CN117559776A - 功率转换电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种功率转换电路及其控制方法。开关组件具有栅极与场板电极，栅极接收第一控制信号，并且场板电极接收第二控制信号。于功率转换电路的重载期间，第二控制信号的高电位期间的上升缘早于第一控制信号的高电压期间的上升缘且第二控制信号的高电位期间比第一控制信号的高电位期间长。本发明能够降低开关组件的导通损耗、切换损耗以及避免开关组件发生射穿现象。

Description

功率转换电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种电源转换电路，尤其涉及一种功率转换电路及其控制方法。

背景技术

在目前的应用中，切换式功率转换电路使用例如是金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)或横向扩散金属氧化物半导体晶体管(Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor)作为开关组件进行电源转换。这些开关组件具有场板(Field plane，FP)电极且耦接其栅极电位或源极电位，用以降低开关组件的寄生电容或寄生电阻。

具体来说，若将场板电极耦接栅极电位，虽然可改善组件操作时的寄生电容，然而当开关组件被关断时，场板电极上的电压的下降缘与栅极上的电压的下降缘同时发生，半导体组件的源极与漏极之间以及场板电极与漏极之间瞬时产生的电压差会产生振铃(Ringing)现象，此振铃现象可能导致组件崩溃(Breakdown)。另一方面，若将场板电极耦接源极电位，可改善组件的寄生电阻，但会导致组件的寄生电容增加。

在另一方面，若将前述的开关组件应用于半桥整流器的下桥开关，且将场板电极耦接下桥开关的栅极电位。在此应用中，当下桥开关被关断时所造成的振铃现象会导致半导体组件的栅极与源极(或漏极)之间的电压差过大而发生崩溃，会造成半桥整流器发生射穿(shoot through)现象导致半桥整流器损毁。

发明内容

本发明实施例提供一种功率转换电路及其控制方法，能够在功率转换电路中的开关组件运作时，降低其寄生电容及寄生电阻，同时提高功率转换电路对于发生射穿现象的容忍度(Tolerance)。

本发明的实施例的功率转换电路包括第一开关组件。第一开关组件具有第一栅极与第一场板电极。第一栅极接收第一控制信号，并且第一场板电极接收第二控制信号。于功率转换电路的重载期间，第二控制信号的高电位期间的上升缘早于第一控制信号的高电位期间的上升缘，且第二控制信号的高电位期间比第一控制信号的高电位期间长。

于一实施例中，于功率转换电路的重载期间，第二控制信号的高电位期间的下降缘晚于第一控制信号的高电位期间的下降缘。

于一实施例中，功率转换电路还包括第二开关组件，串联连接于输入电压与第一开关组件之间。第二开关组件具有第二栅极用以接收第三控制信号。于功率转换电路的重载期间，第二控制信号为第三控制信号的反相信号。第一控制信号的高电位期间与第三控制信号的高电位期间之间有死区时间。

于一实施例中，第二开关组件还具有第二场板电极。第二场板电极用以接收与第三控制信号不同的第四控制信号。

于一实施例中，第四控制信号为直流电压信号或为第三控制信号的同步信号。

于一实施例中，第一开关组件、第二开关组件及驱动电路形成于同一芯片中。

于一实施例中，功率转换电路还包括感测电路及逻辑电路。感测电路感测流经第一开关组件的电流或第一开关组件的温度至少其中之一，并产生感测信号。逻辑电路耦接于感测电路与第一场板电极之间，根据感测信号提供第二控制信号。当感测信号响应于功率转换电路的轻载期间而低于默认值时，逻辑电路将第二控制信号维持在固定的工作电压。

本发明实施例另提供一种功率转换电路的控制方法。功率转换电路包括第一开关组件，并且具有第一栅极接收第一控制信号与第一场板电极接收第二控制信号。控制方法包括以下的步骤。判断功率转换电路的负载状况。于功率转换电路的重载期间，使第二控制信号的高电位期间的上升缘早于第一控制信号的高电位期间的上升缘，且第二控制信号的高电位期间比第一控制信号的高电位期间长。

于另一实施例中，于功率转换电路的重载期间，第二控制信号的高电位期间的下降缘晚于第一控制信号的高电位期间的下降缘。

于另一实施例中，控制方法还包括当与流经第一开关组件的电流或第一开关组件的温度其中之一相关的感测信号响应于功率转换电路的轻载期间而低于默认值时，第二控制信号维持在固定的工作电压。

基于上述，本发明实施例的功率转换电路及其控制方法能够通过控制栅极所接收的第一控制信号与场板电极所接收的第二控制信号，使第一开关组件导通时可通过第二控制信号来降低功率的寄生电阻，并使第一开关组件被导通时可通过场板电极上电压维持于高电压而避免发生振铃现象以提高发生射穿现象的容忍度。如此一来，功率转换电路及其控制方法能够降低导通损耗(Conduction Loss)、切换损耗(Switch Loss)以及避免第一开关组件发生射穿现象。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1是应用本发明一实施例的功率转换装置的示意图；

图2是依据本发明一实施例所示出的功率转换电路的电路图；

图3是依据本发明一实施例所示出的功率转换电路的控制方法的流程图；

图4A是依据本发明图2实施例所示出的感测电路的电路方块图；

图4B是依据本发明图2实施例所示出的感测电路的电路方块图；

图5是依据本发明图2实施例所示出的功率转换电路的控制信号及波形图；

图6是依据本发明图2实施例所示出的功率转换电路的动作示意图。

附图标记说明

10:功率转换装置；

100:功率转换电路；

110:第一开关组件；

120:第二开关组件；

130:逻辑电路；

131:反相器；

132:切换电路；

133:比较器；

140:电平位移器；

150:反相器；

200:控制器；

360:感测电路；

361:电流源；

C1～C2:电容器；

D1:二极管；

DRC:驱动电路；

GND:接地端电压；

HS:高侧控制信号；

HS_FP1、HS_FP2:第四控制信号；

HS_G:第三控制信号；

L1:电感器；

LS:低侧控制信号；

LS_FP:第二控制信号；

LS_G:第一控制信号；

N1:输出端；

N2:耦接端；

PWM:驱动电压；

RD1～RD2:飘移层电阻；

Rth:热敏电阻；

S210～S220:步骤；

T_FP、T_G:高电位期间；

t1_1～t7_2:时间；

VBOOST:靴带电压；

VDD:电源电压；

VFON:工作电压；

Vin:输入电压；

VOUT:输出端；

VS:比较结果；

Vsense:感测信号；

Vsw:输出电压；

Vth:默认值。

具体实施方式

本发明的部份实施例接下来将会配合附图来详细描述，以下的描述所引用的组件符号，当不同附图出现相同的组件符号将视为相同或相似的组件。这些实施例只是本发明的一部份，并未揭示所有本发明的可实施方式。更确切的说，这些实施例只是本发明的专利申请范围中的范例。

图1是依据本发明一实施例所示出的功率转换装置的电路图。请参考图1，功率转换装置10包括功率转换电路100以及控制器200。功率转换电路100耦接控制器200。功率转换电路100可接收控制器200所输出的控制信号PWM，并可至少依据控制信号PWM来控制功率转换电路100中的第一开关组件110及第二开关组件120，以使第一开关组件110及第二开关组件120转换输入电压Vin以在输出端N1产生(并输出)输出电压Vsw。

在本实施例中，功率转换装置10还包括接靴带电容器(Cboost)C1以及二极管D1。二极管D1的第一端耦接(或接收)电源电压VDD。二极管D1的第二端在耦接端N2处耦接靴带电容器C1的第一端。靴带电容器C1的第二端耦接功率转换电路100的输出端N1。在本实施例中，靴带电容器C1以及二极管D1可依据电源电压VDD而在耦接端N2处产生靴带电压(Booststrap)VBOOST，以使功率转换电路100可接收靴带电压VBOOST作为第二开关组件120的驱动电压。

在本实施例中，功率转换装置10还包括滤波电容器C2以及滤波电感器L1。滤波电感器L1的第一端耦接靴带电容器C1的第二端以及功率转换电路100的输出端N1。滤波电感器L1的第二端耦接滤波电容器C2的第一端。滤波电容器C2的第二端耦接功率转换装置10的输出端VOUT以及控制器200。在本实施例中，滤波电容器C2以及滤波电感器L1可作为滤波器，以对功率转换电路100的输出信号(即，输出端N1上的输出电压Vsw)进行滤波操作，以将经滤波的输出电压Vsw提供给输出端VOUT上所耦接的负载装置(未示出)。

图2是依据本发明一实施例所示出的功率转换电路的电路图。请参考图2，功率转换电路100包括第一开关组件110。第一开关组件110可例如是具有场板电极的N型金氧半场效晶体管(NMOSFET)。当第一开关组件110被导通时，第一开关组件110的源极以及漏极之间(即，栅极以及场板电极之间)形成通道(Channel)并具有飘移层电阻RD1。飘移层电阻RD1可示例性地示出于第一开关组件110的第一场板电极上。

在一些实施例中，第一开关组件110可例如是以具有场板电极的P型金氧半场效晶体管(p-type Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，PMOSFET)来被实现。在一些实施例中的信号反向于本实施例中对应的信号。

第一开关组件110的栅极接收第一控制信号LS_G，以控制第一开关组件110来被导通或被关断。在本实施例中，第一开关组件110的第一场板电极接收第二控制信号LS_FP，以控制漂移层的电荷来降低飘移层电阻RD1，因而进一步降低功率转换电路100中的寄生电阻以及传导损耗。在本实施例中，第一开关组件110的源极耦接接地端电压GND。第一开关组件110的漏极耦接输出端N1。

于功率转换电路100的重载期间，第一控制信号LS_G以及第二控制信号LS_FP为方波信号，并且第二控制信号LS_FP的高电位期间比第一控制信号LS_G的高电位期间先发生且涵盖第一控制信号LS_G的高电位期间。也就是说，于功率转换电路100的重载期间，第二控制信号LS_FP的高电位期间的上升缘早于第一控制信号LS_G的高电位期间的上升缘。第二控制信号LS_FP的高电位期间比第一控制信号LS_G的高电位期间长。第二控制信号LS_FP的高电位期间的下降缘晚于第一控制信号LS_G的高电位期间的下降缘。如此可确保在第一开关组件110的导通期间具有低寄生电阻，且在导通/关断的瞬态期间对源-汲电压的振铃现象具有较佳的容忍度。同时亦可使第一开关组件110在关断期间具有高飘移层电阻RD1，防止电流泄漏。

功率转换电路100还可包括第二开关组件120。第二开关组件120耦接第一开关组件110。具体来说，第二开关组件120串联连接输入电压Vin与第一开关组件110之间。第二开关组件120的源极接收(或耦接)输入电压Vin。第二开关组件120的漏极耦接第一开关组件110的漏极耦以及输出端N1。在本实施例中，第一开关组件110以及第二开关组件120构成半桥整流器架构，第一开关组件110可作为低侧(Low-side)晶体管，并且第二开关组件120可作为高侧(High-side)晶体管。

在本实施例中，第二开关组件120可例如是以具有场板电极的N型金氧半场效晶体管来被实现。当第二开关组件120被导通时，第二开关组件120的源极以及漏极之间(即，栅极以及场板电极之间)形成通道(Channel)并具有飘移层电阻RD2。飘移层电阻RD2可示例性地示出于第二开关组件120的场板电极上。

在一些实施例中，第二开关组件120可例如是以具有场板电极的P型金氧半场效晶体管(p-type Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，PMOSFET)来被实现。在一些实施例中的信号反向于本实施例中对应的信号。

在本实施例中，第二开关组件120受控于第三控制信号HS_G。具体来说，第二开关组件120具有第二栅极用以接收第三控制信号HS_G，以控制第二开关组件120的导通或关断。在本实施例中，第二开关组件120具有第二场板电极，用以接收与第三控制信号HS_G不同的第四控制信号HS_FP1，来降低飘移层电阻RD2，进一步进低功率转换电路100中的寄生电阻以及传导损耗。

在本实施例中，于功率转换电路100的重载期间，第三控制信号HS_G与第二控制信号LS_FP互为反相信号。具体来说，第二控制信号LS_FP为第三控制信号HS_G的反相信号，且第一控制信号LS_G的高电位期间与第三控制信号HS_G的高电位期间之间有死区时间(deadtime)而相互错开。

在本实施例中，功率转换电路100可基于低侧控制信号LS和/或高侧控制信号HS来产生第三控制信号HS_G以及第四控制信号HS_FP1，以进一步产生输出电压Vsw。在一些实施例中，控制电路可输出第四控制信号HS_FP1至第二开关组件120。

在本实施例中，第四控制信号HS_FP1可例如是直流电压信号(可例如是电源电压VDD)，可使第二开关组件120于工作期间保持低的导通阻抗。在一些实施例中，第四控制信号HS_FP1可例如是第三控制信号HS_G的同步信号(可例如是靴带(Boost strap)电压VBOOST)，可使第二开关组件120于关断期间保持高的导通电阻。

在图2的实施例中，功率转换电路100还包括驱动电路DRC。驱动电路DRC的输入端耦接(或接收)驱动电压PWM。驱动电路DRC的多个输出端分别耦接第一开关组件110以及第二开关组件120，以分别输出第一控制信号LS_G以及第三控制信号HS_G至第一开关组件110以及第二开关组件120。

具体来说，功率转换电路100还包括电平位移器(Level shifter)140以及反相器150。电平位移器140以及反相器150可整合于驱动电路DRC中。电平位移器140的输入端接收高侧控制信号HS(即，驱动电压PWM)。电平位移器140的输出端耦接第二开关组件120的栅极。电平位移器140可调整(例如是提高或调降)高侧控制信号HS的电压值(或电压电平)以产生第三控制信号HS_G。反相器150的输入端接收高侧控制信号HS(即，驱动电压PWM)。反相器150的输出端耦接第一开关组件110的栅极。反相器150可对高侧控制信号HS进行反相处理以产生低侧控制信号LS。驱动电路DRC可接收靴带电压VBOOST或电源电压VDD其中之一做为第四控制信号HS_FP1。

在图2的实施例中，功率转换电路100还包括逻辑电路130以及感测电路(未示出于图2)。逻辑电路130以及感测电路可整合于驱动电路DRC中。逻辑电路130耦接于感测电路与第一开关组件110的第一场板电极之间。具体来说，逻辑电路130的多个输入端可分别接收高侧控制信号HS、工作电压VFON、默认值Vth以及由感测电路所提供的感测信号Vsense。逻辑电路130的输出端耦接第一开关组件110的第一场板电极。逻辑电路130可根据高侧控制信号HS、工作电压VFON、默认值Vth以及感测信号Vsense中至少一者来提供第二控制信号LS_FP至第一开关组件110的第一场板电极。

在本实施例中，逻辑电路130包括切换电路132以及比较器133。在本实施例中，逻辑电路130还可包括反相器131。反相器131的输入端接收一高侧控制信号HS。反相器131的输出端耦接第一开关组件110的第一场板电极。反相器131可对高侧控制信号HS进行反相处理以产生第二控制信号LS_FP，以输出高侧控制信号HS的反相信号作为第二控制信号LS_FP。

在本实施例中，切换电路132具有第一输入端、第二输入端及输出端。切换电路132的第一输入端接收第二控制信号LS_FP。切换电路132的第二输入端接收(或耦接)工作电压VFON。切换电路132的第三输入端(或控制端)耦接比较器133的输出端以接收比较结果VS。切换电路132的输出端耦接第一开关组件110的第一场板电极。在本实施例中，切换电路132受控于比较器133而在切换电路132的第一输入端(即，反相器131的输出端)以及第二输入端(即，工作电压VFON)之间进行切换操作，以输出反相器131所输出的高侧控制信号HS的反相信号，或者输出工作电压VFON。在本实施例中，切换电路132可例如是开关。

在本实施例中，比较器133耦接感测电路(未示出于图2)与切换电路132。具体来说，比较器133的多个输入端接收来自感测电路的感测信号Vsense以及默认值Vth。比较器133的输出端耦接切换电路132的控制端。在本实施例中，比较器133可根据感测信号Vsense以及默认值Vth来进行比较以产生比较结果VS并输出至切换电路132。也就是说，比较器133可比较感测信号Vsense及默认值Vth，并提供比较结果VS至切换电路132，以使切换电路132切换输出第二控制信号LS_FP(即，高侧控制信号HS的反相信号)或工作电压VFON。

在本实施例中，感测信号Vsense可例如是关联于功率转换电路的负载状况的参数。举例来说，感测信号Vsense可例如是流过第一开关组件110的电流感测值、第一开关组件110的温度感测值两者至少其中之一。

在本实施例中，当感测信号Vsense的电压值高于默认值Vth时，表示负载状况为重载(即，功率转换电路100操作于重载期间)。切换电路132根据比较结果VS切换输出高侧控制信号HS的反相信号作为第二控制信号LS_FP。具体来说，在本实施例中，当第一开关组件100有电流流过时，当此电流的感测信号Vsense高于默认值Vth时，切换电路132根据比较结果VS来切换输出高侧控制信号HS的反相信号作为第二控制信号LS_FP，以使第二控制信号LS_FP在相对高电压值与相对低电压值之间切换(即，方波信号)。

在另一方面，在本实施例中，当感测信号Vsense的电压值低于默认值Vth时，表示负载状况为轻载(即，功率转换电路100操作于轻载期间)。具体来说，在本实施例中，当感测信号Vsense响应于功率转换电路100的轻载期间而低于默认值Vth时，切换电路132根据比较结果VS来切换输出工作电压VFON作为第二控制信号LS_FP，以将第二控制信号LS_FP维持在固定的工作电压(即，具有固定相对高电压值的高电位状态)。

在本实施例中，由于切换电路132可根据比较结果VS在高侧控制信号HS的反相信号以及工作电压VFON之间切换，因此切换电路132可输出直流电压信号(即，高侧控制信号HS的反相信号)或方波信号(即，工作电压VFON)，以使第二控制信号LS_FP可以依负载的轻/重载状况切换直流电压信号或方波信号。

换句话说，逻辑电路130可通过感测信号Vsense来判断输出端N1的抽载状况输出对应的信号作为第二控制信号LS_FP，而能够改善功率转换电路100分别在轻载或重载时的切换效率。

值得一提的是，图2的电路较佳可应用于驱动开关(Driving MOS，DrMOS)或智慧功率级(Smart Power Stage，SPS)集成电路封装结构。即第一开关组件110、第二开关组件120与驱动电路DRC在同一集成电路封装体中。

举例来说，第一开关组件110、第二开关组件120与驱动电路DRC可为形成于同一芯片中的单芯片(monolithic)结构。或第一开关组件110、第二开关组件120与驱动电路DRC至少两个组件在同一芯片中的多芯片封装结构。如此一来，集成电路的封装接脚即可兼容于市售产品规格。

图3是依据本发明一实施例所示出的功率转换电路的控制方法的流程图。请参考图2以及图3，控制电路可以执行如以下步骤S210～S220来执行控制方法，以控制功率转换电路100。在本实施例中，步骤S210～S220可以应用于以下示例性的情况。

在步骤S210，通过控制电路判断功率转换电路100的负载状况。在本实施例中，当感测信号Vsense响应于功率转换电路100的重载期间而高于默认值Vth时，通过控制电路配置第一控制信号LS_G以及第二控制信号LS_FP为方波信号。也就是说，第一控制信号LS_G在第一电压值与第二电压值之间切换。第二控制信号LS_FP在第一电压值(或第三电压值)与第二电压值(或第四电压值)之间切换。

在步骤S220，于功率转换电路100的重载期间，通过控制电路使第二控制信号LS_FP的高电位期间的上升缘早于第一控制信号LS_G的高电位期间的上升缘，且第二控制信号LS_FP的高电位期间比第一控制信号LS_G的高电位期间长。

具体来说，在本实施例中，当第一开关组件110将被导通时，第二控制信号LS_FP的上升缘发生在第一控制信号LS_G的对应的上升缘之前。当第一开关组件110被导通时，第二控制信号LS_FP以及第一控制信号LS_G分别维持在相对高电压值(例如是第一电压值和/或第三电压值)。当第一开关组件110将被关断时，第二控制信号LS_FP的下降缘发生在第一控制信号LS_G的对应的下降缘之后。

在此值得一提的是，由于第二控制信号LS_FP的下降缘发生在第一控制信号LS_G的下降缘之后，第二控制信号LS_FP的高电位期间可涵盖第一开关组件110被关断的瞬态时间点(即，第一控制信号LS_G的下降缘的发生时点)。在本实施例中，第一开关组件110的栅极上的电压(即，第一控制信号LS_G)的下降缘与第一开关组件110的第一场板电极上的电压(即，第二控制信号LS_FP)的下降缘错开，能够避免第一开关组件110被关断时所造成的振铃现象。也就是说，通过第二控制信号LS_FP的配置能够提高第一开关组件110的电场分布的均匀性，以降低第一场板电极与漏极之间的电压差。如此一来，第一开关组件110能够提高对于振铃现象的容忍度，以提高第一开关组件110被关断时的击穿电压(Breakdownvoltage)的电压值。

图4A是依据本发明图2实施例所示出的感测电路的电路方块图。第一开关组件110、输出端N1、第一控制信号LS_G以及感测信号Vsense可以参照功率转换电路100的相关说明并且加以类推，故在此不另重述。在另一方面，为了方便说明本案内容，在图4A所示功率转换电路100的部分组件及组件标号被省略。

请参考图4A以及图2，功率转换电路100的感测电路360的输入端耦接第一开关组件110的源极，以感测流经第一开关组件110的电流(即，输出端N1上的电流)。感测电路360的输出端耦接逻辑电路130中的比较器133，以基于前述的电流来输出感测信号Vsense至比较器133。也就是说，感测电路360可感测流经第一开关组件110的电流，并产生感测信号Vsense。

图4B是依据本发明图2实施例所示出的感测电路的电路方块图。

请参考图4B以及图2，功率转换电路100的感测电路360包括电流源361以及热敏电阻Rth。电流源361耦接热敏电阻Rth。热敏电阻Rth设置邻近于第一开关组件110，以感测第一开关组件110的温度。感测电路360的输出端耦接逻辑电路130中的比较器133，以基于前述的温度来输出感测信号Vsense至比较器133。也就是说，感测电路360可感测流经第一开关组件110的电流所产生的温度，并产生感测信号Vsense。

在一些实施例中，感测电路360可同时以图4A以及图4B所示实施例来被实现。也就是说，感测电路360可感测流经第一开关组件110的电流以及第一开关组件110的温度至少其中之一，并产生感测信号Vsense。

图5是依据本发明图2实施例所示出的功率转换电路的动作示意图。在图5中，横轴为功率转换电路100的操作时间，纵轴为电压值。关于功率转换电路100的操作细节，请参考图2及图5。在本实施例中，功率转换电路100可根据感测信号Vsense判断输出端N1所耦接的负载装置的状况来操作。

举例来说，在时间t3以前(以下实施例称为第一操作期间)，当负载装置的抽载装态为轻载时，流经开关组件的电流低使得开关组件的温度低，相应的感测信号Vsense的电压值低于默认值Vth。此时，逻辑电路130输出一个固定电压作为第二控制信号LS_FP1。此固定电压可以为工作电压VFON、第二控制信号LS_FP1的高位准电压或依电路设计需求为其他的电压值。例如可为介于输出电压Vsw与接地电压GND之间的电压值。

在第一操作期间内，第四控制信号HS_FP1为具有相对高电压值(可例如是电源电压VDD)的直流电压信号，可保持第二开关组件120在导通电阻状态。第三控制信号HS_G为方波信号，且在相对高电压值与相对低电压值之间切换。在一些实施例中，第四控制信号HS_FP1可被替换成第四控制信号HS_FP2。第四控制信号HS_FP2可例如是第三控制信号HS_G的同步信号(可例如是靴带(Boost strap)电压)。

在第一操作期间内，第二控制信号LS_FP为具有相对高电压值的直流电压信号。第一控制信号LS_G为方波信号，且在相对高电压值与相对低电压值之间切换。在本实施例中，第三控制信号HS_G的高电位期间与第一控制信号LS_G的高电位期间之间有例如为时间t1_1至时间t1_2或时间t1_2至时间t1_4的死区时间(dead time)，使第一控制信号LS_G的高电位期间T_G与第三控制信号HS_G的高电位期间相互错开而不会重叠。

在另一方面，在时间t3以后(以下实施例称为第二操作期间)，当负载装置的抽载状态为重载，使感测信号Vsense的电压值高于默认值Vth的电压值。此时，逻辑电路130输出方波信号作为第二控制信号LS_FP。

在第二操作期间内，第四控制信号HS_FP1为具有第一电压值的直流电压信号。第三控制信号HS_G、第二控制信号LS_FP及第一控制信号LS_G为方波信号，且具有高电位期间与低电位期间。在一些实施例中，第四控制信号HS_FP1可被替换成第四控制信号HS_FP2。第四控制信号HS_FP2可例如是第三控制信号HS_G的同步信号(可例如是靴带(Boost strap)电压)。

在第二操作期间内，第二控制信号LS_FP为第三控制信号HS_G的反相信号，且第一控制信号LS_G的高电位期间与第三控制信号HS_G的高电位期间之间有死区时间。

具体来说，在第二操作期间内，第二控制信号LS_FP的上升缘发生在时间t4_3，相对应的第一控制信号LS_G的上升缘发生在时间t4_4。即第二控制信号LS_FP的上升缘发生在相对应的第一控制信号LS_G的上升缘之前。至少部分的第二控制信号LS_FP的高电位期间T_FP与至少部分的第一控制信号LS_G的高电位期间T_G重叠。

应注意的是，在时间t4_3至时间t4_4内，通过第二控制信号LS_FP的高电位期间T_FP涵盖第一控制信号LS_G的上升缘，使第二控制信号LS_FP不会与第一控制信号LS_G同时进行电压值的切换(即，瞬变)。如此一来，第一开关组件110能够避免第一场板电极上的寄生电容与栅极上的寄生电容同时被充电而造成整体的寄生电容值变大，因此能够缩短第一开关组件110在被导通与被关断之间切换的时间，以降低切换损耗。

在第二操作期间内，在时间t5_1时，第一控制信号LS_G由相对高电压值切换至相对低电压值，以产生第一控制信号LS_G的下降缘。接着，在时间t5_2时，第二控制信号LS_FP由相对高电压值切换至相对低电压值，以产生第二控制信号LS_FP的下降缘。也就是说，第二控制信号LS_FP的下降缘发生在第一控制信号LS_G的对应的下降缘之后。第二控制信号LS_FP的高电压期间T_FP涵盖第一控制信号LS_G的高电压期间T_G。

应注意的是，在时间t5_1至时间t5_2内，通过第二控制信号LS_FP具有相对高电压值，能够降低第一开关组件110的场板电极与漏极之间的电压差，因此能够提高第一开关组件110的电场分布的均匀性，以避免第一开关组件110发生崩溃而误被导通或关断。

在另一实施例中，第二开关组件120的场板电极可以接收与第三控制信号HS_G同步的方波信号做为第四控制信号HS_FP2(例如可为功率转换电路100的靴带电压信号)，可确保HSMOS关断期间具有大电阻。

图6是依据本发明图2实施例所示出的功率转换电路的动作示意图。在图6中，横轴为功率转换电路100的操作时间，纵轴为电压值。关于功率转换电路100的操作细节，请参考图2及图6。

在时间t6_1以前，第二控制信号LS_FP以及第一控制信号LS_G维持在相对低电压值。此时，飘移层电阻RD1具有相对高电阻值。在本实施例中，通过具有相对低电压值的第二控制信号LS_FP能够确保第一开关组件110在被关断时具有高阻抗值，以提高在第一开关组件110被关断时的电流阻断能力。

在时间t6_1时，第二控制信号LS_FP由相对低电压值切换至相对高电压值，以产生第二控制信号LS_FP的上升缘。此时，第一开关组件110的第一场板电极接收第二控制信号LS_FP，使飘移层电阻RD1由相对高电阻值下降至相对低电阻值。在本实施例中，通过施加于第一场板电极的第二控制信号LS_FP能够降低飘移层电阻RD1，以降低第一开关组件110的寄生电阻以及传导损耗，并且提高第一开关组件110的能量传导效率。

在时间t6_2时，第一控制信号LS_G由相对低电压值切换至相对高电压值，以产生第一控制信号LS_G的上升缘。此时，第二控制信号LS_FP具有相对高电压值。在时间t6_1至时间t6_2内关于功率转换电路100的操作可以参照图5实施例的相关说明并且加以类推，故在此不另重述。

在本实施例中，时间t6_1以及时间t6_2之间的时间差为死区时间(deadtime)。死区时间可例如是在2微秒至4微秒之间的范围内，以使第二控制信号LS_FP的上升缘足以与第一控制信号LS_G的上升缘错开。

在时间t7_1时，第一控制信号LS_G由相对高电压值切换至相对低电压值，以产生第一控制信号LS_G的下降缘。此时，第二控制信号LS_FP具有相对高电压值。

在时间t7_2时，第二控制信号LS_FP由相对高电压值切换至相对低电压值，以产生第二控制信号LS_FP的下降缘。此时，第一开关组件110的第一场板电极停止接收第二控制信号LS_FP，使飘移层电阻RD1由相对低电阻值提高至相对高电阻值。在时间t7_1至时间t7_2内关于功率转换电路100的操作可以参照图5实施例的相关说明并且加以类推，故在此不另重述。

应注意的是，在时间t7_1至时间t7_2内，通过第二控制信号LS_FP的下降缘晚于第一控制信号LS_G的下降缘，能够防止第一开关组件110的源极以及漏极之间的电压差过大而产生振铃现象，以避免因振铃现象误将第一开关组件110导通而造成的射穿现象。

在本实施例中，在时间t6_1至时间t7_2内(即，第二控制信号LS_FP的高电位期间T_FP)，通过飘移层电阻RD1的电阻值维持在相对低电阻值，能降低第一开关组件110的传导损耗。

在时间t7_2以后，通过飘移层电阻RD1的电阻值维持在相对高电阻值，能够提高在第一开关组件110被关断时的电流阻断能力。

综上所述，本发明实施例的功率转换电路及其控制方法通过第二控制信号的下降缘与第一控制信号的下降缘错开，能够避免第一开关组件被关断时所造成的振铃现象，以提高对于振铃现象的容忍度以及击穿电压的电压值。在部分实施例中，在功率转换电路操作于不同的工作模式时，通过第二控制信号的配置能够缩短第一开关组件在被导通与被关断之间切换的时间以降低切换损耗，并且能够避免因振铃现象而造成的射穿现象。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种功率转换电路，其特征在于，包括：

第一开关组件，具有第一栅极与第一场板电极，其中所述第一栅极接收第一控制信号，并且所述第一场板电极接收第二控制信号，

其中，于所述功率转换电路的重载期间，所述第二控制信号的高电位期间的上升缘早于所述第一控制信号的高电位期间的上升缘，且所述第二控制信号的高电位期间比所述第一控制信号的高电位期间长。

2.根据权利要求1所述的功率转换电路，其特征在于，其中于所述功率转换电路的所述重载期间，所述第二控制信号的高电位期间的下降缘晚于所述第一控制信号的高电位期间的下降缘。

3.根据权利要求1所述的功率转换电路，其特征在于，还包括：

第二开关组件，串联连接于输入电压与所述第一开关组件之间，所述第二开关组件具有第二栅极用以接收第三控制信号，

其中于所述功率转换电路的所述重载期间，所述第二控制信号为所述第三控制信号的反相信号，且所述第一控制信号的高电位期间与所述第三控制信号的高电位期间之间有死区时间。

4.根据权利要求3所述的功率转换电路，其特征在于，其中所述第二开关组件还具有第二场板电极，用以接收与所述第三控制信号不同的第四控制信号。

5.根据权利要求4所述的功率转换电路，其特征在于，其中所述第四控制信号为直流电压信号或为所述第三控制信号的同步信号。

6.根据权利要求3所述的功率转换电路，其特征在于，其中所述第一开关组件、所述第二开关组件及驱动电路形成于同一芯片中。

7.根据权利要求1所述的功率转换电路，其特征在于，还包括：

感测电路，感测流经所述第一开关组件的电流或所述第一开关组件的温度至少其中之一，并产生感测信号；以及

逻辑电路，耦接于所述感测电路与所述第一场板电极之间，根据所述感测信号提供所述第二控制信号，

其中，当所述感测信号响应于所述功率转换电路的轻载期间而低于默认值时，所述逻辑电路将所述第二控制信号维持在固定的工作电压。

8.一种功率转换电路的控制方法，其特征在于，其中所述功率转换电路包括第一开关组件，并且具有第一栅极接收第一控制信号与第一场板电极接收第二控制信号，其中所述控制方法包括：

判断所述功率转换电路的负载状况；以及

于所述功率转换电路的重载期间，使所述第二控制信号的高电位期间的上升缘早于所述第一控制信号的高电位期间的上升缘，且所述第二控制信号的高电位期间比所述第一控制信号的高电位期间长。

9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，其中于所述功率转换电路的所述重载期间，所述第二控制信号的高电位期间的下降缘晚于所述第一控制信号的高电位期间的下降缘。

10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，还包括：

当与流经所述第一开关组件的电流或所述第一开关组件的温度其中之一相关的感测信号响应于所述功率转换电路的轻载期间而低于默认值时，所述第二控制信号维持在固定的工作电压。