在步骤S11之前或步骤S11中，本申请实施例控制方法还可以包括：
步骤S21：获取双有源桥变换器的实际运行工况，实际运行工况包括并网工况和离网工况中的至少一种。
可理解地，本申请并不限定实际运行工况的获取方式。示例的，控制器6可以通过内部或外部的检测电路来检测交流侧桥式电路13的第二端处的电信号，若第二端处存在电网的电信号(例如电网电压)，则可以确认第二端有与电网4电连接，因此，实际运行工况为并网工况。若第二端处不存在电网的电信号，或者检测到电网掉电时，则可以确认第二端未与电网4电连接，因此，实际运行工况为离网工况。
在其他的实施例中，离网工况和并网工况还可以由用户进行设置，例如直接在与控制器6通信连接的设备端或者APP端进行设置。
步骤S22A：当双有源桥变换器处于并网工况时，根据电网电压确定目标交流电压。
步骤S22B：当双有源桥变换器处于离网工况时，根据交流负载的需求电压确定目标交流电压。
可理解地，“S22A”和“S22B”仅是为了方便区分两个步骤，二者分别在不同的工况下执行。
在步骤S22A中，双有源桥变换器1是处于并网工况，无论是具体为并网逆变工况，抑或是并网整流工况，交流侧桥式电路13的第二端处的交流电压均与电网电压相一致，因此，可以根据电网电压来确定目标交流电压Vac_ref，目标交流电压Vac_ref与电网电压相同。
在步骤S22B中，双有源桥变换器1是处于离网工况，由于此时的交流侧桥式电路13第二端未有任何输入源，因此，此时的双有源桥变换器1具体是处于离网整流工况，以为交流负载5供电。故，交流侧桥式电路13的第二端处的交流电压需要满足交流负载5所需，因此，可以根据交流负载5的需求电压确定目标交流电压Vac_ref，目标交流电压Vac_ref与交流负载5的需求电压相同。
其中，交流负载5的需求电压的获得方式不做限定，例如，控制器6可以与交流负载5通信连接以获取交流负载5的需求电压，也可以是通过相关识别电路来识别出交流负载5的类型，进而基于交流负载5的类型来确定出交流负载5的需求电压。
另外，当双有源桥变换器1处于并网工况时，目标交流电流Iac_ref为给定电流值，可以根据负载以及电网的工况来设定。
当双有源桥变换器1处于离网工况时，还可以根据目标交流电压Vac_ref和实际交流电压Vac确定目标交流电流Iac_ref。具体可以通过偏差调节控制来得到目标交流电流Iac_ref。
具体地，如图6所示，本申请实施例控制方法还可以包括：
步骤S31：获取双有源桥变换器的实际交流电压。
可理解地，交流侧桥式电路13的第二端或交流负载5的两端上可以设置有电压检测电路，控制器6由此可以通过该电压检测电路来检测得到实际交流电压Vac。
步骤S32：根据目标交流电压和实际交流电压获得交流电压差值。
也就是说，计算目标交流电压Vac_ref与实际交流电压Vac之差，即可得到交流电压差值。
步骤S33：根据交流电压差值进行偏差运算，得到目标交流电流。
示例的，可以对交流电压差值进行比例积分(Proportional Integral，PI)运算，从而得到目标交流电流Iac_ref。
可理解地，双有源桥变换器1在逆变和整流时的交流电流流向相反，因此，在步骤S33中，可以将双有源桥变换器1处于并网逆变工况时的目标交流电流Iac_ref定义为正值，将双有源桥变换器1处于并网整流或离网整流工况时的目标交流电流Iac_ref定义为负值。
进而，在步骤S12中，可以计算目标交流电压和目标交流电流的乘积，该乘积即代表功率。在目标交流电压和目标交流电流的乘积大于或等于0时，可以确定目标能量流动方向P_sign为从直流侧全桥电路流向交流侧半桥电路。在目标交流电压和目标交流电流的乘积小于0时，可以确定目标能量流动方向P_sign为从交流侧半桥电路流向直流侧全桥电路。
基于这样的设计，可以针对不同的实际运行工况来获取相应的目标交流电压Vac_ref、目标交流电流Iac_ref，以便于准确控制双有源桥变换器1针对实际运行工况进行相应的能量变换，使得双有源桥变换器1能够在实际运行工况下正常、稳定地运行。而且，上述步骤S31～S33中是通过电压环来得出目标交流电流Iac_ref，由于是闭环控制，因此可以提高目标交流电流Iac_ref的控制精度，减小偏差，从而有助于双有源桥变换器1的输出达到预期。
在本申请实施例步骤S13中，可以通过闭环控制来确定出直流侧桥式电路11的内移相角φ。具体地，请参阅图7，根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路11的内移相角的过程，可以包括：
步骤S41：根据目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率获得移相角前馈值。
其中，移相角前馈值φfeedforward与目标交流电流Iac_ref呈正相关关系，移相角前馈值φfeedforward与实际直流电压Vdc呈负相关关系，移相角前馈值φfeedforward与最大开关频率fmax呈正相关关系。
具体地，在一些实施例中，通过下式计算得到移相角前馈值：
其中，|Iac_ref|为目标交流电流Iac_ref的绝对值。
当然，在其他实施例中，也可以采用与目标交流电流、实际直流电压、最大开关频率、移相角前馈值相关的其他计算式来计算移相角前馈值，此处不做具体限定。
步骤S42：根据目标交流电流和实际交流电流获得移相角补偿值。
在一些实施例中，步骤S42可以包括以下步骤：
第一步，计算目标交流电流的绝对值和实际交流电流的绝对值之差。
第二步，根据差进行偏差运算，得到移相角补偿值。
也就是说，|Iac_ref[-|Iac|可视为电流调节量。在第二步中，对|Iac_ref|-|Iac|进行PI运算，可以得出移相角补偿值Δφ。
步骤S43：计算移相角前馈值和移相角补偿值之和，得到内移相角。也即，φ＝φfeedforward+Δφ。
由此可见，通过上述闭环控制，可以提高内移相角的控制精度，减小偏差，从而有助于生成合适的控制信号，以有效控制双有源桥变换器1的能量变换，使得双有源桥变换器1的输出符合预期。
另外，考虑到双有源桥变换器1的控制除了取决于控制信号的占空比之外，还取决于开关频率，因此，为更准确地控制双有源桥变换器1，本申请实施例控制方法还可以包括以下步骤：
根据内移相角和最大开关频率进行计算，得到目标开关频率。
其中，目标开关频率ftarget与内移相角φ呈负相关关系，目标开关频率ftarget与最大开关频率fmax呈正相关关系。
具体地，在一些实施例中，通过下式计算得到目标开关频率：
ftarget＝fmax*(1-mφ) (4)
m＝4k2-4k+2 (5)
其中，如前所述，k是预设比例参数，用于表征内移相角φ和外移相角之间的比值。在本申请实施例中，最大开关频率fmax可以是根据开关管的型号、功率损耗及散热情况等而预先设置的定值。例如，当开关管为MOSTEF时，最大开关频率可以设置为几十KHz。当开关管为IGBT时，最大开关频率可以设置为不超过30KHz。可见，可以通过调整φ、fmax、k中的至少一个来调整ftarget。
当然，在其他实施例中，也可以采用与内移相角、最大开关频率、目标开关频率相关的其他计算式来计算目标开关频率，此处不做具体限定。
进而，在步骤S15中，即可以根据目标开关频率、目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器。
因此，在控制信号的控制下，双有源桥变换器1中开关管的开关频率可以达到目标开关频率ftarget，直流侧桥式电路11的桥臂中点电压的相位角可以等于内移相角，直流侧桥式电路11的桥臂中点电压Vp与交流侧桥式电路13的桥臂中点电压Vs之间的相位差可以等于外移相角(Vp与Vs之间的超前滞后关系可参见前述步骤S15中的相关描述)，最终，双有源桥变换器1可以按照目标能量流动方向传输能量，双有源桥变换器1的实际交流电流可以调整至目标交流电流，实际交流电压可以调整至目标交流电压。
在本申请实施例中，控制器6还可以通过图8A和图8B所示的控制环路来实现图4至图7所示的本申请实施例控制方法。其中，图8A示出的是本申请实施例控制方法在双有源桥变换器1处于并网工况下的控制框图。图8B示出的是本申请实施例控制方法在双有源桥变换器1处于离网工况下的控制框图。
如图8A所示，控制器6包含有绝对值(ABS)计算器601、第一减法器602、第一PI控制器603、第一乘法器604、加法器605、目标开关频率计算器606、第二乘法器607、第三乘法器608、符号(sign)计算器609、PWM调制器610。
具体地，目标交流电流Iac_ref可以输入至绝对值计算器601，绝对值计算器601对Iac_ref取绝对值后，输出|Iac_ref|至第一减法器602。类似地，实际交流电流Iac也经绝对值计算器601取绝对值，然后输出|Iac|至第一减法器602(为简化图8A，图8A中未示出此步骤)。第一减法器602对|Iac_ref|和|Iac|进行减法运算后，输出|Iac_ref|-|Iac|至第一PI控制器603。第一PI控制器603对|Iac_ref|-|Iac|进行PI运算，从而输出移相角补偿值Δφ至加法器605。
与此同时，绝对值计算器601还输出|Iac_ref|至第一乘法器604，第一乘法器604将|Iac_ref|与另一输入相乘，得到移相角前馈值φfeedforward后输出至加法器605。
进而，加法器605将Δφ与φfeedforward进行求和，得到直流侧桥式电路11的内移相角φ并输出至PWM调制器610、第二乘法器607和目标开关频率计算器606。第二乘法器607将φ与预设比例参数k相乘，从而输出直流侧桥式电路11与交流侧桥式电路13之间的外移相角至PWM调制器610。目标开关频率计算器606通过式(4)和(5)计算出目标开关频率ftarget，并输出至PWM调制器610。
另外，目标交流电流Iac_ref还输入至第三乘法器608，第三乘法器608同时还接入实际交流电压Vac。进而，第三乘法器608将Iac_ref和Vac相乘，并将乘积传输至符号计算器609。符号计算器609通过sign函数对乘积进行计算，从而输出目标能量流动方向P_sign至PWM调制器610。可理解地，当乘积≥0，或者乘积＜0时，P_sign可以不同。此处对P_sign的具体值不做限定，例如当乘积≥0时，P_sign＝1，用于表征目标能量流动方向为正向。当乘积＜0时，P_sign＝-1，用于表征目标能量流动方向为反向。
最终，PWM调制器610即可以根据φ、ftarget、P_sign对各开关管的PWM信号的频率以及时序进行控制，最终实现能量的正向或者反向传输。
可理解地，由于双有源桥变换器1在离网工况下是根据交流负载5的需求电压确定目标交流电压Vac_ref，进而根据目标交流电压Vac_ref和实际交流电压Vac确定目标交流电流Iac_ref，因此，与图8A相比，图8B中还通过第二减法器611和第二PI控制器612来获得目标交流电流Iac_ref。
具体地，目标交流电压Vac_ref和实际交流电压Vac可以输入至第二减法器611中，第二减法器611对目标交流电压Vac_ref和实际交流电压Vac进行相减，从而得出交流电压差值并输出至第二PI控制器612。第二PI控制器612对交流电压差值进行偏差运算后，可以得到目标交流电流Iac_ref。
另外，图8B中是目标交流电压Vac_ref和目标交流电流Iac_ref输入至第三乘法器608，第三乘法器608是将Vac_ref和Iac_ref相乘，并将乘积传输至符号计算器609。图8B所示控制环路中的其他环节可参见图8A中的描述，此处不再重复。
在一些实施例中，考虑到实际交流电流Iac与内移相角φ呈正相关关系(参见式(2))，当实际交流电流Iac较大时，对应地，内移相角φ的变化范围可以相对较大(例如可达0～0.4)，当实际交流电流Iac较小时，对应地，内移相角φ的变化范围可以相对较小(例如可达0～0.2)，但总的来说，内移相角φ最大不超过0.5，因此，内移相角φ的变化范围是较为有限的，从而限制了双有源桥变换器1的并离网控制性能和电流能力。尤其是在内移相角φ的变化范围相对较小的情况下，会导致实际交流电压和实际交流电流的正弦度不佳，总谐波失真(Total harmonic distortion，THD)指标较差。例如，在双有源桥变换器1处于并网工况时，不利于电流总谐波失真(THDi)，在双有源桥变换器1处于离网工况时，不利于电压总谐波失真(THDv)。因此，为了尽可能地利用内移相角φ的变化范围来提升双有源桥变换器1的并离网控制性能和电流能力，最大开关频率fmax还可以是根据实际情况动态调节的变化值。
基于此，请参阅图9，控制方法还可以包括：
步骤S51：获取预设的内移相角期望值。
步骤S52：根据目标交流电流的最大值、内移相角期望值和实际直流电压确定最大开关频率。
因为开关频率与交流电流、内移相角和直流电压有关(参见式(2))，所以，步骤S51～S52中，可以根据目标交流电流的最大值Iac_max、内移相角期望值φmax_target和实际直流电压Vac来确定最大开关频率fmax。可理解地，由于最终目的是要提升双有源桥变换器1的电流能力，因此，步骤S52中是采用目标交流电流的最大值Iac_max。
基于这样的设计，可以调整目标交流电流的最大值Iac_max、内移相角期望值中的至少一个来调整最大开关频率fmax，从而调整移相角前馈值φfeedforward，进而就可以调整内移相角φ。如此，可使得内移相角φ的变化范围更灵活可控，从而有利于实际交流电压和实际交流电流的正弦度，优化双有源桥变换器1的THD指标，使得双有源桥变换器1的并离网控制性能实现提升。
而且，还可以通过降低最大开关频率来实现增大实际交流电流，由此提升双有源桥变换器1的电流能力。当交流负载5为电机或包含有电机时，这样的设计可使得双有源桥变换器1能够在电机上电启动时，为电机提供更大的输出电流，更能满足交流负载5的电流需求，故有助于交流负载5顺利启动及正常工作。
在本申请实施例中，最大开关频率fmax与目标交流电流的最大值Iac_max呈负相关关系，最大开关频率fmax与内移相角期望值φmax_target呈正相关关系，最大开关频率fmax与实际直流电压Vac呈正相关关系。
对应地，步骤S52具体可以通过下式计算得到最大开关频率：
当然，在其他实施例中，也可以采用与目标交流电流的最大值、内移相角期望值、实际直流电压、最大开关频率相关的其他计算式来计算最大开关频率，此处不做具体限定。
在本申请实施例中，内移相角期望值φmax_target可以根据实际情况相应设置，例如内移相角期望值φmax_target可以设置为0.45、0.48、0.49或不超过0.5的其他数值。
目标交流电流的最大值Iac_max也可以根据实际情况相应设置。示例的，在双有源桥变换器1处于并网工况下，目标交流电流是根据目标交流电压和交流负载5确定的，因此是一个可以确定的正弦变化量。故，Iac_max可以选取目标交流电流的幅值。
又示例的，在双有源桥变换器1处于离网工况下，由于目标交流电流是通过电压环计算得出(可参见图6)，因此，Iac_max是一个未知量。故，Iac_max是根据先前的目标交流电流来确定。示例的，控制器6可以从存储器中获取上一个工频周期内的目标交流电流，其中工频周期是电网4的周期，工频周期明显大于控制周期。因此，上一个工频周期内的目标交流电流，是指在上一个工频周期内的多个控制周期中所采用的目标交流电流。然后再选出上一个工频周期内的目标交流电流中的最大值，该最大值可以作为Iac_max，或者，也可以微调该最大值来得出Iac_max。
在本申请实施例中，控制器6还可以通过图10A和图10B所示的控制环路来实现图4至图7及图9所示的本申请实施例控制方法。其中，图10A示出的是本申请实施例控制方法在双有源桥变换器1处于并网工况下的控制框图。图10B示出的是本申请实施例控制方法在双有源桥变换器1处于离网工况下的控制框图。
与图8A相比，图10A中还通过最大值计算器613来获得目标交流电流的最大值Iac_max，通过除法器614、第一混合计算器615和第二混合计算器616来获得第一乘法器604的另一输入具体地，目标交流电流Iac_ref可以输入至最大值计算器613中，最大值计算器613对Iac_ref取最大值后，输出目标交流电流的最大值Iac_max至除法器614。除法器614将另一输入内移相角期望值φmax_target与Iac_max相除后，得到/>并输出至第一混合计算器615。第一混合计算器615将/>与/>相乘后，得到最大开关频率fmax并输出至第二混合计算器616。进而，第二混合计算器616将fmax与/>相乘后，即可得到第一乘法器604的另一输入/>
可理解地，图10A所示控制环路中的其他环节可参见图8A中的描述，此处不再重复。
图10A和图10B之间的区别与图8A和图8B之间的区别相同，故图10B所示控制环路可以结合图10A和图8A、图8B的相关描述，此处不再重复说明。
此外，为验证可调的最大开关频率fmax对双有源桥变换器性能的提升情况，还对双有源桥变换器1进行仿真实验。
请参阅图11，示出了在双有源桥变换器1未连接电网4(即离网工况)时，双有源桥变换器1的实际交流电压Vac、实际交流电流Iac、开关频率f、内移相角φ、电压总谐波失真(THDv)的仿真波形图。
从图11可以看出，无论是接入阻性负载或是容性负载、感性负载、RCD负载等，内移相角φ可以在0～0.5之间进行调整。而且，在fmax每次调整之后，实际交流电压Vac、实际交流电流Iac都能有一个很好的正弦度(部分震荡属于启动震荡，是正常现象)，电压总谐波失真具有明显的下降。
可见，本申请实施例控制方法采用可调的最大开关频率fmax，对于减小电压总谐波失真，提升双有源桥变换器1的控制性能及电流能力是有帮助的。
需要说明的是，对于前述的方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本申请并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本申请，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。
请参阅图12，为本申请实施例提供的功率变换装置的一种示意图。
如图12所示，功率变换装置100可以包括双有源桥变换器1和控制器6。双有源桥变换器1与控制器6相连接，控制器6可用于执行上述双有源桥变换器的控制方法，从而可以准确控制双有源桥变换器1的能量变换。
其中，双有源桥变换器1和控制器6可以参见图1和图2中的相关描述，双有源桥变换器1的控制方法可以参见图4至图7及图9中的相关描述，此处不再重复。
请参阅图13，为本申请实施例提供的储能设备的一种示意图。储能设备1000可以应用于任意一种储能系统中，例如光伏储能系统等，此处不做限定。
如图13所示，储能设备1000可以包括储能电池200和功率变换装置100。储能电池200可以作为直流电源，储能电池200可以连接至功率变换装置100，并为功率变换装置100提供直流电或者存储功率变换装置100输出的直流电。其中，功率变换装置100和储能电池200可以是一体式，也可以是分体式，本申请实施例对此不做限定。
可理解地，功率变换装置100可以是图12所示的功率变换装置100，因此，在控制器6的控制下，双有源桥变换器1既可以对储能电池200进行充电，也可以将储能电池200进行放电。
请参阅图14，为本申请实施例提供的动力设备的一种示意图。动力设备2000可以应用于任意一种需要动力的机电设备产品中，例如自移动机器人(如扫地机器人)、冰箱、空调、电动汽车等，此处不做限定。
如图14所示，动力设备2000可以包括电机300和功率变换装置100，电机300可以作为交流负载，电机300可以连接至功率变换装置100，并由功率变换装置100供电。
可理解地，功率变换装置100可以是图12所示的功率变换装置100，因此，在控制器6的控制下，双有源桥变换器1可以为电机300提供所需的交流电压和交流电流，并且，在电机300启动时，还可以为电机300提供较大的交流电流，以使电机300能够顺利启动。
请参阅图15，为本申请实施例提供的电子设备的一种示意图。
如图15所示，电子设备400可以包括处理器401和存储器402。
处理器401可以是中央处理单元(central processing unit，CPU)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(digital signal processor，DSP)、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(fieldprogrammable gate array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者是任何常规的处理器等。
存储器402可以是只读存储器(read-only memory，ROM)或可存储静态信息和指令的其他类型的静态存储设备，随机存取存储器(random access memory，RAM)或者可存储信息和指令的其他类型的动态存储设备，也可以是电可擦可编程只读存储器(ElectricallyErasable Programmable Read-Only Memory，EEPROM)、只读光盘(Compact Disc Read-Only Memory，CD-ROM)或其他光盘存储、光碟存储(包括压缩光碟、激光碟、光碟、数字通用光碟、蓝光光碟等)、磁盘存储介质或者其他磁存储设备、或者能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质，但不限于此。存储器402可以是独立存在，通过总线与处理器401相连接。存储器402也可以和处理器401集成在一起。
其中，存储器402用于存储执行以上双有源桥变换器的控制方法的程序指令，并由处理器401来控制执行。处理器401用于执行存储器402中存储的程序指令。存储器402存储的程序指令可执行上述双有源桥变换器的控制方法实施例中的部分或全部步骤。
请参阅图16，为本申请实施例提供的双有源桥变换器的控制装置的一种示意图。该双有源桥变换器的控制装置500可用于实现上述双有源桥变换器的控制方法。
如图16所示，双有源桥变换器的控制装置500包括：获取模块501、第一确定模块502、第二确定模块503、第三确定模块504和生成模块505。
其中，获取模块501用于在每个控制周期中，获取双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率。
第一确定模块502用于根据目标交流电压和目标交流电流确定双有源桥变换器的目标能量流动方向。
第二确定模块503用于根据实际交流电流、目标交流电流、实际直流电压和最大开关频率确定直流侧桥式电路的内移相角。
第三确定模块504用于根据内移相角和预设比例参数确定直流侧桥式电路与交流侧桥式电路之间的外移相角。
生成模块505用于根据目标能量流动方向、内移相角和外移相角生成控制信号并输出至双有源桥变换器，控制信号用于控制双有源桥变换器按照目标能量流动方向进行能量变换。
可以理解的是，上述双有源桥变换器的控制装置500中各个模块的划分仅用于举例说明，在其他的实施例中，可将双有源桥变换器的控制装置500按照需要划分为不同的模块，以完成上述双有源桥变换器的控制装置500的全部或部分功能。
本申请实施例中各个模块的具体实现还可以对应参照上述双有源桥变换器的控制方法实施例的相应描述，故在此不再详述。
在本申请各实施例中的各功能模块可以全部集成在一个处理模块/单元中，也可以是各模块分别单独作为一个模块，也可以两个或两个以上模块集成在一个模块中；上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能模块的形式实现。
本申请上述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机、服务器、或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分。而前述的存储介质包括：移动存储设备、ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，用于存储计算机程序或代码，当计算机程序或代码被处理器执行时，实现上述双有源桥变换器的控制方法实施例中的至少部分步骤。其中，计算机可读存储介质包括在用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其它数据)的任何方法或技术中实施的易失性和非易失性、可移除和不可移除介质。计算机可读存储介质的具体实施方式可参见图15中的存储器402的描述，此处不再赘述。
最后应说明的是，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本申请进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本申请的技术方案进行修改或等同替换，而不脱离本申请技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种双有源桥变换器的控制方法，其特征在于，所述双有源桥变换器包括直流侧桥式电路、变压器和交流侧桥式电路，所述直流侧桥式电路的第一端连接所述变压器的原边，所述直流侧桥式电路的第二端用于连接直流电源和直流负载中的至少一个，所述变压器的副边连接所述交流侧桥式电路的第一端，所述交流侧桥式电路的第二端用于连接电网和交流负载中的至少一个；所述控制方法包括：
在每个控制周期中，获取所述双有源桥变换器的实际交流电流、实际直流电压、目标交流电流、目标交流电压和最大开关频率；
根据所述目标交流电压和所述目标交流电流确定所述双有源桥变换器的目标能量流动方向；
根据所述实际交流电流、所述目标交流电流、所述实际直流电压和所述最大开关频率确定所述直流侧桥式电路的内移相角；
根据所述内移相角和预设比例参数确定所述直流侧桥式电路与所述交流侧桥式电路之间的外移相角；
根据所述目标能量流动方向、所述内移相角和所述外移相角生成控制信号并输出至所述双有源桥变换器，所述控制信号用于控制所述双有源桥变换器按照所述目标能量流动方向进行能量变换。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：获取所述双有源桥变换器的实际运行工况，所述实际运行工况包括并网工况和离网工况中的至少一种工况；
其中，当所述双有源桥变换器处于所述并网工况时，根据所述电网电压确定所述目标交流电压；
当所述双有源桥变换器处于所述离网工况时，根据所述交流负载的需求电压确定所述目标交流电压。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，当所述双有源桥变换器处于所述离网工况时，所述方法还包括：
获取所述双有源桥变换器的实际交流电压；
根据所述目标交流电压和所述实际交流电压获得交流电压差值；
根据所述交流电压差值进行偏差运算，得到所述目标交流电流。
4.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述目标能量流动方向、所述内移相角和所述外移相角生成控制信号并输出至所述双有源桥变换器，所述控制信号用于控制所述双有源桥变换器按照所述目标能量流动方向进行能量变换，包括：
在所述目标能量流动方向为从所述直流侧桥式电路流向所述交流侧桥式电路时，所述控制信号用于控制所述直流侧桥式电路的桥臂中点电压的相位角为所述内移相角，并控制所述直流侧桥式电路的桥臂中点电压相比于所述交流侧桥式电路的桥臂中点电压超前所述外移相角；
在所述目标能量流动方向为从所述交流侧桥式电路流向所述直流侧桥式电路时，所述控制信号用于控制所述直流侧桥式电路的桥臂中点电压的相位角为所述内移相角，并控制所述直流侧桥式电路的桥臂中点电压相比于所述交流侧桥式电路的桥臂中点电压滞后所述外移相角。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
获取预设的内移相角期望值；
根据所述目标交流电流的最大值、所述内移相角期望值和所述实际直流电压确定所述最大开关频率。
6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述最大开关频率与所述目标交流电流的最大值呈负相关关系，所述最大开关频率与所述内移相角期望值呈正相关关系，所述最大开关频率与所述实际直流电压呈正相关关系。
7.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，根据所述实际交流电流、所述目标交流电流、所述实际直流电压和所述最大开关频率确定所述直流侧桥式电路的内移相角，包括：
根据所述目标交流电流、所述实际直流电压和所述最大开关频率获得移相角前馈值；
根据所述目标交流电流和所述实际交流电流获得移相角补偿值；
计算所述移相角前馈值和所述移相角补偿值之和，得到所述内移相角。
8.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据所述内移相角和所述最大开关频率进行计算，得到目标开关频率；
所述根据所述目标能量流动方向、内移相角和所述外移相角生成控制信号并输出至所述双有源桥变换器，包括：
根据所述目标开关频率、所述目标能量流动方向、所述内移相角和所述外移相角生成所述控制信号并输出至所述双有源桥变换器。
9.一种功率变换装置，所述功率变换装置包括双有源桥变换器和控制器，其特征在于，所述控制器用于执行如权利要求1至8中任一项所述的双有源桥变换器的控制方法。
10.一种储能设备，其特征在于，所述储能设备包括储能电池和如权利要求9所述的功率变换装置，所述储能电池连接所述功率变换装置，以为所述功率变换装置提供直流电或者存储所述功率变换装置输出的直流电。
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